DE3812314A1 - Vektorsteuersystem und -verfahren fuer induktionsmotoren - Google Patents
Vektorsteuersystem und -verfahren fuer induktionsmotorenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Vektorsteuersystem bzw.
auf ein Vektorsteuerverfahren für Induktionsmotoren zur
Vektorsteuerung eines Wechselstrom-Induktionsmotors, der
durch Primärströme angetrieben wird, welche harmonische
Komponenten bzw. Oberwellen enthalten. Ferner ist die Erfindung
auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Detektieren
einer Anregungsstromkomponente und einer Drehmomentstromkomponente
im Vektorsteuersystem gerichtet.
Als System zur Vektorsteuerung eines Wechselstrom-Induktionsmotors
mit hohem Genauigkeitsgrad ist bereits ein solches
mit einer geschlossenen Schleife bekannt, so daß eine
Anregungsstromkomponente und eine Drehmomentstromkomponente,
die in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem
des Motors liegen, detektiert werden können. Die detektierten
Werte werden zu einer einen Primärspannungsbefehl erzeugenden
Einheit zurückgekoppelt, um auf diese Weise den
Primärspannungswert derart zu steuern, daß Abweichungen
zwischen diesen detektierten Werten und einem Anregungsstrom-
Befehlswert sowie einem Drehmomentstrom-Befehlswert
auf Null zurückgeführt werden. Bei einem Motor, der über
einen Leistungskonverter angetrieben wird, z. B. über einen
Inverter, enthält der Primärstrom sehr viele harmonische
Komponenten bzw. Oberwellen. Mit einem konventionellen Vektorsteuersystem
wird der Primärstrom des Motors so detektiert,
daß der Primärstromwert mit Hilfe eines Hochgeschwindigkeits-
A/D-Wandlers abgetastet wird, der eine Abtastfrequenz
(z. B. eine Abtastperiode von 1 bis 10 µs)
aufweist, die etwa zehnmal größer ist als die harmonische
Frequenz, um Fehler bei der Detektion der harmonischen
Grundwelle infolge der harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen
zu vermeiden. Anhand des abgetasteten Werts werden
eine Anregungsstromkomponente i d und eine Drehmomentstromkomponente
i q errechnet. Es ist daher erforderlich, daß der
zur Signalverarbeitung herangezogene Prozessor ebenfalls
eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit aufweisen muß, wobei die
Arbeitsgeschwindigkeit in der Größenordnung der Abtastperiode
des A/D-Wandlers liegen muß. Hierin liegt der Grund,
warum die Schaltungen des Vektorsteuersystems nicht digital
arbeiten und durch einen Mikroprozessor realisiert werden
können.
Ein Beispiel eines Vektorsteuersystems für einen Induktionsmotor,
der durch einen VVVF-Inverter angetrieben wird,
ist in der JP-B-Nr. 60-19 236, 15. April 1980, von Toyo
Denki Seizo Kabushiki Kaisha beschrieben. Um harmonische
Komponenten bzw. Oberwellen in diesem System zu eliminieren,
muß die Abtastfrequenz für den Primärstrom zweimal
größer als die harmonische Frequenz sein, so daß ein Hochgeschwindigkeits-
A/D-Wandler und ein entsprechend schneller
Prozessor erforderlich sind.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Vektorsteuerverfahren
sowie ein Vektorsteuersystem zu schaffen, das
keinen Hochgeschwindigkeits-A/D-Wandler benötigt, und bei
dem ein mit geringer Geschwindigkeit arbeitender Prozessor
zum Einsatz kommen kann, um die Vektorsteuerung mit niedriger
Verarbeitungsgeschwindigkeit bei einer Abtastperiode
durchführen zu können, die gleich oder ein ganzes Vielfaches
(etwa das 1- bis 5-fache) der Periode eines PWM-Trägers
ist (pulse with modulation carrier). Unter dem gleichen
Gesichtspunkt soll ein Stromdetektorverfahren und -system
bereitgestellt werden.
Verfahrensseitige Lösungen der gestellten Aufgabe sind den
kennzeichnenden Teilen der nebengeordneten Patentansprüche
1, 9, 16 und 24 zu entnehmen. Dagegen sind vorrichtungsseitige
Lösungen der gestellten Aufgabe in den nebengeordneten
Patentansprüchen 32, 40, 47 und 55 angegeben.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den jeweils
nachgeordneten Unteransprüchen gekennzeichnet.
Entsprechend der Erfindung werden die Primärströme eines
Induktionsmotors detektiert und in ein rotierendes Magnetfeld-
Koordinatensystem transformiert. In Übereinstimmung
mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die
Dreiphasen-Primärströme eines Induktionsmotors detektiert,
so daß die detektierten Dreiphasenströme in Zweiphasenströme
umngewandelt werden können. Die jeweils umgewandelten
Phasenströme werden integriert und abgetastet, und zwar bei
Intervallen mit einer Periode, die gleich oder Periode der
harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen ist (oder ein ganzes
Vielfaches der harmonischen Periode). Als Ergebnis dieses
Integrationsprozesses werden die harmonischen Komponenten
in den detektierten Primärstromwerten beseitigt, wie
nachfolgend anhand von Gleichungen näher erläutert wird.
Die Integrationsergebnisse liefern somit Ergebnisse, die
der Integration der Grundschwingungen der Primärströme entsprechen.
Es wird dann die Differenz zwischen dem integrierten
Werte des n-ten abgetasteten Werts (n ist ein ganzer
Wert bzw. eine ganze Zahl) und dem integrierten Wert
des ( n + 1)ten abgetasteten Werts bestimmt, um auf diese Weise
den momentanen Wert der Grundschwingung jedes Primärstroms
zu erhalten. Diese momentanen Werte sind Vektorwerte
im Stator-Koordinatensystem, und werden mit Hilfe eines Koordinaten-
transformators in Vektorwerte transformiert, die
im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen. Auf
diese Weise werden Vektorkomponenten detektiert, z. B. eine
Anregungsstromkomponente und eine Drehmomentstromkomponente.
Die Anregungsstromkomponente und Drehmomentstromkomponente
sind Stromkomponenten ohne harmonische Komponenten,
so daß durch Vergleich dieser Werte mit einem Anregungsstrom-
Befehlswert und einem Drehmomentstrom-Befehlswert sowie
durch Steuerung der Primärspannung in einer solchen
Richtung, daß die sich ergebenden Differenzen auf den Wert
Null hin reduziert werden, es möglich ist, die Vektorsteuerung
mit größerer Genauigkeit durchzuführen. Da die Detektorperiode
für die Abtastung des integrierten Primärstroms
so gewählt werden kann, daß sie gleich oder ein ganzes
Vielfaches der Periode der harmonischen Komponenten ist,
genügt es, einen mit niedriger Geschwindigkeit arbeitenden
Prozessor zu verwenden, beispielsweise einen Niedriggeschwindigkeits-
Prozessor mit 0,5 bis 3 ms (z. B. den von
der Intell Corporation hergestellten 16 Bit-Mikroprozessor
vom Typ 8095). Es sei darauf hingewiesen, daß in Übereinstimmung
mit einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung
Zweiphasenströme der drei Phasen direkt integriert
werden können, ohne eine Umwandlung von drei Phasen in zwei
Phasen vornehmen zu müssen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher
erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blickdiagramm des Gesamtaufbaus eines Vektorsteuersystems
nach der Erfindung,
Fig. 2A bis 2C Diagramme zur Erläuterung des Prinzips zur
Beseitigung harmonischer Komponenten nach der Erfindung,
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten
eines ersten Ausführungsbeispiels eines
Stromkomponentendetektors nach der Erfindung,
Fig. 4A bis 4C Diagramme zur Erläuterung der Dämpfung harmonischer
Komponenten in Übereinstimmung mit der
Erfindung,
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten
eines zweiten Ausführungsbeispiels eines
Stromkomponentendetektors nach der Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten
eines dritten Ausführungsbeispiels eines
Stromkomponentendetektors nach der Erfindung,
Fig. 7A und 7B jeweils Schaltungsanordnungen eines Dreiphasen-
Zweiphasen-Konverters,
Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten
eines vierten Ausführungsbeispiels eines
Stromkomponentendetektors nach der Erfindung, und
Fig. 9A und 9B Ablaufdiagramme zur Erläuterung der Betriebsweise,
wenn das Vektorsteuersystem nach der
Erfindung mit einem Mikroprozessor ausgestattet
ist.
Zur Erläuterung der Erfindung wird zunächst der Gesamtaufbau
eines Vektorsteuersystems beschrieben. Im Anschluß daran
wird ein Primärstrom-Detektorverfahren im einzelnen erläutert,
das einen wesentlichen Punkt der Erfindung darstellt,
und zwar anhand von Gleichungen.
Die Fig. 1 zeigt ein Gesamtblockdiagramm eines Induktionsmotor-
Vektorsteuersystems gemäß der Erfindung. Ein Dreiphasen-
Induktionsmotor 2 wird durch einen Leistungskonverter 1
angetrieben, der z. B. ein Inverter bzw. Wechselrichter
sein kann. Der Leistungsinverter 1 wird von einer Gleichstrom-
bzw. Gleichspannungsquelle 20 mit Energie versorgt.
Der Dreiphasen-Ausgang vom Leistungskonverter 1 liefert die
Primärspannungen des Induktionsmotors 2. Die Werte der Primärströme
in den jeweiligen Phasen werden jeweils durch
Stromdetektoren 3 U, 3 V und 3 W zu i u , i v und i w detektiert.
Mit Hilfe eines 3/2-Phasenkonverters 4 werden die Dreiphasen-
Primär-Wechselströme in Zweiphasen-Wechselströme i α und
i β umgewandelt. Das Zeitintegral der Zweiphasen-Wechselströme
i α und i β in einem Stator-Koordinatensystem wird
herangezogen, um Werte I a und I β zu bilden. Die Werte I α
und I b werden in eine Anregungsstromkomponente I d und in
eine Drehmomentstromkomponente I q innerhalb eines rotierenden
Magnetfeld-Koordinatensystems umgewandelt, und zwar
durch einen Anregungsstromkomponenten-Drehmomentstromkomponenten-
Detektor 5. Die Anregungsstromkomponente I d wird mit
negativer Polarität zu einer Addierstufe 6 übertragen, um
zu einem Anregungsstrom-Befehlswert I d * hinzuaddiert zu
werden. Die Drehmomentstromkomponente I q wird mit negativer
Polarität zu einer Addierstufe 7 übertragen, um zu einem
Drehmomentstrom-Befehlswert I q * hinzuaddiert zu werden.
Ferner wird die Rotationsgeschwindigkeit (Kreisfrequenz) ω r
des Induktionsmotors 2 durch einen Geschwindigkeitsdetektor
8 detektiert. Sie wird mit negativer Polarität zu einer Addierstufe
9 geliefert, um zu einem Geschwindigkeits-Befehlswert
ω r * hinzuaddiert zu werden. Gleichzeitig wird die
Reaktionsgeschwindigkeit ω r zu einer Addierstufe 10 geliefert.
Der Ausgang von der Addierstufe 9 stellt die Abweichung
zwischen der tatsächlichen Geschwindigkeit und dem
Geschwindigkeits-Befehlswert dar. Der Geschwindigkeits-Abweichungswert
wird von einer Geschwindigkeitssteuerung 11
empfangen, die ihrerseits einen Drehmomentstrom-Befehlswert
I q * in einer Richtung erzeugt, in der die Abweichung auf
Null reduziert wird. Der Drehmomentstrom-Befehlswert I q *
wird zu einer Schlupf-Rechenstufe 12 und zu einer Addierstufe
7 übertragen. Die Schlupf-Rechenstufe 12 berechnet
die Motorschlupffrequenz ω s * und liefert das Ergebnis zur
Addierstufe 10. Die Addierstufe 10 führt eine Addition der
Werte ω s * und ω r aus und liefert die Summe als Primärkreisfrequenz
ω₁ zum Induktionsmotor 2. Die Primärkreisfrequenz
ω₁ wird zu einer Integrierstufe 13 und zu einem Proportionalverstärker
14 (proportional gane amplifier) übertragen.
Die Addierstufe 6 erzeugt eine Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-
Befehlswert I d * und dem detektierten Anregungsstromwert
I d und liefert diese zu einer Automatik-
Stromsteuerung 15. Durch eine PI-Steuerung (Proportional/
Integral-Steuerung) bzw. -Regelung erzeugt die Automatik-
Stromsteuerung 15 einen Spannungskomponenten-Befehl v d * im
rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem in einer Richtung,
in der die Anregungsstrom-Abweichung auf Null reduziert
wird, und gibt diesen Befehl aus. Die Addierstufe 7 erzeugt
eine Abweichung zwischen dem Drehmomentstrom-Befehlswert
I q * und dem detektierten Drehmomentstromwert I q und liefert
diese zu einer anderen Stromsteuerung 16. Durch z. B. eine
PI-Steuerung (Proportional/Integralsteuerung) bzw. -Regelung
erzeugt die Stromsteuerung 16 einen Spannungskomponenten-
Befehl v q * im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem
in einer Richtung, in der die Drehmomentstrom-Abweichung
auf Null reduziert wird, und gibt diesen Befehl aus. Die
beiden Spannungsbefehlswerte v d * und v q * werden zu einem
Koordinatentransformator 17 geliefert. Diese Eingangswerte
aus dem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem werden im
Koordinatentransformator 17 in Dreiphasen-Spannungsbefehlswerte
v u *, v v * und v w * eines Stator-Koordinatensystems
transformiert. Koordinatenreferenzsignale für den Koordinatentransformator
17 werden durch einen Oszillator 18 geliefert,
der eine Sinusschwingung und eine Cosinusschwingung
in Antwort auf das Ausgangssignal von der Integrationsstufe
13 erzeugt. Die Ausgänge des Koordinatentransformators 17
werden zu einer Pulsbreiten-Modulationssteuerschaltung 19
(PWM-Steuerschaltung bzw. pulse width modulation control
circuit) übertragen, so daß diese Ausgangssignale v u , v v
und v w als Ergebnis der Pulsbreitenmodulation mit einer gegebenen
Trägerfrequenz durch einen Spannungsbefehl zum Leistungskonverter
1 abgibt. Auf diese Weise werden Spannungen
und eine Frequenz für den Induktionsmotor 2 bestimmt. Andererseits
wandelt der Stromkomponentendetektor 5 die Primärstromwerte
im Stator-Koordinatensystem in Stromwerte im rotierenden
Magnetfeld-Koordinatensystem um, wobei die Koordinatenreferenzsignale
für diese Koordinatentransformation
Sinusschwingungen und Cosinusschwingungen sind, die von einem
Oszillator 22 in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal
einer Addierstufe 21 oder in Übereinstimmung mit der Differenz
zwischen den Ausgängen der Integrationsstufe 13 und
des Proportionalverstärkers 14 erzeugt werden. Die Koordinaten
referenzssignale werden vom Oszillator 22 zum Stromkomponenten
detektor 5 übertragen.
Im folgenden wird anhand von Gleichungen erläutert, warum
die harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen des Primärstroms
durch Integration und Abtastung der Primärstromwerte
bei den harmonischen Perioden (oder ihren ganzen Vielfachen)
beseitigt werden, so daß die Differenz zwischen dem
integrierten Wert des n-ten abgetasteten Werts des Primärstroms
und dem integrierten Wert des (n + 1)ten abgetasteten
Werts den momentanen Wert der Grundwelle des Primärstroms
repräsentiert.
Die Fig. 2A zeigt eine Wellenform des Primärstroms (i α oder
i β ) mit der harmonischen Komponente bzw. Oberwelle. Das
Symbol T S stellt die Abtastperiode des integrierten Primärstroms
dar.
Der integrierte Wert I n des Primärstroms zur n-ten Abtastzeit
(t-T S ) ergibt sich zu
Ferner ergibt sich der integrierte Wert I (n + 1) des Primärstroms
bei der nächsten (n + 1)ten Abtastzeit t zu
Die Differenz zwischen diesen beiden integrierten Werten
ist ein definites Integral des Primärstroms im Intervall
(t-T S ) bis t, das wie folgt geschrieben werden kann
Hierbei sind I α eine Grundwellenkomponente und I α h eine
harmonische Komponente bzw. Oberwellenkomponente.
Die harmonische Komponente, die innerhalb des Ausgangswechselstroms
des PWM-Inverters vorhanden ist, ist synchron mit
der Periode der Trägerwelle, wie die Fig. 2B zeigt. Sind
das Integrationsintervall (t-T S ) bis t oder die Abtastperiode
T S so gewählt, daß sie mit der Periode der harmonischen
Komponente oder ihrem ganzen Vielfachen (z. B. dem 1- bis
5fachen) übereinstimmen, so wird der integrierte Wert der
harmonischen Komponente Null, da die Integration über eine
Periode einer sinusförmigen Welle den Wert Null ergibt. Mit
anderen Worten nimmt der Integrationswert der harmonischen
Komponente in der rechten Seite der Gleichung (5) den Wert
Null an.
Die Differenz zwischen den beiden integrierten Werten kann
daher im Integrationsintervall T S als definiter integrierter
Wert der Grundwelle erhalten werden. Dieser Wert ergibt
sich zu
Die Grundwellenkomponente I α des Primärstroms ergibt sich
anhand des Vektorkoordinatendiagramms nach Fig. 2C zu
I α = I 1 · cos ( ω 1 t + R ) (7)
Hierin sind:
ω₁=Primärkreisfrequenz
T S =Abtastperiode
R=Phasenwinkel des Raumvektors
Im folgenden sei angenommen, daß die Differenz I (n + 1)-I n
durch den Wert Δ I α repräsentiert wird. Dann ergibt sich
Gleichung (6) zu
Entsprechendes gilt auch für die Grundwellenkomponente i β
In diesem Fall ist der Ausdruck 2/ω₁ · sin ω₁T S /2 für die definiten
Integrationswerte I α und I β ein konstanter Term,
der unabhängig von der Zeit ist, so daß bei einer geeigneten
Verstärkungskompensation, derart, daß der konstante
Term den Wert 1 annimmt, Grundwellenkomponenten I₁ cos ( ω₁t + R ) und I₁ sin ( ω₁t + R ) erhalten werden können. Es sei
darauf hingewiesen, daß der Term -ω₁T S /2 ein aufgrund der
Integration erhaltener Fehler ist, so daß dieser Term korrigiert
werden muß, um eine genaue Grundwelle zu erhalten.
Wie später genauer beschrieben wird, wird diese Phasenfehlerkompensation
durch Korrektur der Koordinatenreferenzen
während der Transformation des Primärstroms vom Stator-Koordinatensystem
in das rotierende Magnetfeld-Koordinatensystem
durchgeführt.
Wie anhand der zuvor beschriebenen Gleichungen (1) bis (8)
zu erkennen ist, kann eine Grundwelle des Primärstroms ohne
harmonische Komponenten bzw. Oberwellen erhalten werden,
wenn der integrierte Wert des Primärstroms bei Wahl einer
Abtastperiode T S gebildet wird, die gleich der Periode
der harmonischen Komponenten in der pulsbreitenmodulierten
Welle oder ihrem ganzen Vielfachen (vorzugsweise 1- bis 5fachen)
ist und eine definite Integration des Primärstroms
für das Abtastintervall T S durchgeführt wird. Zusätzlich
kann der Primärstrom mit einer Abtastperiode detektiert
werden, die ein ganzes Vielfaches der harmonischen Periode
oder eine hinreichend lange Periode (niedrige Frequenz)
ist, verglichen mit der Abtastperiode eines konventionellen
A/D-Konverters. Es ist daher möglich, die gesamte Steuerschaltung
mit Hilfe eines bei niedriger Geschwindigkeit arbeitenden
Mikroprozessors aufzubauen und alle Operationen digital
durchzuführen, wie bereits früher erwähnt.
Als nächstes werden unter Bezugnahme auf die Fig. 3 Aufbau
und Wirkungsweise des Detektors 5 näher beschrieben, der
einen Anregungsstrom und einen Drehmomentstrom in einem rotierenden
Magnetfeld-Koordinatensystem detektiert. Der Detektor
5 mit einer höchstgenauen Konstruktion besteht im
wesentlichen aus einer Integrationsstufe 23 zur Integration
der Ausgangssignale des Dreiphasen-Zweiphasen-Konverters 4
oder der Zweiphasen-Wechselströme i α und i β , aus Differentialschaltungen
24 und 25, die jeweils definite integrierte
Werte anhand der jeweiligen Integrationsausgänge bei Intervallen
der Stromdetektor-Abtastperiode T S berechnen, aus
einer Koordinatentransformationsschaltung 26, die jeden der
definiten integrierten Werte im Stator-Koordinatensystem in
ein rechtwinkliges Koordinatensystem (rotierendes Magnetfeld-
Koordinatensystem) transformiert, das um einen Phasenwinkel
proportional zum Produkt aus Primärkreisfrequenz ω₁
und Abtastperiode T S gegenüber dem Stator-Koordinatensystem
verzögert ist, und aus einer Verstärkungskompensationsschaltung
27 zur Amplitudenkorrektur der Ausgänge der Koordinaten
transformationsschaltung 26 in Übereinstimmung mit
den Größen von Primärkreisfrequenz ω₁ und Abtastperiode T S .
Im Integrator 23 werden die Ausgänge des Dreiphasen-Zweiphasen-
Konverters 4 oder die analogen Größen der Zweiphasen-
Wechselströme in eine zur Größe des Wechselstroms proportionale
Anzahl von Pulsen durch Spannungs-Frequenz-Wandler
28 oder 29 umgewandelt. Mit Hilfe von umkehrbaren Zählern
30 und 31 werden die jeweils so erhaltenen Pulszahlen
herauf- oder herabgezählt, und zwar in Übereinstimmung mit
der Polarität der Zweiphasen-Wechselströme, wobei die jeweiligen
Zählwerte in entsprechenden Halteschaltungen 32
und 33 gehalten werden. Dies erfolgt in der gegebenen bzw.
vorbestimmten Periode T S
Die Differentialschaltungen 24 und 25 unterwerfen jeweils
die gehaltenen, integrierten Werte einer definiten Integration
für das Integrationsintervall T S . In der Differentialschaltung
24 (25) dient ein Speicher z -1 34 (35) zur Speicherung
des Werts der Halteschaltung 32 (33) während der
Zeit (t-T S ) oder zur Speicherung des integrierten Werts,
der vor der Periode T S erhalten worden ist, wobei dieser
Speicher seinen Inhalt mit negativer Polarität zu einer Addierstufe
36 (37) überträgt. Wird der Wert der Halteschaltung
32 (33) zur Zeit t zum anderen Eingang der Addierstufe
36 (37) geliefert, so wird der Wert zum Zeitpunkt (t-T S )
von diesem Wert subtrahiert. Die Differentialschaltung 24 (25) führt somit die Berechnungen gemäß Gleichungen (7)
oder (8) durch. Die Koordinatentransformationsschaltung 26
spricht auf das Referenzsignal oder auf die Ausgangssignale
eines Cosinusfunktion-Oszillators 44 und eines Sinusfunktion-
Oszillators 45 an, die den Oszillator 22 bilden, um
die Ausgangssignale der Differentialschaltungen 24 und 25
mit Hilfe von Multiplizierstufen 38, 39, 40 und 41 sowie
mit Hilfe von Addierstufen 42 und 43 aus dem Stator-Koordinatensystem
in das rotierende Magnetfeld-Koordinatensystem
zu transformieren. Die transformierten Signale werden am
Ausgang der Koordinatentransformationsschaltung 26 erhalten.
Diese Ausgangssignale der Koordinatentransformationsschaltung
26 werden jeweils zur Proportionalverstärkungsschaltungen
46 und 47 der Größe 1/T S geliefert, sowie zu
Multiplizierstufen 49 und 50. Eine Multiplizierstufe 48
bildet das Quadrat der Primärkreisfrequenz ω₁ und liefert
diesen Wert zu den Multiplizierstufen 49 und 50. Die Ausgänge
der Multiplizierstufen 49 und 50 sind jeweils mit
Proportionalverstärkungsschaltungen 51 und 52 verbunden, so
daß deren Ausgangssignale mit den Ausgangssignalen der Proportionalverstärkungs
schaltungen 46 und 47 jeweils kombiniert
werden können. Dies erfolgt in den entsprechenden Addierstufen
53 und 54. Auf diese Weise werden ein Anregungsstrom
I d von der Addierstufe 53 und ein Drehmomentstrom I q
von der Addierstufe 54 ausgegeben, wobei die jeweiligen
Ströme im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.
Im folgenden wird sowohl die Wirkungsweise der Koordinaten
transformationsschaltung 26 als auch diejenige der Verstärkungs
kompensationsschaltung 27 anhand von Gleichungen näher
beschrieben. Die Koordinatentransformation stellt eine
Transformation des in Fig. 2C gezeigten Vektors I₁ bzw.
seiner jeweiligen Komponenten aus dem Stator-Koordinatensystem
α-β in das rotierende Magnetfeld-Koordinatensystem d-q
dar. Die Beziehung zwischen den Werten Δ I α und Δ I β der harmonischen
Primärstrom-Grundkomponenten im Stator-Koordinatensystem,
die durch die Differentialschaltungen 24 und 25
gebildet werden, und der Anregungsstromkomponente I d sowie
der Drehmomentstromkomponente I q im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem, die durch die Verstärkungskompensationsschaltung
27 gebildet werden, läßt sich wie folgt darstellen:
Der Ausdruck
auf der rechten Seite der
Gleichung (10) ist der Verstärkungskorrekturfaktor, der
notwendig ist, um den zuvor erwähnten konstanten Term auf
den Wert 1 setzen zu können. Für diesen Term kann die Näherung
entsprechend Gleichung (11) verwendet werden, so daß
die in Fig. 3 gezeigte Verstärkungskompensationsschaltung
27 so konstruiert ist, daß sie die Näherungsgleichung (11)
ausführen kann. Ferner dient der Term -ω₁T S /2 zur Kompensation
des zuvor erwähnten Phasenfehlers, der sich infolge
der Integration ergibt. Mit anderen Worten ist der Primärstromvektor,
der durch die Integration bestimmt wird, gegenüber
dem tatsächlichen Stromvektor in der Phase um l₁T S /2
verzögert. Um eine korrekte Primär-Stromvektorkomponente zu
erhalten, wird daher die rotierende Magnetfeld-Koordinate
für den detektierten Stromvektor durch Drehung um -ω₁T S /2
gegenüber der tatsächlichen und in Fig. 2C gezeigten Rotations-
Magnetfeldkoordinate q-d kompensiert. Diese Phasen
fehlerkompensation wird durch Korrektur der Phasen der Ko
ordinatenreferenzsignal-Oszillatoren 44 und 45 mit Hilfe
von Verzögerungskompensationsschaltungen 13 und 14 ausgeführt,
die ebenfalls in Fig. 3 gezeigt sind.
Durch Einsetzen der Gleichungen (8) und (9) für Δ I α und Δ I β
in Gleichung (10) zum Zwecke der Umordnung läßt sich folgende
Gleichung für I d und I q aufstellen:
Die rechte Seite in Gleichung (12) repräsentiert die Anregungsstromkomponente
und die Drehmomentstromkomponente im
rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, und zwar in Form
einer harmonischen Grundstromwelle. Gleichung (12) zeigt,
daß die genannten Komponenten mit hoher Genauigkeit detektiert
werden können.
Der oben beschriebene Betrieb gilt für den Fall, daß die
Periode T S mit der Periode der harmonischen Komponenten koinzidiert.
Im folgenden wird anhand von Gleichungen ein
Fall beschrieben, bei dem diese Perioden nicht miteinander
koinzidieren. Im nichtkoinzidierenden Fall verbleiben einige
harmonische Komponenten, wobei sich ihre Größen durch
Ausdrücke definiter integrierter Werte Δ I α n und Δ I β n von
harmonischen Zweiphasen-Wechselstrom-Komponenten i α n und
i β n im Stator-Koordinatensystem wie folgt ausdrücken lassen:
Hierin bedeuten:
ω n
=Kreisfrequenz (rad/s) der harmonischen
Komponenten.
Die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem erscheinenden
harmonischen Komponenten i dn und i qn lassen sich daher
unter Zuhilfenahme der Gleichungen (10), (13) und (14) wie
folgt ausdrücken:
Die Übertragungsfunktionscharakteristik | G | des Stromkomponentendetektors
5 bezüglich der harmonischen Komponenten
nimmt somit folgende Form an:
Die Fig. 4A bis 4C zeigen verschiedene und anhand der Gleichung
(16) erhaltene Übertragungsfunktionscharakteristika
bei drei unterschiedlichen Abtastperioden. Anhand dieser
Charakteristika ist zu erkennen, daß die harmonischen Komponenten,
die ganze Vielfache von 1/T S sind, am stärksten
geschwächt werden, wobei diese Charakteristika größe Ähnlichkeit
mit derjenigen eines Erste-Ordnung-Verzögerungsfilters
aufweisen (first order lag filter). Weiterhin ist
die Detektorverstärkung bezüglich der harmonischen Grundkomponente
ω₁=0 (dB), was zeigt, daß die Detektion mit
einem sehr hohen Grad an Genauigkeit ausgeführt werden
kann.
Wird beim oben beschriebenen Betrieb die Periode T S so gewählt,
daß sie ein ganzes Vielfaches (vorzugsweise das 1-
bis 5fache) der Periode der harmonischen Grundkomponente
des Leistungskonverters ist, so ist es möglich, die Abtastperiode
(sampling period) länger als diejenige beim konventionellen
System zu wählen und die harmonischen Komponenten
vollständig zu beseitigen. Auf diese Weise lassen sich der
Anregungsstrom und der Drehmomentstrom im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem, die nur die Grundwellenkomponente
aufweisen, mit einem hohen Grad an Genauigkeit detektieren.
Die Fig. 3 zeigt den Aufbau zum genauen Detektieren, wobei
die Primärkreisfrequenz ω₁ geeignet gewählt oder die Periode
T S klein genug ist, so daß der Term 1/T S auf der rechten
Seite der Gleichung (10) hinreichend groß wird, und
zwar verglichen mit dem Term ω₁² · T S /24. Es ist daher möglich,
die Verstärkungskorrektur mit dem Term 1/T S allein
anzunähern, so daß gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
ein einfacherer Aufbau erhalten werden kann, derart, daß
die Verstärkungskompensationsschaltung 27 nur noch Proportional
verstärkungsschaltungen 46 und 47 besitzt und nicht
mehr Multiplizierstufen 48, 49 und 50, Proportionalverstärkungsschaltungen
51 und 52 und Addierstufen 53 und 54. Bei
dem einfacheren Aufbau sind die Proportionalverstärkungsschaltungen
46 und 47 jeweils in Reihe mit den zugehörigen
Ausgängen der Koordinatentransformationsschaltung 26 geschaltet.
Die Ausgänge der Proportionalverstärkungsschaltungen
46 und 47 liefern dann eine Anregungsstromkomponente
I d bzw. eine Drehmomentstromkomponente I q . Die Fig. 5 zeigt
den schaltungstechnischen Aufbau mit der vereinfacht ausgeführten
Verstärkungskompensationsschaltung 27.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 6 dargestellt.
Gleiche Teile wie in Fig. 3 sind dabei mit den gleichen Bezugszeichen
versehen und werden nicht nochmals beschrieben.
Wie bereits erwähnt, werden beim ersten Ausführungsbeispiel
nach Fig. 3 die Koordinatenreferenzen für die Koordinatentransformation
korrigiert, um den Phasenfehler zu korrigieren,
der sich aufgrund der definitiven Integration der detektierten
Ströme während des Intervalls der gegebenen Periode
T S (Abtastperiode für die Stromdetektion) einstellt. Beim
zweiten Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 wird diese Korrektur
auf der Grundlage des Koordinatentransformationsergebnisses
durchgeführt. Entsprechend der Fig. 6 sind die Koordinatenreferenzsignale
für die Koordinatentransformationsschaltung
26 die Ausgangssignale des Cosinusfunktion-Oszillators
44 und des Sinusfunktion-Oszillators 45, die eine
Cosinuswelle und eine Sinuswelle in Antwort auf das Ausgangssignal
der Integrationsstufe 13 zur Integration der
Primärkreisfrequenz l₁ erzeugen. Der Phasenfehler wird
durch eine Phasenverzögerungs-Kompensationsschaltung 55
korrigiert. Die Phasenverzögerungs-Kompensationsschaltung
55 empfängt zwei Ausgangssignale von der Verstärkungskompensationsschaltung
27, und zwar jeweils an Addierstufen 56
und 57 bzw. Multiplizierstufen 58 und 59. Diese Ausgangssignale
werden in den Multiplizierstufen 58 und 59 jeweils
mit der Primärkreisfrequenz ω₁ multipliziert. Die erhaltenen
Multiplikationsergebnisse werden jeweils zu Proportional
verstärkungsschaltungen 60 und 61 übertragen. Der Ausgang
der Proportionalverstärkungsschaltung 61 wird zur Addierstufe
56 geliefert, so daß er mit dem Ausgang der Addierstufe
53 kombiniert werden kann, um einen Anregungsstrom
I d im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem zu berechnen.
Beide Ausgänge werden in 56 miteinander addiert.
Andererseits wird der Ausgang der Proportionalverstärkerschaltung
60 zur Addierstufe 57 geliefert und dort mit dem
Ausgang der Addierstufe 54 kombiniert, um einen Drehmomentstrom
I q im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem zu berechnen.
Auch hier erfolgt eine Addition beider Ausgänge.
Nachfolgend wird der Betrieb des dritten Ausführungsbeispiels
unter Bezugnahme auf die untenstehenden Gleichungen
näher erläutert. Die bereits im Zusammenhang mit dem ersten
Ausführungsbeispiel erwähnten Gleichungen (10) und (11)
lassen sich wie folgt erweitern:
Hierdurch läßt sich zeigen, daß die Koordinatentransformation
unter Verwendung der Koordinatenreferenzen des rotierenden
Magnetfeld-Koordinatensystems durchgeführt wird, wobei
ebenfalls der zweite Term auf der rechten Seite in
Gleichung (17) als Kompensationsfaktor benutzt wird, um auf
diese Weise den Anregungsstrom und den Drehmomentstrom im
rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem in gleicher Weise
wie beim ersten Ausführungsbeispiel durch hochgenaue, harmonische
Grundkomponenten detektieren zu können.
Beim Aufbau des Systems nach Fig. 1 werden Dreiphasen-Wechselströme
i u , i v und i w in Zweiphasenströme i α und i β durch
einen Dreiphasen-Zweiphasen-Konverter 5 umgewandelt. Nach
einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es möglich,
die Relation i u + i v + i w = 0 zu verwenden, so daß
nur zwei Phasen der drei Phasen detektiert zu werden brauchen,
um die Zweiphasenströme i α und i β zu detektieren. Mit
anderen Worten läßt sich der Ausdruck für die Dreiphasen-
Zweiphasen-Umwandlung wie folgt schreiben:
Hierin gilt: i u + i v + i w = 0.
Es ergeben sich somit:
Die Zweiphasenströme i α und i b werden somit anhand der
Zweiphasen-Wechselströme i v und i w der Dreiphasen-Wechselströme
bestimmt. Die Fig. 7A und 7B zeigen jeweils Schaltungen
eines Dreiphasen-Zweiphasen-Konverters 4 für eine
Dreiphasen-Zweiphasen-Umwandlung und eine Zweiphasen-Zweiphasen-
Umwandlung. Mit den Bezugszeichen 401, 402, 403, 407
und 408 sind Verstärkerschaltungen versehen, die jeweils
eine proportionale Verstärkung durchführen, während durch
die Bezugszeichen 404, 405, 406 und 409 Summierschaltungen
(Addierer) bezeichnet sind.
Anhand der Gleichung (18) läßt sich folgende Gleichung herleiten:
Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3, 5 und 6 wird
die Integration durchgeführt, nachdem die Dreiphasen-Zweiphasen-
Umwandlung ausgeführt worden ist. Wie anhand der
Gleichung (20) zu erkennen ist, können die Zweiphasenströme
i a und i β aber auch durch direkte Integration der Zweiphasenströme
der Dreiphasenströme erhalten werden, durch Verriegelung
der integrierten Werte bei den Perioden T S sowie
durch Phasenumwandlung der verriegelten Werte durch die
Konverterschaltung gemäß Fig. 7A oder 7B. Die Fig. 8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel für einen derartigen Anwendungsfall.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel können eine Phasenkonverterschaltung
und die nachfolgende Signalverarbeitungsschaltung
in einem Mikroprozessor realisiert sein. In
Fig. 8 tragen Integrationsschaltungen die Bezugszeichen 81
und 82, während mit den Bezugszeichen 83 und 84 Verriegelungs-
bzw. Halteschaltungen versehen sind. Diese Integrations-
und Halteschaltungen können denselben Aufbau haben
wie die Integrationsstufe 23 im Ausführungsbeispiel nach
Fig. 3. Ebenso kann der Dreiphasen-Zweiphasen-Konverter eine
Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7A oder 7B enthalten. Die
Ausgangssignale I α und I β werden den Differentialschaltungen
24 und 25 zugeführt, die bereits im Zusammenhang mit
den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3, 5 und 6 beschrieben
worden sind. Der weitere Betrieb gleicht demjenigen
der bereits diskutierten Ausführungsbeispiele und wird
nicht nochmals erläutert.
Die obigen Ausführungsbeispiele wurden zum leichteren Verständnis
anhand von Blockdiagrammen analoger Schaltungen
erläutert. Der in Fig. 1 strichpunktiert eingezeichnete Bereich
läßt sich aber auch durch digitale Schaltungen realisieren,
beispielsweise durch einen Mikroprozessor. Dieser
Mikroprozessor kann nach einem Programm arbeiten, das in
den Fig. 9A und 9B anhand eines Flußdiagramms dargestellt
ist.
Bei den oben beschriebenen Beispielen wurden insbesondere
die Ströme für einen Wechselstrom-Induktionsmotor im einzelnen
erwähnt. Es ist natürlich auch möglich, ein erfindungsgemäßes
System so auszubilden, daß es für die Koordinaten
transformation Wechselspannungen oder Wechselflüsse
(magnetische) heranzieht, um den Vektor (Grundwellenkomponente)
im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem zu detektieren,
so daß ebenfalls die oben beschriebenen Effekte
erhalten werden.
Claims (62)
1. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch folgende
Verfahrensschritte:
- - Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I d *) und eines Drehmomentstrom-Befehlswerts (I q *) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- - Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I d ) und dem detektierten Anregungsstromwert (I d ) sowie dem Drehmomentstrom-Befehlswert (I q *) und dem detektierten Drehmomentstromwert (I q ),
- - Erzeugung von Drehphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v u *, v v *, v w *) in einem Stator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und
- - Bestimmung von Spannungen und einer Frequenz zum Antreiben
des Induktionsmotors (2) in Übereinstimmung mit den
Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v u *, v v *,
v w *), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen
Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q )
folgende Schritte umfaßt:
- - aus Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i u , i v , i w ) für den Induktionsmotor (2) werden Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) gebildet, wobei die Zwischenphasen-Wechsel eingangsgrößen (i α , i b ) jeweils integriert und die jeweiligen integrierten Werte (I α , I β ) mit vorbestimmter Periode (T S ) abgetastet werden,
- - jeder bei der vorbestimmten Periode (T S ) abgetastete Wert (I (n) , I (n + 1)) der jeweiligen integrierten Zweiphasen- Wechseleingangsgrößen (I α , I β ) wird für eine definierte Integration herangezogen, und
- - die definitiven, integrierten Werte werden so transformiert, daß aus ihnen jeweils ein im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegender, tatsächlicher Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert erhalten werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der Harmonischen
ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen
befinden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) das Ein- bis Fünffache
der Periode der Harmonischen sein kann.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schritte zum Abtasten und Durchführung der definiten
Integration folgende Schritte umfassen:
- - Umwandlung der Größe jeder der Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- - Zählen der jeweiligen Anzahlen von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T S ),
- - Halten eines jeden Zählwerts nach jeder der vorbestimmten Perioden (T S ), und
- - Berechnung einer Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode, um den definiten, integrierten Wert zu bestimmen.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem
liegende definite, integrierte Wert in Übereinstimmung
mit Koordinatenreferenzsignalen in einem im rotierenden
Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt
wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung
mit einem Wert einer Primärkreisfrequenz ( ω₁) des
Induktionsmotors (2) erzeugt werden.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines
Signals gebildet werden, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal
um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der
vom Produkt aus Primärkreisfrequenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) und vorbestimmter Periode (T S ) abhängt.
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationsschritt ferner eine
Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von
der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
8. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der
Größe der vorbestimmten Periode (T S ) und dem Wert der Primärkreisfrequenz
( l₁) abhängen.
9. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), der durch einen Leistungskonverter
(1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp angetrieben wird,
gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
- - Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I d *) und eines Drehmomentstrom-Befehlwerts (I q *) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- - Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert (I d *) und dem detektierten, tatsächlichen Anregungsstromwert (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem detektierten, tatsächlichen Drehmomentstromwert (I q ),
- - Erzeugung von Dreiphasen-Wechselstrom-Befehlswerten (v u *, v v *, v w *) in einem Stator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und Verwendung derselben als Steuersignale für den Leistungskonverter (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp, und
- - Bestimmung von Spannungen zum Antreiben des Induktionsmotors
(2) und einer Frequenz durch den Leistungskonverter
(1) in Übereinstimmung mit den Dreiphasen-Wechselspannungs-
Befehlswerten (V u *, V v *, V w *), wobei der Schritt
zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts
(I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ) folgende Schritte umfaßt:
- - aus Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i u , i v , i w ) für den Induktionsmotor (2) werden Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) gebildet, wobei die Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) jeweils integriert und die jeweiligen integrierten Werte (I α , I β ) mit vorbestimmter Periode (T S ) abgetastet werden,
- - jeder bei der vorbestimmten Periode (T S ) abgetastete Wert (I (n) , I (n + 1)) der jeweiligen integrierten Zweiphasen- Wechseleingangsgrößen (I α , I β ) wird für eine definite Integration herangezogen, und
- - die definiten, integrierten Werte werden so transformiert, daß aus ihnen jeweils ein im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegender, tatsächlicher Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert erhalten werden.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
ein ganzes Vielfaches einer Periode einer Trägerwelle des
Leistungskonverters (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp ist.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schritte zum Abtasten und Durchführen der definiten
Integration folgende Schritte umfassen:
- - Umwandlung der Größe jeder der Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- - Zählen der jeweiligen Anzahlen von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T S ),
- - Halten eines jeden Zählwerts bei der vorbestimmten Periode (T S ), und
- - Berechnung einer Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode, um den definiten, integrierten Wert zu bestimmen.
12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem
liegende definite, integrierte Wert in Übereinstimmung
mit Koordinatenreferenzsignalen in einen im rotierenden
Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt
wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung
mit einem Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des
Induktionsmotors (2) erzeugt werden.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines
Signals gebildet werden, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal
um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der
dem Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) und vorbestimmter Periode (T S ) entspricht.
14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet,
daß der Tranformationsschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der
Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
15. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der Größe
der vorbestimmten Periode (T S ) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) abhängen.
16. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet, durch folgende
Verfahrensschritte:
- - Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I d *) und eines Drehmomentstrom-Befehlswerts (I q *) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- - Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert (I d *) und dem detektierten, tatsächlichen Anregungsstromwert (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem detektierten, tatsächlichen Drehmomentstromwert (I q ),
- - Erzeugung von Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v u *, v v *, v w *) in einem Stator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und
- - Bestimmung von Spannungen und einer Frequenz zum Antreiben
des Induktionsmotors (2) in Übereinstimmung mit den
Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v u *, v v *,
v w *), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen
Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q )
folgende Schritte umfaßt:
- - Umwandlung von Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i u , i v , i w ) des Induktionsmotors (2) in orthogonale Zweiphasen- Wechselströme (i α , i b ) im Stator-Koordinatensystem,
- - Integration der orthogonalen Zweiphasen-Wechselströme,
- - Abtasten des integrierten Werts eines jeden der Zweiphasen- Wechselströme bei vorbestimmter Periode (T S ),
- - Detektieren einer Differenz zwischen einem integrierten Wert eines n-ten abgetasteten Werts und einem integrierten Wert eines (n + 1)ten abgetasteten Werts (n ist eine positive ganze Zahl) eines jeden der Wechselstromwerte, und
- - Transformation der Differenzwerte in jeweils einen im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden, tatsächlichen Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert.
17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der harmonischen
Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen
befinden.
18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) das Ein- bis Fünffache
der Periode der harmonischen Komponenten ist.
19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schritte zum Integrieren, Abtasten und Detektieren
der Differenz folgende Schritte umfassen:
- - Umwandlung der Größe jeder Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- - Zählen der jeweiligen Anzahl von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T S ),
- - Halten eines jeden Zählwerts bei jeder der vorbestimmten Perioden (T S ), und
- - Berechnung einer Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode, um dadurch jeden der Differenzwerte zu bestimmen.
20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet,
daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem
liegende definite, integrierte Werte bzw. Differenzwert
in Übereinstimmung mit Koordinatenreferenzsignalen in
einen im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden
Wert umgewandelt wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale
in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) des Induktionsmotors (2) erzeugt werden.
21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet,
daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines
Signals gebildet werden, das gegebenüber dem Primärkreisfrequenzsignal
um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der
vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) und vorbestimmter Periode (T S ) abhängt.
22. Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der
Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
23. Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der
Größe der vorbestimmten Periode (T S ) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) abhängen.
24. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch folgende
Verfahrensschritte:
- - Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I d *) und eines Drehmomentstrom-Befehlswerts (I q *) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- - Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert (I d *) und dem detektierten, tatsächlichen Anregungsstromwert (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem detektierten, tatsächlichen Drehmomentstromwert (I q ),
- - Erzeugung von Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v u *, v v *, v w *) in einem Strator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und
- - Bestimmung von Spannungen und einer Frequenz zum Antreiben
des Induktionsmotors (2) in Übereinstimmung mit den
Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v u *, v v *,
v w *), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen
Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q )
folgende Schritte umfaßt:
- - aus Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i u , i v , i w ) für den Induktionsmotor (2) werden Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) gebildet, wobei die Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) jeweils integriert und die jeweiligen integrierten Werte (I α , I β ) mit vorbestimmter Periode (T S ) abgetastet werden,
- - die integrierten Werte werden in orthogonale Zweiphasen- Wechselwerte transformmiert, die im Stator-Koordinatensystem liegen,
- - es wird eine Differenz zwischen integrierten Werten von n-ten und (n + 1)ten Abtastwerten eines jeden der transformierten, orthogonalen, Zweiphasen-Wechselwerte detektiert (n ist eine positive ganze Zahl), und
- - die Differenzwerte werden jeweils in einen im rotiertenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden, tatsächlichen Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert transformiert.
25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der harmonischen
Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen
befinden.
26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet,
daß die vorbestimmte Periode (T S ) das Ein- bis Fünffache
der Periode der harmonischen Komponenten ist.
27. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schritte zum Abtasten und Durchführen der Integration
folgende Schritte enthalten:
- - Umwandlung der Größe jeder der Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i α , i β ) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- - Zählen der jeweiligen Anzahlen von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T S ), und
- - Halten eines jeden Zählwerts nach jeder der vorbestimmten Perioden (T S ), wobei im Schritt zum Detektierten der Differenz eine Berechnung der Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode für jeden der transformierten, orthogonalen Zweiphasen-Wechselwerte erfolgt.
28. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet,
daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem
liegende integrierte Wert in Übereinstimmung mit Koordinatenreferenzsignalen
in einen im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt wird, und
daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit
einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) erzeugt werden.
29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet,
daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines
Signals gebildet werden, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal
um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der
vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) und vorbestimmter Periode (T S ) abhängt.
30. Verfahren nach Anspruch 28 oder 29, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der
Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
31. Verfahren nach Anspruch 28 oder 29, dadurch gekennzeichnet,
daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur
eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten
Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der
Größe der vorbestimmten Periode (T S ) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) abhängen.
32. Vektorsteuersystem für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch:
- - einen Leistungskonverter (1) zur Erzeugung von Dreiphasen- Wechselströmen,
- - einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- - eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren des Werts eines jeden Phasenstroms der Dreiphasen-Wechselströme,
- - Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregungsstrom- Befehlswert (I d *) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I q *) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- - eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I d *) und dem detektierten Anregungsstrom (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem detektierten Drehmomentstromwert (I q ),
- - Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V d *, V q *) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- - erste Koordinatentransformationsmittel (17) zur Transformation der Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerte (v u *, v v *, v w *), die im Stator-Koordinaten system ( α-β ) liegen, und
- - Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte
ansprechen und den Leistungskonverter (1)
steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren
des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts
(I q ) folgende Mittel aufweist:
- - Mittel (23) zum jeweiligen Integrieren der Werte von Zweiphasen-Wechselströmen (i a , i β ), die aus den detektierten Dreiphasen-Wechselströmen erhalten worden sind, sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmten Periode (T S ),
- - Mittel (24), die jeden der abgetasteten Werte der integrierten Zweiphasen-Wechselströme bei der vorbestimmten Periode einer definitiven Integration unterziehen, und
- - zweite Koordinatentransformationsmittel (26) zur jeweiligen Transformation der definiten, integrierten Werte in einen tatsächlichen Anregungsstromwert (I d ) und Drehmomentstromwert (I q ), die im rotiertenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.
33. System nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode von harmonischen
Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen
befinden.
34. System nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) das Ein- bis Fünffache der
Periode der harmonischen Komponenten ist.
35. System nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß
die Abtasteinrichtung sowie die Einrichtung zur definiten
Integration
- - Mittel (28, 29) zur Spannung-Frequenz-Umwandlung aufweist, um eine Größe eines jeden der Zweiphasen-Wechselgrößen in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- - Mittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T S ) besitzt,
- - Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T S ) und
- - Differentialbildungsmittel zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei der n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei der (n + 1)ten Periode aufweist, um jeden der definiten, integrierten Werte zu berechnen.
36. System nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß
die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal-
Erzeugungseinrichtung zur Erzeugung von Koordinatenreferenzsignalen
in Übereinstimmung mit einem Wert
einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2)
aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen
jeden definiten, integrierten Wert im Stator-
Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.
37. System nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß
die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale
in Übereinstimmung mit einem Signal erzeugt,
das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert
verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter
Periode (T S ) abhängt.
38. System nach Anspruch 36 oder 37, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Phasenkorrektureinrichtung (55) aufweisen, um
einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der
von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
39. System nach Anspruch 36 oder 37, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen,
um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren,
die von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) und
vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.
40. Vektorsteuerung für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch
- - einen Leistungskonverter (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp zur Erzeugung von Dreiphasen-Wechselströmen,
- - einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- - eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren eines jeden der Dreiphasen-Wecheselströme,
- - Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregungsstrom- Befehlswert (I d *) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I q *) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- - eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I d *) und dem detektierten Anregungsstrom (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem Drehmomentstrom (I q ),
- - Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V d *, V q *) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- -erste Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur Transformation der Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerte (v u *, v v *, v w *), die im Stator- Koordinatensystem ( α-β ) liegen, und
- - Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte
ansprechen und den Leistungskonverter (1)
steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren
des tatsächlichen Anregungsstromswerts (I d ) und Drehmomentstromwerts
(I q ) folgende Mittel aufweist:
- - Mittel (23) zum jeweiligen integrieren der Werte von Zweiphasen-Wechselströmen (i α , i β ), die aus den detektierten Phasenströmen erhalten worden sind, sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmter Periode (T S ),
- - Mittel (24, 25), die jeden der abgetasteten Werte der integrierten Zweiphasen-Wechselströme bei der vorbestimmten Periode einer definiten Integration unterziehen, und
- - zweite Koordinaten-Transformationmittel (26) zur jeweiligen Transformation der definiten, integrierten Werte in einen tatsächlichen Anregungsstromswert (I d ) und Drehmomentstromwert (I q ), die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.
41. System nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie ein
ganzes Vielfaches der Periode einer Trägerwelle des Leistungskonverters
(1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp ist.
42. System nach Anspruch 40 oder 41, dadurch gekennzeichnet,
daß die Abtasteinrichtung sowie die Einrichtung
zur definiten Integration
- - Mittel (28, 29) zur Spannungs-Frequenz-Umwandlung aufweist, um einen Wert eines jeden der Zweiphasen-Wechselströme in einen zur Größe proportionalen Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- - Zählmittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T S ) besitzt,
- - Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T S ) und
- - Differentialbildungsmittel zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei der n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei der (n + 1)ten Periode aufweist, um jeden der definiten, integrierten Werte zu berechnen.
43. System nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß
die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal-
Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung von
Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem
Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen
jeden definiten, integrierten Wert im
Stator-Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.
44. System nach Anspruch 43, dadurch gekennzeichnet, daß
die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale
in Übereinstimmung mit einem Signal erzeugt,
das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkel
verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter
Periode (T S ) abhängt.
45. System nach Anspruch 43 oder 44, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Phasenkorrektureinrichtung (55) aufweisen, um einen
Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der
von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
46. System nach Anspruch 43 oder 44, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen,
um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren,
die von der Grö0ße der vorbestimmten Periode (T S ) und
vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.
47. Vektorsteuersystem für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch:
- - einen Leistungskonverter (1) zur Erzeugung von Dreiphasen- Wechselströmen,
- - einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- - eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren eines jeden der Dreiphasen-Wechselströme,
- - Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregungsstrom- Befehlswert (I d *) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I q *) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- - eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I d *) und dem detektierten Anregungsstrom (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem Drehmomentstromwert (I q ),
- - Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V d *, V q ) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- - erste Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur Transformation der Dreiphasen-Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen- Wechselspannungs-Befehlswerte (v u *, v v *, v w *), die im Stator-Koordinatensystem ( α-β ) liegen, und
- - Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte
ansprechen und den Leistungskonverter (1)
steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren
des tatsächlichen Anregungsstromwertes (I d ) und Drehmomentstromwerts
(I q ) folgende Mittel aufweist:
- - Dreiphasen-Zweiphasen-Umwandlungsmittel (4) zur Umwandlung der detektierten Dreiphasen-Ströme in orthogonale Zweiphasen-Wechselströme, die im Stator-Koordinatensystem liegen,
- - Mittel (23) zum jeweiligen integrieren der Werte eines jeden der orthogonalen Zweiphasen-Wechselströme sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmter Periode (T S ),
- - Mittel (24, 25) zum Detektieren einer Differenz zwischen einem integrierten Wert eines n-ten abgetasteten Werts und einem integrierten Wert eines (n + 1)ten abgetasteten Werts (n ist eine positive ganze Zahl), und
- - zweite Koordinaten-Transformationsmittel (26) zur jeweiligen Transformation der differentiellen Werte in einen tatsächlichen Anregungsstromwert (I d ) und Drehmomentstromwert (I q ), die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.
48. System nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode von harmonischen
Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechselströmen
befinden.
49. System nach Anspruch 48, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) das Ein- bis Fünffache der
Periode der harmonischen Komponenten ist.
50. System nach Anspruch 49, dadurch gekennzeichnet, daß
die Abtasteinrichtung und die Integrationseinrichtung
- - Mittel (28, 29) zur Spannungs-Frequenz-Umwandlung aufweist, um eine Größe eines jeden der Zweiphasen-Wechselströme in eine zur Größe proportionale Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- - Zählmittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T S ) besitzt, und
- - Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T S ) aufweist, wobei die Differentialdetektoreinrichtung eine Differentiabildungseinrichtung (24, 25) zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei der n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei der (n + 1)ten Periode aufweist, um auf diese Weise den Differentialwert zu berechnen.
51. System nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß
die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal-
Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung von
Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem
Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen
jeden definiten, integrierten Wert im
Stator-Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.
52. System nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß
die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale
in Übereinstimmung mit einem Signal erzeugt,
das gegenüber dem Primärkreisfreqeuenzsignal um einen Phasenwinkel
verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz
( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter
Periode (T S ) abhängt.
53. System nach Anspruch 51 oder 52, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Phasenkorrektureinrichtung (55) aufweisen, um einen
Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der
von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
54. System nach Anspruch 51 oder 52, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen,
um einen Amplitudenwert eines jeden koordinationstransformierten
Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren,
die von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) und
vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.
55. Vektorsteuerung für einen Dreiphasen-Wechselstrom-
Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch:
- - einen Leistungskonverter (1) zur Erzeugung von Dreiphasen- Wechselströmen,
- - einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- - eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren eines jeden der Dreiphasen-Wechselströme,
- - Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregunsstrom- Befehlswert (I d *) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I q *) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- - eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts (I q ),
- - Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I d *) und dem detektierten Anregungsstrom (I d ) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I q *) und dem detektierten Drehmomentstromwert (I q ),
- - Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V d *, V q *) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- - erste Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur Transformation der Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerte (v u *, v v *, v w *), die im Stator- Koordinatensystem ( α-β ) liegen, und
- - Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte
ansprechen und den Leistungskonverter (1)
steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren
des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I d ) und Drehmomentstromwerts
(I q ) folgende Mittel aufweist:
- - Mittel (23) zum jeweiligen Integrieren der Werte von Zweiphasen-Wechselströmen, die aus den detektierten Dreiphasen- Wechselströmen erhalten worden sind sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmter Periode (T S ),
- - Phasenumwandlungsmittel (85) zur Umwandlung der integrierten Werte in orthogonale Zweiphasen-Wechselwerte, die im Stator-Koordinatensystem liegen,
- - Mittel (24) zum Detektieren einer Differenz zwischen einem integrierten Wert eines n-ten abgetasteten Werts und einem integrierten Wert eines (n + 1)ten abgetasteten Werts eines jeden umgewandelten, orthogonalen Zweiphasen- Wechselwerts (n ist eine positive ganze Zahl), und
- - zweite Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur jeweiligen Transformation der Differentialwerte in einen tatsächlichen Anregungsstromwert (I d ) und Drehmomentstromwert (I q ), die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.
56. System nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) so gewählt ist, daß sie
gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode von harmonischen
Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechselströmen
befinden.
57. System nach Anspruch 56, dadurch gekennzeichnet, daß
die vorbestimmte Periode (T S ) das Ein- bis Fünffache der
Periode der harmonischen Komponenten ist.
58. System nach Anspruch 57, dadurch gekennzeichnet, daß
die Abtasteinrichtung sowie die Einrichtung zur Integration
- - Mittel (28, 29) zur Spannungs-Frequenz-Umwandlung aufweist, um eine Größe eines jeden der Zweiphasen-Wechselströme in eine zur Größe proportionale Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- - Zählmittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T S ) besitzt, und
- - Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T S ) aufweist, wobei die Differential detektoreinrichtung Differentialbildungsmittel (24, 25) zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei einer n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei einer (n + 1)ten Periode aufweist, um jeden der Differentialwerte zu berechnen.
59. System nach Anspruch 58, dadurch gekennzeichnet, daß
die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal-
Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung von
Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem
Wert einer Primärkreisfrequenz ( ω₁) des Induktionsmotors
(2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen
jeden definiten, integrierten Wert im
Stator-Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld-
Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.
60. System nach Anspruch 59, dadurch gekennzeichnet, daß
die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale
auf der Grundlage eines Signals erzeugt, das
gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert
verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfrequenz
( l₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode
(T S ) abhängt.
61. System nach Anspruch 59 oder 60, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Phasenkorrektureinrichtung (5) aufweisen, um einen
Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der
von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) abhängt.
62. System nach Anspruch 59 oder 60, dadurch gekennzeichnet,
daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel
(26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen,
um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten
Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren,
die von der Größe der vorbestimmten Periode (T S ) und
vom Wert der Primärkreisfrequenz ( ω₁) abhängen.
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