DE3812314A1

DE3812314A1 - Vektorsteuersystem und -verfahren fuer induktionsmotoren

Info

Publication number: DE3812314A1
Application number: DE3812314A
Authority: DE
Inventors: Takayuki Matsui; Toshiaki Okuyama; Takashi Sukegawa; Junichi Takahashi
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-04-13
Filing date: 1988-04-13
Publication date: 1988-11-03
Anticipated expiration: 2008-04-14
Also published as: US4808903A; DE3812314C2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Vektorsteuersystem bzw. auf ein Vektorsteuerverfahren für Induktionsmotoren zur Vektorsteuerung eines Wechselstrom-Induktionsmotors, der durch Primärströme angetrieben wird, welche harmonische Komponenten bzw. Oberwellen enthalten. Ferner ist die Erfindung auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Detektieren einer Anregungsstromkomponente und einer Drehmomentstromkomponente im Vektorsteuersystem gerichtet.

Als System zur Vektorsteuerung eines Wechselstrom-Induktionsmotors mit hohem Genauigkeitsgrad ist bereits ein solches mit einer geschlossenen Schleife bekannt, so daß eine Anregungsstromkomponente und eine Drehmomentstromkomponente, die in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem des Motors liegen, detektiert werden können. Die detektierten Werte werden zu einer einen Primärspannungsbefehl erzeugenden Einheit zurückgekoppelt, um auf diese Weise den Primärspannungswert derart zu steuern, daß Abweichungen zwischen diesen detektierten Werten und einem Anregungsstrom- Befehlswert sowie einem Drehmomentstrom-Befehlswert auf Null zurückgeführt werden. Bei einem Motor, der über einen Leistungskonverter angetrieben wird, z. B. über einen Inverter, enthält der Primärstrom sehr viele harmonische Komponenten bzw. Oberwellen. Mit einem konventionellen Vektorsteuersystem wird der Primärstrom des Motors so detektiert, daß der Primärstromwert mit Hilfe eines Hochgeschwindigkeits- A/D-Wandlers abgetastet wird, der eine Abtastfrequenz (z. B. eine Abtastperiode von 1 bis 10 µs) aufweist, die etwa zehnmal größer ist als die harmonische Frequenz, um Fehler bei der Detektion der harmonischen Grundwelle infolge der harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen zu vermeiden. Anhand des abgetasteten Werts werden eine Anregungsstromkomponente i _d und eine Drehmomentstromkomponente i _q errechnet. Es ist daher erforderlich, daß der zur Signalverarbeitung herangezogene Prozessor ebenfalls eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit aufweisen muß, wobei die Arbeitsgeschwindigkeit in der Größenordnung der Abtastperiode des A/D-Wandlers liegen muß. Hierin liegt der Grund, warum die Schaltungen des Vektorsteuersystems nicht digital arbeiten und durch einen Mikroprozessor realisiert werden können.

Ein Beispiel eines Vektorsteuersystems für einen Induktionsmotor, der durch einen VVVF-Inverter angetrieben wird, ist in der JP-B-Nr. 60-19 236, 15. April 1980, von Toyo Denki Seizo Kabushiki Kaisha beschrieben. Um harmonische Komponenten bzw. Oberwellen in diesem System zu eliminieren, muß die Abtastfrequenz für den Primärstrom zweimal größer als die harmonische Frequenz sein, so daß ein Hochgeschwindigkeits- A/D-Wandler und ein entsprechend schneller Prozessor erforderlich sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Vektorsteuerverfahren sowie ein Vektorsteuersystem zu schaffen, das keinen Hochgeschwindigkeits-A/D-Wandler benötigt, und bei dem ein mit geringer Geschwindigkeit arbeitender Prozessor zum Einsatz kommen kann, um die Vektorsteuerung mit niedriger Verarbeitungsgeschwindigkeit bei einer Abtastperiode durchführen zu können, die gleich oder ein ganzes Vielfaches (etwa das 1- bis 5-fache) der Periode eines PWM-Trägers ist (pulse with modulation carrier). Unter dem gleichen Gesichtspunkt soll ein Stromdetektorverfahren und -system bereitgestellt werden.

Verfahrensseitige Lösungen der gestellten Aufgabe sind den kennzeichnenden Teilen der nebengeordneten Patentansprüche 1, 9, 16 und 24 zu entnehmen. Dagegen sind vorrichtungsseitige Lösungen der gestellten Aufgabe in den nebengeordneten Patentansprüchen 32, 40, 47 und 55 angegeben.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den jeweils nachgeordneten Unteransprüchen gekennzeichnet.

Entsprechend der Erfindung werden die Primärströme eines Induktionsmotors detektiert und in ein rotierendes Magnetfeld- Koordinatensystem transformiert. In Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die Dreiphasen-Primärströme eines Induktionsmotors detektiert, so daß die detektierten Dreiphasenströme in Zweiphasenströme umngewandelt werden können. Die jeweils umgewandelten Phasenströme werden integriert und abgetastet, und zwar bei Intervallen mit einer Periode, die gleich oder Periode der harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen ist (oder ein ganzes Vielfaches der harmonischen Periode). Als Ergebnis dieses Integrationsprozesses werden die harmonischen Komponenten in den detektierten Primärstromwerten beseitigt, wie nachfolgend anhand von Gleichungen näher erläutert wird. Die Integrationsergebnisse liefern somit Ergebnisse, die der Integration der Grundschwingungen der Primärströme entsprechen. Es wird dann die Differenz zwischen dem integrierten Werte des n-ten abgetasteten Werts (n ist ein ganzer Wert bzw. eine ganze Zahl) und dem integrierten Wert des ( n + 1)ten abgetasteten Werts bestimmt, um auf diese Weise den momentanen Wert der Grundschwingung jedes Primärstroms zu erhalten. Diese momentanen Werte sind Vektorwerte im Stator-Koordinatensystem, und werden mit Hilfe eines Koordinaten- transformators in Vektorwerte transformiert, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen. Auf diese Weise werden Vektorkomponenten detektiert, z. B. eine Anregungsstromkomponente und eine Drehmomentstromkomponente. Die Anregungsstromkomponente und Drehmomentstromkomponente sind Stromkomponenten ohne harmonische Komponenten, so daß durch Vergleich dieser Werte mit einem Anregungsstrom- Befehlswert und einem Drehmomentstrom-Befehlswert sowie durch Steuerung der Primärspannung in einer solchen Richtung, daß die sich ergebenden Differenzen auf den Wert Null hin reduziert werden, es möglich ist, die Vektorsteuerung mit größerer Genauigkeit durchzuführen. Da die Detektorperiode für die Abtastung des integrierten Primärstroms so gewählt werden kann, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der harmonischen Komponenten ist, genügt es, einen mit niedriger Geschwindigkeit arbeitenden Prozessor zu verwenden, beispielsweise einen Niedriggeschwindigkeits- Prozessor mit 0,5 bis 3 ms (z. B. den von der Intell Corporation hergestellten 16 Bit-Mikroprozessor vom Typ 8095). Es sei darauf hingewiesen, daß in Übereinstimmung mit einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung Zweiphasenströme der drei Phasen direkt integriert werden können, ohne eine Umwandlung von drei Phasen in zwei Phasen vornehmen zu müssen.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blickdiagramm des Gesamtaufbaus eines Vektorsteuersystems nach der Erfindung,

Fig. 2A bis 2C Diagramme zur Erläuterung des Prinzips zur Beseitigung harmonischer Komponenten nach der Erfindung,

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten eines ersten Ausführungsbeispiels eines Stromkomponentendetektors nach der Erfindung,

Fig. 4A bis 4C Diagramme zur Erläuterung der Dämpfung harmonischer Komponenten in Übereinstimmung mit der Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Stromkomponentendetektors nach der Erfindung,

Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten eines dritten Ausführungsbeispiels eines Stromkomponentendetektors nach der Erfindung,

Fig. 7A und 7B jeweils Schaltungsanordnungen eines Dreiphasen- Zweiphasen-Konverters,

Fig. 8 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten eines vierten Ausführungsbeispiels eines Stromkomponentendetektors nach der Erfindung, und

Fig. 9A und 9B Ablaufdiagramme zur Erläuterung der Betriebsweise, wenn das Vektorsteuersystem nach der Erfindung mit einem Mikroprozessor ausgestattet ist.

Zur Erläuterung der Erfindung wird zunächst der Gesamtaufbau eines Vektorsteuersystems beschrieben. Im Anschluß daran wird ein Primärstrom-Detektorverfahren im einzelnen erläutert, das einen wesentlichen Punkt der Erfindung darstellt, und zwar anhand von Gleichungen.

Die Fig. 1 zeigt ein Gesamtblockdiagramm eines Induktionsmotor- Vektorsteuersystems gemäß der Erfindung. Ein Dreiphasen- Induktionsmotor 2 wird durch einen Leistungskonverter 1 angetrieben, der z. B. ein Inverter bzw. Wechselrichter sein kann. Der Leistungsinverter 1 wird von einer Gleichstrom- bzw. Gleichspannungsquelle 20 mit Energie versorgt. Der Dreiphasen-Ausgang vom Leistungskonverter 1 liefert die Primärspannungen des Induktionsmotors 2. Die Werte der Primärströme in den jeweiligen Phasen werden jeweils durch Stromdetektoren 3 U, 3 V und 3 W zu i _u, i _v und i _w detektiert. Mit Hilfe eines 3/2-Phasenkonverters 4 werden die Dreiphasen- Primär-Wechselströme in Zweiphasen-Wechselströme i _α und i _β umgewandelt. Das Zeitintegral der Zweiphasen-Wechselströme i _α und i _β in einem Stator-Koordinatensystem wird herangezogen, um Werte I _a und I _β zu bilden. Die Werte I _α und I _b werden in eine Anregungsstromkomponente I _d und in eine Drehmomentstromkomponente I _q innerhalb eines rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystems umgewandelt, und zwar durch einen Anregungsstromkomponenten-Drehmomentstromkomponenten- Detektor 5. Die Anregungsstromkomponente I _d wird mit negativer Polarität zu einer Addierstufe 6 übertragen, um zu einem Anregungsstrom-Befehlswert I _d* hinzuaddiert zu werden. Die Drehmomentstromkomponente I _q wird mit negativer Polarität zu einer Addierstufe 7 übertragen, um zu einem Drehmomentstrom-Befehlswert I _q* hinzuaddiert zu werden. Ferner wird die Rotationsgeschwindigkeit (Kreisfrequenz) ω _r des Induktionsmotors 2 durch einen Geschwindigkeitsdetektor 8 detektiert. Sie wird mit negativer Polarität zu einer Addierstufe 9 geliefert, um zu einem Geschwindigkeits-Befehlswert ω _r* hinzuaddiert zu werden. Gleichzeitig wird die Reaktionsgeschwindigkeit ω _r zu einer Addierstufe 10 geliefert. Der Ausgang von der Addierstufe 9 stellt die Abweichung zwischen der tatsächlichen Geschwindigkeit und dem Geschwindigkeits-Befehlswert dar. Der Geschwindigkeits-Abweichungswert wird von einer Geschwindigkeitssteuerung 11 empfangen, die ihrerseits einen Drehmomentstrom-Befehlswert I _q* in einer Richtung erzeugt, in der die Abweichung auf Null reduziert wird. Der Drehmomentstrom-Befehlswert I _q* wird zu einer Schlupf-Rechenstufe 12 und zu einer Addierstufe 7 übertragen. Die Schlupf-Rechenstufe 12 berechnet die Motorschlupffrequenz ω _s* und liefert das Ergebnis zur Addierstufe 10. Die Addierstufe 10 führt eine Addition der Werte ω _s* und ω _r aus und liefert die Summe als Primärkreisfrequenz ω₁ zum Induktionsmotor 2. Die Primärkreisfrequenz ω₁ wird zu einer Integrierstufe 13 und zu einem Proportionalverstärker 14 (proportional gane amplifier) übertragen. Die Addierstufe 6 erzeugt eine Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert I _d* und dem detektierten Anregungsstromwert I _d und liefert diese zu einer Automatik- Stromsteuerung 15. Durch eine PI-Steuerung (Proportional/ Integral-Steuerung) bzw. -Regelung erzeugt die Automatik- Stromsteuerung 15 einen Spannungskomponenten-Befehl v _d* im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem in einer Richtung, in der die Anregungsstrom-Abweichung auf Null reduziert wird, und gibt diesen Befehl aus. Die Addierstufe 7 erzeugt eine Abweichung zwischen dem Drehmomentstrom-Befehlswert I _q* und dem detektierten Drehmomentstromwert I _q und liefert diese zu einer anderen Stromsteuerung 16. Durch z. B. eine PI-Steuerung (Proportional/Integralsteuerung) bzw. -Regelung erzeugt die Stromsteuerung 16 einen Spannungskomponenten- Befehl v _q* im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem in einer Richtung, in der die Drehmomentstrom-Abweichung auf Null reduziert wird, und gibt diesen Befehl aus. Die beiden Spannungsbefehlswerte v _d* und v _q* werden zu einem Koordinatentransformator 17 geliefert. Diese Eingangswerte aus dem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem werden im Koordinatentransformator 17 in Dreiphasen-Spannungsbefehlswerte v _u*, v _v* und v _w* eines Stator-Koordinatensystems transformiert. Koordinatenreferenzsignale für den Koordinatentransformator 17 werden durch einen Oszillator 18 geliefert, der eine Sinusschwingung und eine Cosinusschwingung in Antwort auf das Ausgangssignal von der Integrationsstufe 13 erzeugt. Die Ausgänge des Koordinatentransformators 17 werden zu einer Pulsbreiten-Modulationssteuerschaltung 19 (PWM-Steuerschaltung bzw. pulse width modulation control circuit) übertragen, so daß diese Ausgangssignale v _u, v _v und v _w als Ergebnis der Pulsbreitenmodulation mit einer gegebenen Trägerfrequenz durch einen Spannungsbefehl zum Leistungskonverter 1 abgibt. Auf diese Weise werden Spannungen und eine Frequenz für den Induktionsmotor 2 bestimmt. Andererseits wandelt der Stromkomponentendetektor 5 die Primärstromwerte im Stator-Koordinatensystem in Stromwerte im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem um, wobei die Koordinatenreferenzsignale für diese Koordinatentransformation Sinusschwingungen und Cosinusschwingungen sind, die von einem Oszillator 22 in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal einer Addierstufe 21 oder in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen den Ausgängen der Integrationsstufe 13 und des Proportionalverstärkers 14 erzeugt werden. Die Koordinaten referenzssignale werden vom Oszillator 22 zum Stromkomponenten detektor 5 übertragen.

Im folgenden wird anhand von Gleichungen erläutert, warum die harmonischen Komponenten bzw. Oberwellen des Primärstroms durch Integration und Abtastung der Primärstromwerte bei den harmonischen Perioden (oder ihren ganzen Vielfachen) beseitigt werden, so daß die Differenz zwischen dem integrierten Wert des n-ten abgetasteten Werts des Primärstroms und dem integrierten Wert des (n + 1)ten abgetasteten Werts den momentanen Wert der Grundwelle des Primärstroms repräsentiert.

Die Fig. 2A zeigt eine Wellenform des Primärstroms (i _α oder i _β) mit der harmonischen Komponente bzw. Oberwelle. Das Symbol T _S stellt die Abtastperiode des integrierten Primärstroms dar.

Der integrierte Wert I _n des Primärstroms zur n-ten Abtastzeit (t-T _S) ergibt sich zu

Ferner ergibt sich der integrierte Wert I _{(n + 1)} des Primärstroms bei der nächsten (n + 1)ten Abtastzeit t zu

Die Differenz zwischen diesen beiden integrierten Werten ist ein definites Integral des Primärstroms im Intervall (t-T _S) bis t, das wie folgt geschrieben werden kann

Hierbei sind I _α eine Grundwellenkomponente und I _{α h} eine harmonische Komponente bzw. Oberwellenkomponente.

Die harmonische Komponente, die innerhalb des Ausgangswechselstroms des PWM-Inverters vorhanden ist, ist synchron mit der Periode der Trägerwelle, wie die Fig. 2B zeigt. Sind das Integrationsintervall (t-T _S) bis t oder die Abtastperiode T _S so gewählt, daß sie mit der Periode der harmonischen Komponente oder ihrem ganzen Vielfachen (z. B. dem 1- bis 5fachen) übereinstimmen, so wird der integrierte Wert der harmonischen Komponente Null, da die Integration über eine Periode einer sinusförmigen Welle den Wert Null ergibt. Mit anderen Worten nimmt der Integrationswert der harmonischen Komponente in der rechten Seite der Gleichung (5) den Wert Null an.

Die Differenz zwischen den beiden integrierten Werten kann daher im Integrationsintervall T _S als definiter integrierter Wert der Grundwelle erhalten werden. Dieser Wert ergibt sich zu

Die Grundwellenkomponente I _α des Primärstroms ergibt sich anhand des Vektorkoordinatendiagramms nach Fig. 2C zu

I _α = I ₁ · cos ( ω ₁ t + R ) (7)

Hierin sind:

ω₁=Primärkreisfrequenz T _S=Abtastperiode R=Phasenwinkel des Raumvektors

Im folgenden sei angenommen, daß die Differenz I _{(n + 1})-I _n durch den Wert Δ I _α repräsentiert wird. Dann ergibt sich Gleichung (6) zu

Entsprechendes gilt auch für die Grundwellenkomponente i _β

In diesem Fall ist der Ausdruck 2/ω₁ · sin ω₁T _S/2 für die definiten Integrationswerte I _α und I _β ein konstanter Term, der unabhängig von der Zeit ist, so daß bei einer geeigneten Verstärkungskompensation, derart, daß der konstante Term den Wert 1 annimmt, Grundwellenkomponenten I₁ cos ( ω₁t + R ) und I₁ sin ( ω₁t + R ) erhalten werden können. Es sei darauf hingewiesen, daß der Term -ω₁T _S/2 ein aufgrund der Integration erhaltener Fehler ist, so daß dieser Term korrigiert werden muß, um eine genaue Grundwelle zu erhalten. Wie später genauer beschrieben wird, wird diese Phasenfehlerkompensation durch Korrektur der Koordinatenreferenzen während der Transformation des Primärstroms vom Stator-Koordinatensystem in das rotierende Magnetfeld-Koordinatensystem durchgeführt.

Wie anhand der zuvor beschriebenen Gleichungen (1) bis (8) zu erkennen ist, kann eine Grundwelle des Primärstroms ohne harmonische Komponenten bzw. Oberwellen erhalten werden, wenn der integrierte Wert des Primärstroms bei Wahl einer Abtastperiode T _S gebildet wird, die gleich der Periode der harmonischen Komponenten in der pulsbreitenmodulierten Welle oder ihrem ganzen Vielfachen (vorzugsweise 1- bis 5fachen) ist und eine definite Integration des Primärstroms für das Abtastintervall T _S durchgeführt wird. Zusätzlich kann der Primärstrom mit einer Abtastperiode detektiert werden, die ein ganzes Vielfaches der harmonischen Periode oder eine hinreichend lange Periode (niedrige Frequenz) ist, verglichen mit der Abtastperiode eines konventionellen A/D-Konverters. Es ist daher möglich, die gesamte Steuerschaltung mit Hilfe eines bei niedriger Geschwindigkeit arbeitenden Mikroprozessors aufzubauen und alle Operationen digital durchzuführen, wie bereits früher erwähnt.

Als nächstes werden unter Bezugnahme auf die Fig. 3 Aufbau und Wirkungsweise des Detektors 5 näher beschrieben, der einen Anregungsstrom und einen Drehmomentstrom in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem detektiert. Der Detektor 5 mit einer höchstgenauen Konstruktion besteht im wesentlichen aus einer Integrationsstufe 23 zur Integration der Ausgangssignale des Dreiphasen-Zweiphasen-Konverters 4 oder der Zweiphasen-Wechselströme i _α und i _β, aus Differentialschaltungen 24 und 25, die jeweils definite integrierte Werte anhand der jeweiligen Integrationsausgänge bei Intervallen der Stromdetektor-Abtastperiode T _S berechnen, aus einer Koordinatentransformationsschaltung 26, die jeden der definiten integrierten Werte im Stator-Koordinatensystem in ein rechtwinkliges Koordinatensystem (rotierendes Magnetfeld- Koordinatensystem) transformiert, das um einen Phasenwinkel proportional zum Produkt aus Primärkreisfrequenz ω₁ und Abtastperiode T _S gegenüber dem Stator-Koordinatensystem verzögert ist, und aus einer Verstärkungskompensationsschaltung 27 zur Amplitudenkorrektur der Ausgänge der Koordinaten transformationsschaltung 26 in Übereinstimmung mit den Größen von Primärkreisfrequenz ω₁ und Abtastperiode T _S.

Im Integrator 23 werden die Ausgänge des Dreiphasen-Zweiphasen- Konverters 4 oder die analogen Größen der Zweiphasen- Wechselströme in eine zur Größe des Wechselstroms proportionale Anzahl von Pulsen durch Spannungs-Frequenz-Wandler 28 oder 29 umgewandelt. Mit Hilfe von umkehrbaren Zählern 30 und 31 werden die jeweils so erhaltenen Pulszahlen herauf- oder herabgezählt, und zwar in Übereinstimmung mit der Polarität der Zweiphasen-Wechselströme, wobei die jeweiligen Zählwerte in entsprechenden Halteschaltungen 32 und 33 gehalten werden. Dies erfolgt in der gegebenen bzw. vorbestimmten Periode T _S

Die Differentialschaltungen 24 und 25 unterwerfen jeweils die gehaltenen, integrierten Werte einer definiten Integration für das Integrationsintervall T _S. In der Differentialschaltung 24 (25) dient ein Speicher z ^-1 34 (35) zur Speicherung des Werts der Halteschaltung 32 (33) während der Zeit (t-T _S) oder zur Speicherung des integrierten Werts, der vor der Periode T _S erhalten worden ist, wobei dieser Speicher seinen Inhalt mit negativer Polarität zu einer Addierstufe 36 (37) überträgt. Wird der Wert der Halteschaltung 32 (33) zur Zeit t zum anderen Eingang der Addierstufe 36 (37) geliefert, so wird der Wert zum Zeitpunkt (t-T _S) von diesem Wert subtrahiert. Die Differentialschaltung 24 (25) führt somit die Berechnungen gemäß Gleichungen (7) oder (8) durch. Die Koordinatentransformationsschaltung 26 spricht auf das Referenzsignal oder auf die Ausgangssignale eines Cosinusfunktion-Oszillators 44 und eines Sinusfunktion- Oszillators 45 an, die den Oszillator 22 bilden, um die Ausgangssignale der Differentialschaltungen 24 und 25 mit Hilfe von Multiplizierstufen 38, 39, 40 und 41 sowie mit Hilfe von Addierstufen 42 und 43 aus dem Stator-Koordinatensystem in das rotierende Magnetfeld-Koordinatensystem zu transformieren. Die transformierten Signale werden am Ausgang der Koordinatentransformationsschaltung 26 erhalten. Diese Ausgangssignale der Koordinatentransformationsschaltung 26 werden jeweils zur Proportionalverstärkungsschaltungen 46 und 47 der Größe 1/T _S geliefert, sowie zu Multiplizierstufen 49 und 50. Eine Multiplizierstufe 48 bildet das Quadrat der Primärkreisfrequenz ω₁ und liefert diesen Wert zu den Multiplizierstufen 49 und 50. Die Ausgänge der Multiplizierstufen 49 und 50 sind jeweils mit Proportionalverstärkungsschaltungen 51 und 52 verbunden, so daß deren Ausgangssignale mit den Ausgangssignalen der Proportionalverstärkungs schaltungen 46 und 47 jeweils kombiniert werden können. Dies erfolgt in den entsprechenden Addierstufen 53 und 54. Auf diese Weise werden ein Anregungsstrom I _d von der Addierstufe 53 und ein Drehmomentstrom I _q von der Addierstufe 54 ausgegeben, wobei die jeweiligen Ströme im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.

Im folgenden wird sowohl die Wirkungsweise der Koordinaten transformationsschaltung 26 als auch diejenige der Verstärkungs kompensationsschaltung 27 anhand von Gleichungen näher beschrieben. Die Koordinatentransformation stellt eine Transformation des in Fig. 2C gezeigten Vektors I₁ bzw. seiner jeweiligen Komponenten aus dem Stator-Koordinatensystem α-β in das rotierende Magnetfeld-Koordinatensystem d-q dar. Die Beziehung zwischen den Werten Δ I _α und Δ I _β der harmonischen Primärstrom-Grundkomponenten im Stator-Koordinatensystem, die durch die Differentialschaltungen 24 und 25 gebildet werden, und der Anregungsstromkomponente I _d sowie der Drehmomentstromkomponente I _q im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem, die durch die Verstärkungskompensationsschaltung 27 gebildet werden, läßt sich wie folgt darstellen:

Der Ausdruck

auf der rechten Seite der Gleichung (10) ist der Verstärkungskorrekturfaktor, der notwendig ist, um den zuvor erwähnten konstanten Term auf den Wert 1 setzen zu können. Für diesen Term kann die Näherung entsprechend Gleichung (11) verwendet werden, so daß die in Fig. 3 gezeigte Verstärkungskompensationsschaltung 27 so konstruiert ist, daß sie die Näherungsgleichung (11) ausführen kann. Ferner dient der Term -ω₁T _S/2 zur Kompensation des zuvor erwähnten Phasenfehlers, der sich infolge der Integration ergibt. Mit anderen Worten ist der Primärstromvektor, der durch die Integration bestimmt wird, gegenüber dem tatsächlichen Stromvektor in der Phase um l₁T _S/2 verzögert. Um eine korrekte Primär-Stromvektorkomponente zu erhalten, wird daher die rotierende Magnetfeld-Koordinate für den detektierten Stromvektor durch Drehung um -ω₁T _S/2 gegenüber der tatsächlichen und in Fig. 2C gezeigten Rotations- Magnetfeldkoordinate q-d kompensiert. Diese Phasen fehlerkompensation wird durch Korrektur der Phasen der Ko ordinatenreferenzsignal-Oszillatoren 44 und 45 mit Hilfe von Verzögerungskompensationsschaltungen 13 und 14 ausgeführt, die ebenfalls in Fig. 3 gezeigt sind.

Durch Einsetzen der Gleichungen (8) und (9) für Δ I _α und Δ I _β in Gleichung (10) zum Zwecke der Umordnung läßt sich folgende Gleichung für I _d und I _q aufstellen:

Die rechte Seite in Gleichung (12) repräsentiert die Anregungsstromkomponente und die Drehmomentstromkomponente im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, und zwar in Form einer harmonischen Grundstromwelle. Gleichung (12) zeigt, daß die genannten Komponenten mit hoher Genauigkeit detektiert werden können.

Der oben beschriebene Betrieb gilt für den Fall, daß die Periode T _S mit der Periode der harmonischen Komponenten koinzidiert. Im folgenden wird anhand von Gleichungen ein Fall beschrieben, bei dem diese Perioden nicht miteinander koinzidieren. Im nichtkoinzidierenden Fall verbleiben einige harmonische Komponenten, wobei sich ihre Größen durch Ausdrücke definiter integrierter Werte Δ I _{α n} und Δ I _{β n} von harmonischen Zweiphasen-Wechselstrom-Komponenten i _{α n} und i _{β n} im Stator-Koordinatensystem wie folgt ausdrücken lassen:

Hierin bedeuten:

ω _n =Kreisfrequenz (rad/s) der harmonischen Komponenten.

Die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem erscheinenden harmonischen Komponenten i _dn und i _qn lassen sich daher unter Zuhilfenahme der Gleichungen (10), (13) und (14) wie folgt ausdrücken:

Die Übertragungsfunktionscharakteristik | G | des Stromkomponentendetektors 5 bezüglich der harmonischen Komponenten nimmt somit folgende Form an:

Die Fig. 4A bis 4C zeigen verschiedene und anhand der Gleichung (16) erhaltene Übertragungsfunktionscharakteristika bei drei unterschiedlichen Abtastperioden. Anhand dieser Charakteristika ist zu erkennen, daß die harmonischen Komponenten, die ganze Vielfache von 1/T _S sind, am stärksten geschwächt werden, wobei diese Charakteristika größe Ähnlichkeit mit derjenigen eines Erste-Ordnung-Verzögerungsfilters aufweisen (first order lag filter). Weiterhin ist die Detektorverstärkung bezüglich der harmonischen Grundkomponente ω₁=0 (dB), was zeigt, daß die Detektion mit einem sehr hohen Grad an Genauigkeit ausgeführt werden kann.

Wird beim oben beschriebenen Betrieb die Periode T _S so gewählt, daß sie ein ganzes Vielfaches (vorzugsweise das 1- bis 5fache) der Periode der harmonischen Grundkomponente des Leistungskonverters ist, so ist es möglich, die Abtastperiode (sampling period) länger als diejenige beim konventionellen System zu wählen und die harmonischen Komponenten vollständig zu beseitigen. Auf diese Weise lassen sich der Anregungsstrom und der Drehmomentstrom im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem, die nur die Grundwellenkomponente aufweisen, mit einem hohen Grad an Genauigkeit detektieren.

Die Fig. 3 zeigt den Aufbau zum genauen Detektieren, wobei die Primärkreisfrequenz ω₁ geeignet gewählt oder die Periode T _S klein genug ist, so daß der Term 1/T _S auf der rechten Seite der Gleichung (10) hinreichend groß wird, und zwar verglichen mit dem Term ω₁² · T _S/24. Es ist daher möglich, die Verstärkungskorrektur mit dem Term 1/T _S allein anzunähern, so daß gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ein einfacherer Aufbau erhalten werden kann, derart, daß die Verstärkungskompensationsschaltung 27 nur noch Proportional verstärkungsschaltungen 46 und 47 besitzt und nicht mehr Multiplizierstufen 48, 49 und 50, Proportionalverstärkungsschaltungen 51 und 52 und Addierstufen 53 und 54. Bei dem einfacheren Aufbau sind die Proportionalverstärkungsschaltungen 46 und 47 jeweils in Reihe mit den zugehörigen Ausgängen der Koordinatentransformationsschaltung 26 geschaltet. Die Ausgänge der Proportionalverstärkungsschaltungen 46 und 47 liefern dann eine Anregungsstromkomponente I _d bzw. eine Drehmomentstromkomponente I _q. Die Fig. 5 zeigt den schaltungstechnischen Aufbau mit der vereinfacht ausgeführten Verstärkungskompensationsschaltung 27.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 6 dargestellt. Gleiche Teile wie in Fig. 3 sind dabei mit den gleichen Bezugszeichen versehen und werden nicht nochmals beschrieben. Wie bereits erwähnt, werden beim ersten Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 die Koordinatenreferenzen für die Koordinatentransformation korrigiert, um den Phasenfehler zu korrigieren, der sich aufgrund der definitiven Integration der detektierten Ströme während des Intervalls der gegebenen Periode T _S (Abtastperiode für die Stromdetektion) einstellt. Beim zweiten Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 wird diese Korrektur auf der Grundlage des Koordinatentransformationsergebnisses durchgeführt. Entsprechend der Fig. 6 sind die Koordinatenreferenzsignale für die Koordinatentransformationsschaltung 26 die Ausgangssignale des Cosinusfunktion-Oszillators 44 und des Sinusfunktion-Oszillators 45, die eine Cosinuswelle und eine Sinuswelle in Antwort auf das Ausgangssignal der Integrationsstufe 13 zur Integration der Primärkreisfrequenz l₁ erzeugen. Der Phasenfehler wird durch eine Phasenverzögerungs-Kompensationsschaltung 55 korrigiert. Die Phasenverzögerungs-Kompensationsschaltung 55 empfängt zwei Ausgangssignale von der Verstärkungskompensationsschaltung 27, und zwar jeweils an Addierstufen 56 und 57 bzw. Multiplizierstufen 58 und 59. Diese Ausgangssignale werden in den Multiplizierstufen 58 und 59 jeweils mit der Primärkreisfrequenz ω₁ multipliziert. Die erhaltenen Multiplikationsergebnisse werden jeweils zu Proportional verstärkungsschaltungen 60 und 61 übertragen. Der Ausgang der Proportionalverstärkungsschaltung 61 wird zur Addierstufe 56 geliefert, so daß er mit dem Ausgang der Addierstufe 53 kombiniert werden kann, um einen Anregungsstrom I _d im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem zu berechnen. Beide Ausgänge werden in 56 miteinander addiert. Andererseits wird der Ausgang der Proportionalverstärkerschaltung 60 zur Addierstufe 57 geliefert und dort mit dem Ausgang der Addierstufe 54 kombiniert, um einen Drehmomentstrom I _q im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem zu berechnen. Auch hier erfolgt eine Addition beider Ausgänge.

Nachfolgend wird der Betrieb des dritten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die untenstehenden Gleichungen näher erläutert. Die bereits im Zusammenhang mit dem ersten Ausführungsbeispiel erwähnten Gleichungen (10) und (11) lassen sich wie folgt erweitern:

Hierdurch läßt sich zeigen, daß die Koordinatentransformation unter Verwendung der Koordinatenreferenzen des rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystems durchgeführt wird, wobei ebenfalls der zweite Term auf der rechten Seite in Gleichung (17) als Kompensationsfaktor benutzt wird, um auf diese Weise den Anregungsstrom und den Drehmomentstrom im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem in gleicher Weise wie beim ersten Ausführungsbeispiel durch hochgenaue, harmonische Grundkomponenten detektieren zu können.

Beim Aufbau des Systems nach Fig. 1 werden Dreiphasen-Wechselströme i _u, i _v und i _w in Zweiphasenströme i _α und i _β durch einen Dreiphasen-Zweiphasen-Konverter 5 umgewandelt. Nach einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es möglich, die Relation i _u + i _v + i _w = 0 zu verwenden, so daß nur zwei Phasen der drei Phasen detektiert zu werden brauchen, um die Zweiphasenströme i _α und i _β zu detektieren. Mit anderen Worten läßt sich der Ausdruck für die Dreiphasen- Zweiphasen-Umwandlung wie folgt schreiben:

Hierin gilt: i _u + i _v + i _w = 0.

Es ergeben sich somit:

Die Zweiphasenströme i _α und i _b werden somit anhand der Zweiphasen-Wechselströme i _v und i _w der Dreiphasen-Wechselströme bestimmt. Die Fig. 7A und 7B zeigen jeweils Schaltungen eines Dreiphasen-Zweiphasen-Konverters 4 für eine Dreiphasen-Zweiphasen-Umwandlung und eine Zweiphasen-Zweiphasen- Umwandlung. Mit den Bezugszeichen 401, 402, 403, 407 und 408 sind Verstärkerschaltungen versehen, die jeweils eine proportionale Verstärkung durchführen, während durch die Bezugszeichen 404, 405, 406 und 409 Summierschaltungen (Addierer) bezeichnet sind.

Anhand der Gleichung (18) läßt sich folgende Gleichung herleiten:

Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3, 5 und 6 wird die Integration durchgeführt, nachdem die Dreiphasen-Zweiphasen- Umwandlung ausgeführt worden ist. Wie anhand der Gleichung (20) zu erkennen ist, können die Zweiphasenströme i _a und i _β aber auch durch direkte Integration der Zweiphasenströme der Dreiphasenströme erhalten werden, durch Verriegelung der integrierten Werte bei den Perioden T _S sowie durch Phasenumwandlung der verriegelten Werte durch die Konverterschaltung gemäß Fig. 7A oder 7B. Die Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen derartigen Anwendungsfall. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel können eine Phasenkonverterschaltung und die nachfolgende Signalverarbeitungsschaltung in einem Mikroprozessor realisiert sein. In Fig. 8 tragen Integrationsschaltungen die Bezugszeichen 81 und 82, während mit den Bezugszeichen 83 und 84 Verriegelungs- bzw. Halteschaltungen versehen sind. Diese Integrations- und Halteschaltungen können denselben Aufbau haben wie die Integrationsstufe 23 im Ausführungsbeispiel nach Fig. 3. Ebenso kann der Dreiphasen-Zweiphasen-Konverter eine Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7A oder 7B enthalten. Die Ausgangssignale I _α und I _β werden den Differentialschaltungen 24 und 25 zugeführt, die bereits im Zusammenhang mit den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 3, 5 und 6 beschrieben worden sind. Der weitere Betrieb gleicht demjenigen der bereits diskutierten Ausführungsbeispiele und wird nicht nochmals erläutert.

Die obigen Ausführungsbeispiele wurden zum leichteren Verständnis anhand von Blockdiagrammen analoger Schaltungen erläutert. Der in Fig. 1 strichpunktiert eingezeichnete Bereich läßt sich aber auch durch digitale Schaltungen realisieren, beispielsweise durch einen Mikroprozessor. Dieser Mikroprozessor kann nach einem Programm arbeiten, das in den Fig. 9A und 9B anhand eines Flußdiagramms dargestellt ist.

Bei den oben beschriebenen Beispielen wurden insbesondere die Ströme für einen Wechselstrom-Induktionsmotor im einzelnen erwähnt. Es ist natürlich auch möglich, ein erfindungsgemäßes System so auszubilden, daß es für die Koordinaten transformation Wechselspannungen oder Wechselflüsse (magnetische) heranzieht, um den Vektor (Grundwellenkomponente) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem zu detektieren, so daß ebenfalls die oben beschriebenen Effekte erhalten werden.

Claims

1. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

- Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I _d*) und eines Drehmomentstrom-Befehlswerts (I _q*) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I _d) und dem detektierten Anregungsstromwert (I _d) sowie dem Drehmomentstrom-Befehlswert (I _q*) und dem detektierten Drehmomentstromwert (I _q),
- Erzeugung von Drehphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*) in einem Stator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und
- Bestimmung von Spannungen und einer Frequenz zum Antreiben des Induktionsmotors (2) in Übereinstimmung mit den Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Schritte umfaßt:
- - aus Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _u, i _v, i _w) für den Induktionsmotor (2) werden Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) gebildet, wobei die Zwischenphasen-Wechsel eingangsgrößen (i _α, i _b) jeweils integriert und die jeweiligen integrierten Werte (I _α, I _β) mit vorbestimmter Periode (T _S) abgetastet werden,
- - jeder bei der vorbestimmten Periode (T _S) abgetastete Wert (I _(n), I _{(n + 1)}) der jeweiligen integrierten Zweiphasen- Wechseleingangsgrößen (I _α, I _β) wird für eine definierte Integration herangezogen, und
- - die definitiven, integrierten Werte werden so transformiert, daß aus ihnen jeweils ein im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegender, tatsächlicher Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert erhalten werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der Harmonischen ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen befinden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) das Ein- bis Fünffache der Periode der Harmonischen sein kann.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte zum Abtasten und Durchführung der definiten Integration folgende Schritte umfassen:

- Umwandlung der Größe jeder der Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- Zählen der jeweiligen Anzahlen von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T _S),
- Halten eines jeden Zählwerts nach jeder der vorbestimmten Perioden (T _S), und
- Berechnung einer Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode, um den definiten, integrierten Wert zu bestimmen.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem liegende definite, integrierte Wert in Übereinstimmung mit Koordinatenreferenzsignalen in einem im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfrequenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) erzeugt werden.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines Signals gebildet werden, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfrequenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

8. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und dem Wert der Primärkreisfrequenz ( l₁) abhängen.

9. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), der durch einen Leistungskonverter (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp angetrieben wird, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

- Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I _d*) und eines Drehmomentstrom-Befehlwerts (I _q*) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert (I _d*) und dem detektierten, tatsächlichen Anregungsstromwert (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem detektierten, tatsächlichen Drehmomentstromwert (I _q),
- Erzeugung von Dreiphasen-Wechselstrom-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*) in einem Stator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und Verwendung derselben als Steuersignale für den Leistungskonverter (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp, und
- Bestimmung von Spannungen zum Antreiben des Induktionsmotors (2) und einer Frequenz durch den Leistungskonverter (1) in Übereinstimmung mit den Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerten (V _u*, V _v*, V _w*), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Schritte umfaßt:
- - aus Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _u, i _v, i _w) für den Induktionsmotor (2) werden Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) gebildet, wobei die Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) jeweils integriert und die jeweiligen integrierten Werte (I _α, I _β) mit vorbestimmter Periode (T _S) abgetastet werden,
- - jeder bei der vorbestimmten Periode (T _S) abgetastete Wert (I _(n), I _{(n + 1)}) der jeweiligen integrierten Zweiphasen- Wechseleingangsgrößen (I _α, I _β) wird für eine definite Integration herangezogen, und
- - die definiten, integrierten Werte werden so transformiert, daß aus ihnen jeweils ein im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegender, tatsächlicher Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert erhalten werden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie ein ganzes Vielfaches einer Periode einer Trägerwelle des Leistungskonverters (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp ist.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte zum Abtasten und Durchführen der definiten Integration folgende Schritte umfassen:

- Umwandlung der Größe jeder der Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- Zählen der jeweiligen Anzahlen von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T _S),
- Halten eines jeden Zählwerts bei der vorbestimmten Periode (T _S), und
- Berechnung einer Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode, um den definiten, integrierten Wert zu bestimmen.

12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem liegende definite, integrierte Wert in Übereinstimmung mit Koordinatenreferenzsignalen in einen im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) erzeugt werden.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines Signals gebildet werden, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der dem Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) entspricht.

14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Tranformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

15. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.

16. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet, durch folgende Verfahrensschritte:

- Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I _d*) und eines Drehmomentstrom-Befehlswerts (I _q*) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert (I _d*) und dem detektierten, tatsächlichen Anregungsstromwert (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem detektierten, tatsächlichen Drehmomentstromwert (I _q),
- Erzeugung von Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*) in einem Stator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und
- Bestimmung von Spannungen und einer Frequenz zum Antreiben des Induktionsmotors (2) in Übereinstimmung mit den Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Schritte umfaßt:
- - Umwandlung von Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _u, i _v, i _w) des Induktionsmotors (2) in orthogonale Zweiphasen- Wechselströme (i _α, i _b) im Stator-Koordinatensystem,
- - Integration der orthogonalen Zweiphasen-Wechselströme,
- - Abtasten des integrierten Werts eines jeden der Zweiphasen- Wechselströme bei vorbestimmter Periode (T _S),
- - Detektieren einer Differenz zwischen einem integrierten Wert eines n-ten abgetasteten Werts und einem integrierten Wert eines (n + 1)ten abgetasteten Werts (n ist eine positive ganze Zahl) eines jeden der Wechselstromwerte, und
- - Transformation der Differenzwerte in jeweils einen im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden, tatsächlichen Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der harmonischen Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen befinden.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) das Ein- bis Fünffache der Periode der harmonischen Komponenten ist.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte zum Integrieren, Abtasten und Detektieren der Differenz folgende Schritte umfassen:

- Umwandlung der Größe jeder Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- Zählen der jeweiligen Anzahl von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T _S),
- Halten eines jeden Zählwerts bei jeder der vorbestimmten Perioden (T _S), und
- Berechnung einer Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode, um dadurch jeden der Differenzwerte zu bestimmen.

20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem liegende definite, integrierte Werte bzw. Differenzwert in Übereinstimmung mit Koordinatenreferenzsignalen in einen im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) erzeugt werden.

21. Verfahren nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines Signals gebildet werden, das gegebenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

22. Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

23. Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.

24. Vektorsteuerverfahren für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

- Bildung und Verwendung eines Anregungsstrom-Befehlswerts (I _d*) und eines Drehmomentstrom-Befehlswerts (I _q*) in einem rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem,
- Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom- Befehlswert (I _d*) und dem detektierten, tatsächlichen Anregungsstromwert (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem detektierten, tatsächlichen Drehmomentstromwert (I _q),
- Erzeugung von Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*) in einem Strator-Koordinatensystem, derart, daß die Abweichungen auf Null hin reduziert werden, und
- Bestimmung von Spannungen und einer Frequenz zum Antreiben des Induktionsmotors (2) in Übereinstimmung mit den Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerten (v _u*, v _v*, v _w*), wobei der Schritt zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Schritte umfaßt:
- - aus Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _u, i _v, i _w) für den Induktionsmotor (2) werden Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) gebildet, wobei die Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) jeweils integriert und die jeweiligen integrierten Werte (I _α, I _β) mit vorbestimmter Periode (T _S) abgetastet werden,
- - die integrierten Werte werden in orthogonale Zweiphasen- Wechselwerte transformmiert, die im Stator-Koordinatensystem liegen,
- - es wird eine Differenz zwischen integrierten Werten von n-ten und (n + 1)ten Abtastwerten eines jeden der transformierten, orthogonalen, Zweiphasen-Wechselwerte detektiert (n ist eine positive ganze Zahl), und
- - die Differenzwerte werden jeweils in einen im rotiertenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegenden, tatsächlichen Anregungsstromwert und Drehmomentstromwert transformiert.

25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode der harmonischen Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen befinden.

26. Verfahren nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) das Ein- bis Fünffache der Periode der harmonischen Komponenten ist.

27. Verfahren nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte zum Abtasten und Durchführen der Integration folgende Schritte enthalten:

- Umwandlung der Größe jeder der Zweiphasen-Wechseleingangsgrößen (i _α, i _β) in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen,
- Zählen der jeweiligen Anzahlen von Pulsen über die vorbestimmte Periode (T _S), und
- Halten eines jeden Zählwerts nach jeder der vorbestimmten Perioden (T _S), wobei im Schritt zum Detektierten der Differenz eine Berechnung der Differenz zwischen dem gehaltenen Wert nach der n-ten Periode und dem gehaltenen Wert nach der (n + 1)ten Periode für jeden der transformierten, orthogonalen Zweiphasen-Wechselwerte erfolgt.

28. Verfahren nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß im Transformationsschritt jeder im Stator-Koordinatensystem liegende integrierte Wert in Übereinstimmung mit Koordinatenreferenzsignalen in einen im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegenden Wert umgewandelt wird, und daß die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) erzeugt werden.

29. Verfahren nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines Signals gebildet werden, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

30. Verfahren nach Anspruch 28 oder 29, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit eines Werts umfaßt, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

31. Verfahren nach Anspruch 28 oder 29, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformationsschritt ferner eine Korrektur eines Amplitudenwerts jedes koordinatentransformierten Werts in Abhängigkeit von Werten umfaßt, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.

32. Vektorsteuersystem für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch:

- einen Leistungskonverter (1) zur Erzeugung von Dreiphasen- Wechselströmen,
- einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren des Werts eines jeden Phasenstroms der Dreiphasen-Wechselströme,
- Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregungsstrom- Befehlswert (I _d*) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I _q*) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I _d*) und dem detektierten Anregungsstrom (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem detektierten Drehmomentstromwert (I _q),
- Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V _d*, V _q*) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- erste Koordinatentransformationsmittel (17) zur Transformation der Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerte (v _u*, v _v*, v _w*), die im Stator-Koordinaten system ( α-β ) liegen, und
- Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte ansprechen und den Leistungskonverter (1) steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Mittel aufweist:
- - Mittel (23) zum jeweiligen Integrieren der Werte von Zweiphasen-Wechselströmen (i _a, i _β), die aus den detektierten Dreiphasen-Wechselströmen erhalten worden sind, sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmten Periode (T _S),
- - Mittel (24), die jeden der abgetasteten Werte der integrierten Zweiphasen-Wechselströme bei der vorbestimmten Periode einer definitiven Integration unterziehen, und
- - zweite Koordinatentransformationsmittel (26) zur jeweiligen Transformation der definiten, integrierten Werte in einen tatsächlichen Anregungsstromwert (I _d) und Drehmomentstromwert (I _q), die im rotiertenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.

33. System nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode von harmonischen Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechseleingangsgrößen befinden.

34. System nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) das Ein- bis Fünffache der Periode der harmonischen Komponenten ist.

35. System nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung sowie die Einrichtung zur definiten Integration

- Mittel (28, 29) zur Spannung-Frequenz-Umwandlung aufweist, um eine Größe eines jeden der Zweiphasen-Wechselgrößen in eine der Größe entsprechende Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- Mittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T _S) besitzt,
- Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T _S) und
- Differentialbildungsmittel zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei der n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei der (n + 1)ten Periode aufweist, um jeden der definiten, integrierten Werte zu berechnen.

36. System nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal- Erzeugungseinrichtung zur Erzeugung von Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen jeden definiten, integrierten Wert im Stator- Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.

37. System nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Signal erzeugt, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

38. System nach Anspruch 36 oder 37, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Phasenkorrektureinrichtung (55) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

39. System nach Anspruch 36 oder 37, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.

40. Vektorsteuerung für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch

- einen Leistungskonverter (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp zur Erzeugung von Dreiphasen-Wechselströmen,
- einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren eines jeden der Dreiphasen-Wecheselströme,
- Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregungsstrom- Befehlswert (I _d*) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I _q*) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I _d*) und dem detektierten Anregungsstrom (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem Drehmomentstrom (I _q),
- Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V _d*, V _q*) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
-erste Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur Transformation der Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerte (v _u*, v _v*, v _w*), die im Stator- Koordinatensystem ( α-β ) liegen, und
- Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte ansprechen und den Leistungskonverter (1) steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromswerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Mittel aufweist:
- - Mittel (23) zum jeweiligen integrieren der Werte von Zweiphasen-Wechselströmen (i _α, i _β), die aus den detektierten Phasenströmen erhalten worden sind, sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmter Periode (T _S),
- - Mittel (24, 25), die jeden der abgetasteten Werte der integrierten Zweiphasen-Wechselströme bei der vorbestimmten Periode einer definiten Integration unterziehen, und
- - zweite Koordinaten-Transformationmittel (26) zur jeweiligen Transformation der definiten, integrierten Werte in einen tatsächlichen Anregungsstromswert (I _d) und Drehmomentstromwert (I _q), die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.

41. System nach Anspruch 40, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie ein ganzes Vielfaches der Periode einer Trägerwelle des Leistungskonverters (1) vom Pulsbreiten-Modulationstyp ist.

42. System nach Anspruch 40 oder 41, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung sowie die Einrichtung zur definiten Integration

- Mittel (28, 29) zur Spannungs-Frequenz-Umwandlung aufweist, um einen Wert eines jeden der Zweiphasen-Wechselströme in einen zur Größe proportionalen Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- Zählmittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T _S) besitzt,
- Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T _S) und
- Differentialbildungsmittel zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei der n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei der (n + 1)ten Periode aufweist, um jeden der definiten, integrierten Werte zu berechnen.

43. System nach Anspruch 42, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal- Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung von Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen jeden definiten, integrierten Wert im Stator-Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.

44. System nach Anspruch 43, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Signal erzeugt, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkel verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

45. System nach Anspruch 43 oder 44, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Phasenkorrektureinrichtung (55) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

46. System nach Anspruch 43 oder 44, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren, die von der Grö0ße der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.

47. Vektorsteuersystem für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch:

- einen Leistungskonverter (1) zur Erzeugung von Dreiphasen- Wechselströmen,
- einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren eines jeden der Dreiphasen-Wechselströme,
- Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregungsstrom- Befehlswert (I _d*) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I _q*) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I _d*) und dem detektierten Anregungsstrom (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem Drehmomentstromwert (I _q),
- Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V _d*, V _q) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- erste Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur Transformation der Dreiphasen-Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen- Wechselspannungs-Befehlswerte (v _u*, v _v*, v _w*), die im Stator-Koordinatensystem ( α-β ) liegen, und
- Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte ansprechen und den Leistungskonverter (1) steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwertes (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Mittel aufweist:
- - Dreiphasen-Zweiphasen-Umwandlungsmittel (4) zur Umwandlung der detektierten Dreiphasen-Ströme in orthogonale Zweiphasen-Wechselströme, die im Stator-Koordinatensystem liegen,
- - Mittel (23) zum jeweiligen integrieren der Werte eines jeden der orthogonalen Zweiphasen-Wechselströme sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmter Periode (T _S),
- - Mittel (24, 25) zum Detektieren einer Differenz zwischen einem integrierten Wert eines n-ten abgetasteten Werts und einem integrierten Wert eines (n + 1)ten abgetasteten Werts (n ist eine positive ganze Zahl), und
- - zweite Koordinaten-Transformationsmittel (26) zur jeweiligen Transformation der differentiellen Werte in einen tatsächlichen Anregungsstromwert (I _d) und Drehmomentstromwert (I _q), die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.

48. System nach Anspruch 47, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode von harmonischen Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechselströmen befinden.

49. System nach Anspruch 48, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) das Ein- bis Fünffache der Periode der harmonischen Komponenten ist.

50. System nach Anspruch 49, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung und die Integrationseinrichtung

- Mittel (28, 29) zur Spannungs-Frequenz-Umwandlung aufweist, um eine Größe eines jeden der Zweiphasen-Wechselströme in eine zur Größe proportionale Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- Zählmittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T _S) besitzt, und
- Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T _S) aufweist, wobei die Differentialdetektoreinrichtung eine Differentiabildungseinrichtung (24, 25) zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei der n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei der (n + 1)ten Periode aufweist, um auf diese Weise den Differentialwert zu berechnen.

51. System nach Anspruch 50, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal- Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung von Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen jeden definiten, integrierten Wert im Stator-Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.

52. System nach Anspruch 51, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale in Übereinstimmung mit einem Signal erzeugt, das gegenüber dem Primärkreisfreqeuenzsignal um einen Phasenwinkel verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

53. System nach Anspruch 51 oder 52, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Phasenkorrektureinrichtung (55) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

54. System nach Anspruch 51 oder 52, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinationstransformierten Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfreqeuenz ( ω₁) abhängen.

55. Vektorsteuerung für einen Dreiphasen-Wechselstrom- Induktionsmotor (2), gekennzeichnet durch:

- einen Leistungskonverter (1) zur Erzeugung von Dreiphasen- Wechselströmen,
- einen die Dreiphasen-Wechselströme empfangenden Induktionsmotor (2),
- eine Einrichtung (3U, 3V, 3W) zum Detektieren eines jeden der Dreiphasen-Wechselströme,
- Einrichtungen (6, 9), die jeweils einen Anregunsstrom- Befehlswert (I _d*) und einen Drehmomentstrom-Befehlswert (I _q*) für den Induktionsmotor (2) empfangen, die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen,
- eine Einrichtung (5) zum Detektieren eines tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q),
- Mittel (6, 7) zum Detektieren einer Abweichung zwischen dem Anregungsstrom-Befehlswert (I _d*) und dem detektierten Anregungsstrom (I _d) sowie zwischen dem Drehmomentstrom- Befehlswert (I _q*) und dem detektierten Drehmomentstromwert (I _q),
- Mittel (15, 16) zur Erzeugung von Spannungs-Befehlswerten (V _d*, V _q*) im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem, durch die die Abweichungen auf Null hin reduziert werden,
- erste Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur Transformation der Spannungs-Befehlswerte in Dreiphasen-Wechselspannungs- Befehlswerte (v _u*, v _v*, v _w*), die im Stator- Koordinatensystem ( α-β ) liegen, und
- Mittel (19), die auf die Dreiphasen-Wechselspannungs-Befehlswerte ansprechen und den Leistungskonverter (1) steuern, wobei die Detektoreinrichtung (5) zum Detektieren des tatsächlichen Anregungsstromwerts (I _d) und Drehmomentstromwerts (I _q) folgende Mittel aufweist:
- - Mittel (23) zum jeweiligen Integrieren der Werte von Zweiphasen-Wechselströmen, die aus den detektierten Dreiphasen- Wechselströmen erhalten worden sind sowie zum Abtasten der integrierten Werte zu vorbestimmter Periode (T _S),
- - Phasenumwandlungsmittel (85) zur Umwandlung der integrierten Werte in orthogonale Zweiphasen-Wechselwerte, die im Stator-Koordinatensystem liegen,
- - Mittel (24) zum Detektieren einer Differenz zwischen einem integrierten Wert eines n-ten abgetasteten Werts und einem integrierten Wert eines (n + 1)ten abgetasteten Werts eines jeden umgewandelten, orthogonalen Zweiphasen- Wechselwerts (n ist eine positive ganze Zahl), und
- - zweite Koordinaten-Transformationsmittel (17) zur jeweiligen Transformation der Differentialwerte in einen tatsächlichen Anregungsstromwert (I _d) und Drehmomentstromwert (I _q), die im rotierenden Magnetfeld-Koordinatensystem liegen.

56. System nach Anspruch 55, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) so gewählt ist, daß sie gleich oder ein ganzes Vielfaches der Periode von harmonischen Komponenten ist, die sich in den Dreiphasen-Wechselströmen befinden.

57. System nach Anspruch 56, dadurch gekennzeichnet, daß die vorbestimmte Periode (T _S) das Ein- bis Fünffache der Periode der harmonischen Komponenten ist.

58. System nach Anspruch 57, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtasteinrichtung sowie die Einrichtung zur Integration

- Mittel (28, 29) zur Spannungs-Frequenz-Umwandlung aufweist, um eine Größe eines jeden der Zweiphasen-Wechselströme in eine zur Größe proportionale Anzahl von Pulsen umzuwandeln,
- Zählmittel (30, 31) zum Zählen jeder der Pulsanzahlen über die vorbestimmte Periode (T _S) besitzt, und
- Haltemittel (32, 33) zum Halten jedes Zählwerts bei jeder vorbestimmten Periode (T _S) aufweist, wobei die Differential detektoreinrichtung Differentialbildungsmittel (24, 25) zur Berechnung einer Differenz zwischen einem gehaltenen Wert bei einer n-ten Periode und einem gehaltenen Wert bei einer (n + 1)ten Periode aufweist, um jeden der Differentialwerte zu berechnen.

59. System nach Anspruch 58, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Referenzsignal- Erzeugungseinrichtung (22) zur Erzeugung von Koordinatenreferenzsignalen in Übereinstimmung mit einem Wert einer Primärkreisfrequenz ( ω₁) des Induktionsmotors (2) aufweisen, um in Übereinstimmung mit diesen Koordinatenreferenzsignalen jeden definiten, integrierten Wert im Stator-Koordinatensystem in einen im rotierenden Magnetfeld- Koordinatensystem liegenden Wert zu transformieren.

60. System nach Anspruch 59, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung die Koordinatenreferenzsignale auf der Grundlage eines Signals erzeugt, das gegenüber dem Primärkreisfrequenzsignal um einen Phasenwinkelwert verzögert ist, der vom Produkt aus Primärkreisfrequenz ( l₁) des Induktionsmotors (2) und vorbestimmter Periode (T _S) abhängt.

61. System nach Anspruch 59 oder 60, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Phasenkorrektureinrichtung (5) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit einem Wert zu korrigieren, der von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) abhängt.

62. System nach Anspruch 59 oder 60, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Koordinaten-Transformationsmittel (26) eine Verstärkungskompensationseinrichtung (27) aufweisen, um einen Amplitudenwert eines jeden koordinatentransformierten Werts in Übereinstimmung mit Werten zu korrigieren, die von der Größe der vorbestimmten Periode (T _S) und vom Wert der Primärkreisfrequenz ( ω₁) abhängen.