DE69105050T2

DE69105050T2 - Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors.

Info

Publication number: DE69105050T2
Application number: DE69105050T
Authority: DE
Inventors: Matti Kaehkipuro
Original assignee: Kone Elevator GmbH; Montgomery Elevator Co
Current assignee: Kone Elevator GmbH
Priority date: 1990-06-12
Filing date: 1991-06-03
Publication date: 1995-06-01
Anticipated expiration: 2011-06-04
Also published as: FI902932A0; FI87501B; US5194797A; AU7829891A; FI87501C; CA2044220A1; ES2067802T3; EP0461511B1; ATE114088T1; CA2044220C; EP0461511A1; DE69105050D1; AU647128B2; FI902932A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Heutzutage werden viele elektrische Motorantriebe unter Verwendung eines frequenzgesteuerten Wechselstrommotors hergestellt. Mit einer Frequenzsteuerung bleibt der Wirkungsgrad des Motors über den gesamten Drehzahlbereich hoch und das Netzleistungsverhältnis beträgt fast 1. Es kann darüber hinaus ein einfacher Kurzschlußläufermotor verwendet werden.
Bei der Steuerung eines Asynchronmotors können Simulationsschaltungen, die den Motor darstellen, verwendet werden. Zum Beispiel ist eine äquivalente Schaltung für Steuerungssysteme von Asynchronmotoren in den Fig. 2.20 d) und 2.21 in Bühler "Einführung in die Theorie geregelter Drehstromantriebe, Band I: Grundlagen", 1977, beschrieben, welches eine uniaxiale komplexe Simulationsschaltung für den Stator und Rotor eines Asynchronmotors in einem Koordinatensystem zeigt, das mit der Winkelgeschwindigkeit des Stators rotiert. Weiterhin zeigt das gleiche Buch die Spannungs- und Flußgleichungen für den Asynchronmotor in dem in Frage stehenden Koordinatensystem (S. 94, Gleichungen 2.99 a bis d).
Speziell in Frequenzwandler-Antrieben wird die Steuerung des Asynchronmotors durch Verwendung einer Vektorsteuerung durchgeführt. Ein Vorteil der Vektorsteuerung besteht darin, daß sie die Steuerung der Gleichstromkomponenten erlaubt. Dies macht die Notwendigkeit überflüssig, jede Phase des Dreiphasenmotors mit einer separaten Steuerungsvorrichtung zu versehen. Das Buch von Späth "Steuerverfahren für Drehstrommaschinen", 1983, beschreibt die Steuerung eines Asynchronmotors, insbesondere eines Kurzschlußläufermotors in einem Koordinatensystem, das mit einem Raumvektor verknüpft ist. Auf den Seiten 6 bis 33 zeigt dieses Buch ein einfaches Modell eines Asynchronmotors, bei dem die reale Achse in der gleichen Richtung orientiert ist wie der Rotor-Flußvektor. Zusätzlich sind Steuerungssysteme bekannt, welche auf der Verwendung von Stromreglern basieren und welche bei der bereits angesprochenen rotorflußorientierten Steuerung verwendet werden können. In solchen Systemen muß der Strom gemessen werden und dies macht sie teuer und aufwendig.
Es ist Ziel der vorliegenden Erfindung, die Nachteile der bislang bekannten Techniken zu beseitigen und ein einfaches Verfahren für die Regelung des Flusses und des Drehmomentes eines Asynchronmotors durch Vektorkontrolle zu schaffen, wie es in Anspruch 1 definiert ist.
In dem Verfahren der Erfindung werden keine Stromregler benötigt. Daher stellt die Erfindung ein Regelungssystem bereit, das schneller, einfacher und kostengünstiger als die bislang bekannten Lösungen ist.
Nachfolgend wird die Erfindung detailliert mit Hilfe eines Beispiels unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In diesen zeigen:
Fig. 1 ein Vektordiagramm eines Kurzschlußläufermotors;
Fig. 2 ein erfindungsgemäßes Regelungssystem;
Fig. 3 die Verwendung des erfindungsgemäßen Regelungssystems bei der Steuerung eines Frequenzwandlers, und
Fig. 4a bis 4g Motorsimulationskurven.
Gemäß den oben genannten Gleichungen 2.99 a-d bestimmen sich die Spannungs- und Flußgleichungen für einen Kurzschlußläufermotor, basierend auf der uniaxialen Theorie in einem mit dem Statorfeld rotierenden Koordinatensystem (die Rotorspannung ist Null; die unterstrichenen Größen sind Vektorgrößen) wie folgt:
In diesen Gleichungen ist s die Statorspannung, s der Statorstrom, rs der Statorwiderstand, ωm die Winkelfrequenz , s der Statorfluß und fs die Statorfrequenz. In gleicher Weise ist r der Rotorstrom, rr der Rotorwiderstand, r der Rotorfluß und fr die Rotorfrequenz (Schlupf). xs ist die Statorreaktanz, xh die wechselseitige Reaktanz und xr die Rotorreaktanz.
Fig. 1 zeigt ein Vektordiagramm entsprechend den obigen Gleichungen, bei welchem der Rotorfluß r in Übereinstimmung mit den obigen Ausführungen auf der Realteilachse Re (etwas unterhalb der Realteilachse) angeordnet ist, und bei dem der Statorfluß s leicht oberhalb der Realteilachse angeordnet ist. Die Statorspannung s ist in Form von Spannungsvektoren sr und si auf die Real- und Imaginärteilachsen Re und Im projiziert.
Bei dem Verfahren der Erfindung wird der absolute Wert des Statorflusses, der soweit wie möglich konstant gehalten wird, geregelt durch den Realteil sr der Statorspannung und das Drehmoment mittels der Statorfrequenz fs. Durch Einstellen des Imaginärteils der Statorspannung werden die Kalkulationskoordinaten in einer Position gehalten, welche es ermöglichen, daß der Rotorfluß nahe der Realteilachse bleibt. Der Wert des Drehmomentes und der absolute Wert des Statorflusses werden durch Rechnung aus den Motorgleichungen erhalten. Der absolute Wert des Statorflusses und des Drehmomentes werden mittels PI Steuerungen geregelt.
Für den Imaginärteil si der Statorspannung kann folgende Gleichung für die Regelung erhalten werden:
si = k fr + fs (5)
in der k den Koeffizienten s xh/(rr xs) bezeichnet. Das Motordrehmoment T kann für die Regelung (s. Bühler, S. 92) als
T = - Im{ r* r} (6)
beschrieben werden, wobei r* die komplex Konjugierte des Rotorflußvektors ist.
Fig. 2 zeigt ein Regelungssystem basierend auf den obigen Gleichungen und angewandt bei einem Kurzschlußläufermotor der von einem Frequenzwandler gespeist wird. Der physikalische Apparat 1 umfaßt einen Dreiphasen-Kurzschlußläufermotor 2, einen diesen speisenden Frequenzwandler 3 und einen Tachometergenerator 4, der mit der Motorwelle verbunden ist, um die Rotationsgeschwindigkeit n des Motors zu messen. Der Computer 5 enthält ein System für die Fluß- und Drehmomentregelung durch das Verfahren der Erfindung, implementiert durch Programme. Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Steuerung 6 und einen Simulator 7 zeigt, die einen Steuerungsalgorithmus enthalten, der die Regelungsgleichungen (5) und (6) enthält. Die Steuerung enthält Subtrahierer 8 und 9, Summierer 10 und 11 und PI Regler 13 und 14.
Die Referenzwerte Tref und Ψref für die absoluten Werte des Drehmomentes und des Statorflusses, die von einem Geschwindigkeitsregler erhalten werden, werden dem Regler 6 zugeführt, in welchem die Subtrahierer 8 und 9 die Drehmoment- und Flußwerte T und s (absoluter Wert des Statorflusses) subtrahieren, die von dem Simulator 7 aus den Referenzwerten bestimmt worden sind. Jede dieser beiden Differenzen wird einem PI-Regler 13, 14 zugeführt, von denen der letztere die Rotorfrequenz fr bereitstellt. Diese wird durch den Addierer 10 zu der Motordrehzahl n hinzuaddiert, welcher somit die Statorfrequenz fs bereitstellt. Darüber hinaus wird die Rotorfrequenz über den Koeffizient k (Element 12) mit der Statorfrequenz kombiniert, wodurch der Imaginärteil usi der Statorspannung erhalten wird. Der andere Regler 14 liefert den Realteil usr der Statorspannung. Diese drei Größen usi, usr und fs, werden dem Simulator 7 zugeführt, welcher das Drehmoment T und den Fluß s wie oben geschildert, bereitstellt. Sie werden ebenfalls dem Frequenzwandler 3 zugeführt. Die Zeitkonstante des PI Reglers beträgt
τ = (rs xr + rr xs)/(ωm rr rs).
Fig. 3 zeigt eine detailliertere Darstellung des Leistungsteils und der Steuerung eines Frequenzwandlers, bei denen das Regelverfahren der Erfindung angewandt wird. Die Leistungsstufe 15 des Frequenzwandlers, welche von einem Dreiphasen-Netzwerk mit den Phasenspannungen UR, US und UT gespeist wird, speist den Motor 2. Die Leistungsstufe des Frequenzwandlers besteht aus einer Diodengleichrichterbrücke 16, einer invertierenden Leistungsstufe 17, einem Glättungskondensator C1, einem Widerstand R1 und einem Transistor T7, die dazu dienen, die zurückgeführte Motorleistung zu verarbeiten.
Die invertierende Leistungsstufe 17 besteht aus den Transistoren T1 bis T6 und Dioden D1 bis D6, welche die Wege für die induktiven Ströme bilden. Die Transistoren werden wie folgt geregelt:
Der Imaginär- usi und Realteil usr der Statorspannung werden zuerst einer EPROM-Schaltung 18 zugeführt, deren Ausgangssignale die Amplitude Us und den Winkel α der Statorspannung liefern. Die Amplitude der Statorspannung wird durch einen A/D Wandler 19 in digitale Form Us überführt. Ein Spannungsteil der Frequenz fs der Statorspannung wird zuerst einem Absolutwertgenerator 20 zugeführt, um dessen Absolutwert zu generieren. Danach wird das Signal einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 21 zugeführt. Dessen Ausgangssignal liefert ein Rechtecksignal einer Frequenz, die proportional zur Frequenz fs der Statorspannung ist. Das von dem Oszillator erhaltene Rechtecksignal wird einem Auf/Abwärtszähler 22 zugeführt, dessen Zählrichtung durch einen Komparator 23 bestimmt wird, der der Polarität der Statorspannung folgt.
Dieses Signal wird zu dem Winkelsignal α in einer Speicherschaltung 24 hinzuaddiert. Das so erhaltene 8 Bit-Adress-Signal wird den Eingängen der drei Speicherschaltungen 25a - 25c zugeführt, die die Referenzspannungen jeder Phase repräsentierenden Kurven enthalten. An den Ausgängen dieser Schaltungen werden die Signale als digitales Wort in paralleler Form erhalten. Die binären Signale werden dann Digital/Analog-Wandlern 26a - 26c zugeführt, in denen die Spannungen in analoge Form konvertiert werden und deren Amplituden auf einen Wert eingestellt werden, der der Spannung Us entspricht. An den Ausgängen des D/A Wandlers wird eine Dreiphasenspannung variabler Amplitude und Frequenz erhalten. Diese Spannung wird verwendet, um einen Pulsbreitenmodulator 27 zu steuern, der aus einem Dreieck-Spannungsgenerator und Komparatoren besteht. Die Ausgangsspannungen des Pulsbreitenmodulators werden erhalten, indem die Dreieckspannung des Dreieckspannungsgenerators mit den Signalen verglichen wird, die von dem Digital/Analogwandler erhalten werden. Die Ausgangsspannungen werden Treibern (Opto-Kopplern) 28a - 28e zugeführt, die die Transistoren T1 - T6 steuern. Einer (z.B. T2) der Transistoren an jedem Pol in der Leistungsstufe 17 wird über die Komparatoren 29a - 29c durch das Komplementärsignal des anderen Transistors (z.B. T1) gesteuert.
Fig. 4a zeigt den Real- usr und Imaginärteil usi der Statorspannung, die durch das Simulationsmodell als Funktion der Zeit erhalten werden. Fig. 4b zeigt den Absolutwert Ψs des Statorflusses, die Statorfrequenz fs und die Schrittantwort des Drehmoments T. Fig. 4c zeigt die Rotor- und Statorfrequenzen fr, fs. Fig. 4d zeigt die Real- und Imaginärteile Ψsr, Ψsi des Statorflusses. Fig. 4e zeigt die Real- und Imaginärteile Ψrr, Ψri des Rotorflusses. Fig. 4f zeigt die Real- und Imaginärteile isr, isi des Statorstroms und Fig. 4g zeigt die Real- und Imaginärteile irr, iri des Rotorstroms.

Claims

1. Verfahren zum Regeln des Statorflusses und des Drehmomentes eines Asynchronmotors (2), der von einem Frequenzwandler (3) gesteuert wird, in welchem Verfahren die Rotationsgeschwindigkeit (n) des Motors gemessen wird, und in welchem Verfahren Referenzwerte (Tref, Ψref) für die absoluten Werte des Drehmoments und des Statorflusses verwendet werden, wobei die Regelung durch Vektorsteuerung in einem komplexen Raumvektor-Koordinatensystem durchgeführt wird, wobei der Absolutwert ( s ) des Statorflusses und des Drehmoments (T) in dem Koordinatensystem bestimmt werden, und in welchem Verfahren die Kalkulationskoordinaten in einer derartigen Position angeordnet sind, daß der Rotorfluß ( r) zumindest nahe an der Realteilachse angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet,

- daß der Absolutwert des Statorflusses ( s ) mittels des Realteils (usr) der Statorspannung geregelt wird,

- daß das Drehmoment (T) mittels der Statorfrequenz (fs) geregelt wird,

- daß die Kalkulationskoordinaten in der Position gehalten werden, indem der Imaginärteil (usi) der Statorspannung eingestellt wird,

- daß der Drehmomentwert (T) von einem Simulator (7) erhalten wird, in welchem das Drehmoment (T) und der absolute Wert des Statorflusses ( s ) in dem Koordinatensystem mittels Gleichungen bestimmt werden, die diese beschreiben,

- daß das Drehmoment (T) von dem Referenzdrehmomentwert (Tref) abgezogen und die Differenz einem ersten PI-Regler (13) zugeführt wird, dessen Ausgangssignal die Rotorfrequenz (fr) liefert,

- daß von der Rotorfrequenz die Statorfrequenz (fs) gebildet wird, indem zur Rotorfrequenz die Rotationsgeschwindigkeit (n) des Motors addiert wird,

- daß der Imaginärteil (usi) der Statorspannung gebildet wird, indem die Rotorfrequenz mit einem Koeffizienten (k) kombiniert wird, der von der Motorimpedanz abhängt und das Ergebnis dieser Kombination zur Statorfrequenz (fs) addiert wird,

- daß der von dem Simulator (7) erhaltene Absolutwert des Statorflusses ( ) von dem Referenzwert (ΨREF) des Statorflusses subtrahiert wird und die Differenz einem zweiten PI-Regler (14) zugeführt wird, dessen Ausgangssignal den Realteil (usr) der Statorspannung liefert, und

- daß der Imaginär- und Realteil (usi, usr) der Statorspannung als auch die Statorfrequenz (fs) dem Frequenzwandler (3) zur Steuerung der Halbleiterschalter aus dessen Inverterteil als auch dem Simulator (7) zugeführt werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit dem Statorfeld rotierendes Koordinatensystem verwendet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Absolutwert des Statorflusses derart geregelt wird, daß er im wesentlichen konstant bleibt.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Regelung eines Motors (2), der von einem pulsbreitenmodulierten Frequenzwandler (3) gespeist wird, bei dem die Steuersignale der Halbleiterschalter durch Pulsbreitenmodulation generiert werden, indem ein Modulationssignal mit einem modulierenden Signal verglichen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Referenzsignals für die Pulsbreitenmodulation auf der Basis der Statorfrequenz und des Winkels (α) des Statorspannungsvektors bestimmt wird, während dessen Amplitude auf der Basis des Absolutwertes (Us) der Statorspannung bestimmt wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Motor ein Kurzschlußläufer ist.