DE69505577T2

DE69505577T2 - Apparat zur Steuerung eines Induktionsmotor mit veränderlicher Geschwindigkeit

Info

Publication number: DE69505577T2
Application number: DE69505577T
Authority: DE
Inventors: Kouichi Kawasaki-Ku Kawasaki 210 Tajima; Hidetoshi Kawasaki-Ku Kawasaki 210 Umida
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1994-03-18
Filing date: 1995-03-14
Publication date: 1999-05-06
Anticipated expiration: 2015-03-15
Also published as: JP3152058B2; JPH07264900A; US5532570A; EP0673110A1; KR950035042A; EP0673110B1; KR100329247B1; TW262612B; DE69505577D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für variable Geschwindigkeit oder Drehzahl, die einen Motor mittels des Transvektor-Steuerverfahrens ohne Verwendung eines Drehzahlfühlers steuert.
Transvektor-Steuersysteme, die einen Motor ohne Verwendung eines Drehzahlfühlers aufgrund einer Berechnung einer primären Winkelfrequenz zur Ermittlung einer Position einer magnetischen Flußachse auf der Basis einer induzierten Spannung des Motors steuern, sind in der JP-A-64- 8896 und der JP-A-01-198292 offenbart, von denen das letztere Dokument eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 offenbart.
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung für variable Drehzahl, die den in den oben genannten Dokumenten beschriebenen Steuervorrichtungen für variable Drehzahl ziemlich ähnlich ist. Fig. 16 ist ein Blockdiagramm, das eine Berechnungs- oder Betriebseinrichtung 200' für die primäre Winkelfrequenz in Fig. 15 zeigt.
Ein Vektordiagramm einer induzierten Spannung ist in Fig. 3 gezeigt und wird später erläutert.
Die Arbeitsweise der Berechnungseinrichtung 200' für die primäre Winkelfrequenz gemäß dem Stand der Technik wird kurz erläutert. In Fig. 16 berechnet eine Absolutwert-Rechen- oder - Betriebsschaltung 53 den Absolutwert ET einer T-Achsen-Komponente ET (induzierte Spannung der T-Achse) eines induzierten Spannungsvektors E. Dabei ist M eine Achse eines Rotationskoordinatensystems, die in Richtung des magnetischen Flusses liegt, während die T-Achse eine zur M-Achse senkrechte Achse ist. Der Absolutwert ET wird in einen Teiler 28 eingespeist. Der Teiler 28 berechnet eine primäre Winkelfrequenz durch Teilen des Absolutwerts ET durch einen Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;*.
Wie in Fig. 3 gezeigt, besitzt die M-Achsen-Komponente EM (induzierte Spannung der M-Achsel des induzierten Spannungsvektors E einen von Null verschiedenen Wert, wenn der Phasensollwinkel θ*, der mittels eines Integrators 102 in Fig. 17 gewonnen wird, vom Istwert θ des Phasenwinkels eines Motors abweicht. Um dies zu vermeiden führt die Primärwinkelfrequenz- Betriebseinrichtung 200' einen Steuerbetrieb aus, der EM ständig auf Null steuert, indem EM einer Regeleinrichtung 52 eingegeben wird und in dem Addierer 55 das Ausgangssignal der Regeleinrichtung 52 vom Ausgangssignal des Teilers 28 subtrahiert wird.
Durch diesen Steuerbetrieb wird der Absolutwert der primären Winkelfrequenz ω&sub1;* so korrigiert, daß der Phasenwinkel-Sollwert θ* mit dem Phasenwinkel-Istwert θ übereinstimmen kann. Ein P-Regler mit proportionalem Verhalten oder ein PI-Regler mit einem proportionalintegralem Verhalten wird für die Regeleinrichtung 52 verwendet.
Die Ableitung des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;* wird durch Ermittlung des Vorzeichens von ET in einer Polaritätsdetektorschaltung 54 und Hinzufügen des ermittelten Vorzeichens zu ω&sub1;* in einem Multiplizierer 51 abgeschlossen.
Das so erhaltene ω&sub1;* wird in dem Integrator 102 von Fig. 15 als einer Magnetflußpositions- Betriebseinrichtung zum Phasenwinkel-Sollwert θ* umgesetzt, der für Spannungs- und Strom- Vektorrotationsoperationen in Vektorrotatoren 11 und 24 und in einem Koordinatentransformator 8 verwendet wird. Ein Addierer 202 berechnet einen Geschwindigkeits- oder Drehzahlschätzwert ωr durch Subtraktion eines Schlupffrequenz-Sollwerts ωs*, berechnet in einem Schlupffrequenzoperator 101, von ω&sub1;*. (Obwohl das Symbol in den Zeichnungen durchgehend Schätzwerten hinzugefügt ist, ist dieses Symbol in der Beschreibung weggelassen.) Der Drehzahlschätzwert ωr wird zur Geschwindigkeits- oder Drehzahlsteuerung eines Induktionsmotors 2 verwendet.
In Fig. 15 wird ein Primärstrom des Induktionsmotors 2 mittels eines Stromdetektors 203 erfaßt und in einem Dreiphasen/Zweiphasen-Transformator 12 in Zweiphasen-Werte iα, iβ aufgelöst, welche in einem Vektorrotator 11 weiterhin zu einem Magnetisierungsstrom-Istwert IM und einem Drehmomentenstrom-Istwert IT in dem oben beschriebenen Rotationskoordinatensystem (M-T- Koordinaten) transformiert werden, das bezüglich der Achse des magnetischen Flusses definiert ist.
Ein Magnetflußregler 4 erzeugt einen Magnetisierungsstrom-Sollwert IM* auf der Basis des Magnetfluß-Sollwerts φ&sub2;* und ein Geschwindigkeits- oder Drehzahlregler 5 erzeugt einen Drehmomentenstrom-Sollwert IT* aus einem Drehzahlsollwert ωr* und dem Drehzahlschätzwert ωr.
Ein Stromregler 6 gewinnt eine M-Komponente VM * (Magnetisierungsspannung-Sollwert) und eine T-Komponente VT * (Drehmomentenspannung-Sollwert) eines Primärspannungssollwerts aus den Sollwerten IM*, IT* und den Istwerten IM, IT.
Die Spannungssollwerte VM*, VT* werden mittels einer Koordinatentransformationsschaltung 8 zu Zweiphasenwerten Vα*, Vβ umgesetzt, welche ihrerseits in einer Impulsgeneratorschaltung 9 zu Antriebsimpulsen für die Ansteuerung eines PWM-Wechselrichters 1 umgesetzt werden (PWM = Pulsweitenmodulation).
Ein Spannungsdetektor 20, ein Dreiphasen/Zweiphasenumformer 21, der Vektorrotator 24 und eine Betriebsschaltung 22 für die induzierte Spannung dienen dazu, den induzierten Spannungsvektor E des Induktionsmotors 2 zu erfassen und seine Komponenten EM, ET zu erhalten.
EP-A-0 105 511 offenbart ein Steuerverfahren für Induktionsmotoren, wobei die Primärfrequenz so gesteuert wird, daß die M-Achsen-Komponente EM (in dem Dokument als d-Achsen-Kompo nente ed bezeichnet) auf Null gehalten wird. In diesem Dokument findet sich nichts über eine Steuerung im Feldschwächebereich.
Bei dem oben beschriebenen Stand der Technik wird das Ausgangssignal der Regeleinrichtung 52, die einen proportionalen oder proportional-plus-integralen Betrieb zur Regelung der induzierten Spannung EM der M-Achse auf Null ausführt, direkt zum Absolutwert der primären Winkelfrequenz ω&sub1;* hinzuaddiert.
Aus diesem Grund wird die proportionale Verstärkung der Regeleinrichtung 52 relativ zur Intensität des magnetischen Flusses in einem Feldschwächebereich, in welchem die Intensität des magnetischen Flusses des Induktionsmotors 2 geschwächt ist, zu groß. Diese relativ zu große proportionale Verstärkung der Regeleinrichtung 52 beeinflußt den Primärwinkelfrequenz- Sollwert ω&sub1;* und ist für einen stabilen und stetigen Antrieb des Induktionsmotors 2 schädlich.
Da die induzierte Spannung in einem Antriebsbereich niedriger Geschwindigkeit klein wird, bewirkt eine Abnahme des Störabstands des erfaßten Spannungssignals und signifikanter Stellen der erfaßten Daten einen großen Betriebs- oder Rechenfehler beim Primärwinkelfrequenz- Sollwert, der durch Teilen des induzierten Spannungswerts ET der T-Achse durch die Magnetflußintensität erhalten wird.
Da der Sollwert θ&sub2;* des magnetischen Flusses bei der oben beschriebenen Division als Äquivalent der Magnetflußintensität verwendet wird, ergibt sich ein Fehler beim Primärwinkelfrequenz- Sollwert ω&sub1;*, wenn der Sollwert θ&sub2;* von dem Istwert des magnetischen Flusses abweicht, der abhängig von den Antriebsbedingungen des Induktionsmotors stark variieren kann.
Angesichts des Voranstehenden besteht eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Steuervorrichtung für variable Drehzahl für einen Induktionsmotor oder Asynchronmotor zu schaffen, die selbst im Feldschwächebereich einen stabilen und stetigen bzw. weichen Antrieb des Induktionsmotors gestattet. Eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuervorrichtung für variable Drehzahl für einen Induktionsmotor zu schaffen, die den Betriebs- oder Rechenfehler bei dem Primärwinkelfrequenz-Sollwert in einem Ansteuerungsbereich geringer Drehzahl verringert. Eine dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuervorrichtung für variable Drehzahl für einen Induktionsmotor zu schaffen, welche den Betriebs- oder Rechenfehler bei einem Magnetflußäquivalent reduziert, das zur Berechnung des Primärwinkelfrequenz- Sollwerts aus der induzierten Spannung nötig ist.
Diese Aufgaben werden mit einer Vorrichtung gelöst, wie sie im Anspruch 1 beansprucht wird.
Bei einer Steuervorrichtung für variable Drehzahl eines Induktionsmotors gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung mit einem Multiplizierer versehen, der das Ausgangssignal der ersten Regeleinrichtung mit einer Variablen multipliziert, die sich abhängig von der Intensität des magnetischen Flusses ändert. Diese erste Regeleinrichtung regelt die induzierte Spannung der M-Achse auf Null. Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung korrigiert den Primärwinkelfrequenz-Sollwert mit dem Ausgangssignal des Multiplizierers.
Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung ist vorzugsweise mit einem Addierer versehen, der das Ausgangssignal der zweiten Regeleinrichtung und das Ausgangssignal der oben beschriebenen Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung addiert. Die zweite Regeleinrichtung regelt (durch einen proportionalen oder proportional-plus-integralen Betrieb) die Abweichung zwischen dem Sollwert des Drehmomentenstroms oder dem Drehmoment und dem Istwert auf Null.
Eine Steuervorrichtung für variable Drehzahl eines Induktionsmotors ist vorzugsweise mit einer Magnetfluß-Berechnungs- oder -Betriebseinrichtung versehen, die einen ersten und einen zweiten Wert errechnet. Der erste Wert ergibt sich durch Addition des Ergebnisses der Multiplikation eines Referenzfrequenzwerts mit dem Sollwert des magnetischen Flusses, und des Absolutwerts der induzierten Spannung oder der induzierten Spannung der T-Achse. Der zweite Wert ergibt sich durch Addieren des Referenzfrequenzwerts und des Absolutwerts des Primärwinkelfrequenz- Soflwerts. Die Magnetfluß-Betriebseinrichtung teilt den ersten Wert durch den zweiten Wert und gewinnt einen Rechenwert des magnetischen Flusses durch Filterung des Ergebnisses der Division mittels eines Tiefpaßfilters. Dieser Magnetfluß-Rechenwert wird als ein Magnetflußäquivalent benutzt, das als Eingabe für die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung und den Magnetflußregler nötig ist.
Der Zusammenhang zwischen der induzierten Spannung EM der M-Achse, der induzierten Spannung ET der T-Achse, der Primärwinkelfrequenz ω&sub1; und des sekundären magnetischen Flusses φ&sub2; ist durch Gleichung 1 ausgedrückt. In Gleichung 1 bezeichnet sgn (ET) die Polarität (+, -) von ET.
ω&sub1; = sgn(ET) ( E /φ&sub2;) = sgn(ET) [ (EM² + ET²)] φ&sub2; (1)
Fig. 2 ist ein Vektordiagramm, das den Zusammenhang zwischen der Spannung, dem Strom und dem magnetischen Fluß des Induktionsmotors darstellt. Da die M-Achse aufgrund der Transvektor-Steuerung in Richtung des sekundären magnetischen Flusses φ&sub2; ausgerichtet ist, wird die induzierte Spannung EM der M-Achse gewöhnlich Null, wie durch Gleichung 2 angezeigt.
EM = O (2)
Wenn Gleichung 2 erfüllt ist, gilt auch Gleichung 3.
ω&sub1; = ET/φ&sub2; (3)
Eine Transvektor-Steuerung eines Induktionsmotors kann dadurch ohne Verwendung von Daten von einem Drehzahldetektor des Induktionsmotors realisiert werden, daß der Phasenwinkel- Sollwert θ* durch Integration des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;* erzeugt wird, welcher aus Gleichung 1 oder 3 berechnet wird, und daß eine Position des magnetischen Flusses ermittelt wird.
Fig. 3 ist ein Spannungsvektordiagramm des Induktionsmotors für den Fall, daß der oben beschriebene Phasenwinkel-Sollwert θ* vom Phasenwinkel-Istwert θ des Motors abweicht. Das Rotationskoordinatensystem, das auf dem Phasenwinkel-Sollwert θ* beruht, wird durch die M-T- Koordinaten ausgedrückt, und das Rotationskoordinatensystem, das auf dem Phasenwinkel- Istwert θ beruht, wird durch die M'-T'-Koordinaten ausgedrückt. Da die Richtung des induzierten Spannungsvektors E mit der Richtung der T'-Achse zusammenfällt, weist die induzierte Spannung EM der M-Achse einen Wert entsprechend dem Fehler des Phasenwinkels auf, wenn θ* von θ abweicht.
Wie Fig. 3 zeigt, gilt EM > 0, wenn Θ* Θ voreilt, während EM < 0 gilt, wenn Θ* Θ nacheilt. Durch Vorsehen der ersten Regeleinrichtung, der EM eingegeben wird, und durch Subtrahieren des Ausgangssignals der ersten Regeleinrichtung von dem Primärwinkelfrequenz-Sollwert, wird der Absolutwert ω&sub1;* des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts so korrigiert, daß EM immer Null sein kann.
Durch Ausnutzung der Tatsache, daß das Vorzeichen der primären Winkelfrequenz ω&sub1; und das der induzierten Spannung ET der T-Achse übereinstimmen, erhält man den Primärwinkelfrequenz- Sollwert ω&sub1;* durch Hinzufügen des Vorzeichens von ET zum Absolutwert der primären Winkelfrequenz.
Als Ergebnis der früher beschriebenen Korrektur, die EM auf Null regelt, stimmt der Phasenwinkel des Motors, der der Magnetflußpositions-Betriebseinrichtung geliefert wird, mit dem Istphasenwinkel des Motors überein.
Dabei wird der Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* mittels Gleichung 4 berechnet. In Gleichung 4 ist Gem eine Übertragungsfunktion der ersten Regeleinrichtung, der EM eingegeben wird.
Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200' von Fig. 16 gemäß dem Stand der Technik verwendet den Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* anstelle des sekundären Magnetfluß-Istwerts φ&sub2; von Gleichung 4, der nicht direkt ermittelt werden kann.
ω&sub1;* = sgn(ET) [( ET /φ&sub2;) - GemEM] (4)
Im Feldschwächebereich, in dem die Intensität des magnetischen Flusses gering wird, wird es, da der Magnetisierungsstrom bezüglich des Drehmomentenstroms relativ klein wird und der Phasenwinkel des magnetischen Flusses zu einer Änderung tendiert, nötig, die Verstärkung der ersten Regeleinrichtung zu verringern, um den Motor stabil und stetig anzusteuern.
Darauf aufbauend realisiert die vorliegende Erfindung eine stabile und stetige Ansteuerung des Motors durch Verringerung der Verstärkung der ersten Regeleinrichtung in dem Feldschwächebereich durch Multiplizieren des Ausgangssignals der ersten Regeleinrichtung mit einer Variablen F(x), die sich abhängig von der Intensität des magnetischen Flusses ändert. In der Praxis erfolgt diese Korrektur durch Multiplikation von EM im Korrekturterm von Gleichung 4 durch die Variable F(x). ω&sub1;* wird dann durch Gleichung 5 ausgedrückt:
w&sub1;* = sgn(ET)[( ET /φ&sub2;) - GemF(x)EM] (5)
Da die induzierte Spannung im Niederdrehzahl-Ansteuerungsbereich klein ist, bewirkt ein Spannungserfassungsfehler einen relativ großen Fehler des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;*.
Auf der Basis der Tatsache, daß die Drehzahl des Motors durch Änderung des Drehmomentenstroms oder des Drehmoments geändert wird, korrigiert die Drehzahlsteuervorrichtung vorzugsweise den Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* bei niedriger Drehzahl durch Addieren des Ausgangssignals der zweiten Regeleinrichtung, die den Drehmomentenstrom oder das Drehmoment auf den Drehmomentenstrom-Sollwert oder den Drehmoment-Sollwert regelt, zum Primärwinkelfrequenz-Sollwert. Der Fehler von ω&sub1;* wird durch die vorliegende Erfindung ebenfalls reduziert, da der Stromwert mehr signifikante Stellen als der Spannungswert im Bereich niedriger Drehzahl aufweist.
Somit realisiert die vorliegende Steuervorrichtung für variable Drehzahl eine stabile und stetige Ansteuerung des Induktionsmotors.
Obwohl die Steuervorrichtung für variable Drehzahl gemäß dem Stand der Technik den Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* als ein Äquivalent des magnetischen Flusses verwendet, der zum Erhalt des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;* nötig ist, tritt ein Fehler auf, wenn der sekundäre magnetische Fluß des Motors sich stark ändert.
Dadurch, daß man EM = 0 setzt und Gleichung 1 modifiziert, erhält man Gleichung 6.
φ&sub2; = ET/ω&sub1; (6)
Wenn Gleichung 6 in dieser Form zur Berechnung des sekundären magnetischen Flusses φ&sub2; verwendet wird, ist es schwierig, den sekundären magnetischen Fluß φ&sub2; zu berechnen, da sowohl ET als auch ω&sub1; im Ansteuerungsbereich niedriger Drehzahl sehr klein sind.
Um dies zu vermeiden, führt die Steuervorrichtung für variable Drehzahl einen Referenzfrequenzwert α endlichen Werts ein und ermittelt den Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2;.
φ&sub2; = (αφ&sub2;* + ET )/(α + ω&sub1;* ) (7)
Im Bereich geringer Drehzahl, wo ET sehr klein ist, ergibt sich, wenn der Primärwinkelfrequenz- Sollwert ω&sub1;* ausreichend kleiner als der Referenzfrequenzwert α ist, φ&sub2; = φ&sub2;* aus Gleichung 7 und, wenn der Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* ausreichend größer als der Referenzfrequenzwert α ist, φ&sub2;- ET/ω&sub1;* .
Durch Verwendung von Gleichung 7 anstelle von Gleichung 6 läßt sich somit der Magnetflußwert über den gesamten Drehzahlbereich mit einem geringen Fehler berechnen.
w&sub1;* und φ&sub2; können jedoch nicht gleichzeitig berechnet werden, da Gleichung 7 den Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* zur Berechnung des Magnetfluß-Rechenwerts φ&sub2; benötigt und da Gleichung 5 den Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; zur Berechnung des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;* benötigt. Während sich die primäre Winkelfrequenz ω&sub1; momentan ändert, ändert sich der sekundäre magnetische Fluß φ&sub2; langsam mit einer durch eine sekundäre Zeitkonstante des Motors bestimmten Geschwindigkeit. Auf der Grundlage dieser Tatsache löst die Steuervorrichtung für variable Drehzahl das oben beschriebene Problem dadurch, daß eine Magnetfluß- Betriebseinrichtung an ihrer Ausgangsseite in später beschriebener Weise mit einem Tiefpaßfilter versehen wird, so daß φ&sub2; sich langsam mit einer Geschwindigkeit entsprechend der sekundären Zeitkonstante des Motors ändern kann.
Somit werden ω&sub1;* und φ&sub2; bei der oben beschriebenen Anordnung, die ω&sub1;* momentan auf der Basis des sich langsam ändernden φ&sub2; berechnet, getrennt zeitlich nacheinander berechnet.
Die vorliegende Erfindung wird nun im einzelnen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert, die lediglich bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung zeigen, und in denen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung für variable Drehzahl ist, die von der vorliegenden Erfindung Gebrauch macht,
Fig. 2 ein Vektordiagramm ist, das den Zusammenhang zwischen der Spannung, dem Strom und dem magnetischen Fluß des Induktionsmotors zeigt,
Fig. 3 ein Vektordiagramm ist, das die Komponenten der induzierten Spannung etc. zeigt,
Fig. 4 ein Blockdiagramm des ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung in Fig. 1 ist,
Fig. 5 ein Blockdiagramm des zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung in Fig. 1 ist,
Fig. 6 ein Blockdiagramm des dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung in Fig. 1 ist,
Fig. 7 ein Blockdiagramm des vierten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung in Fig. 1 ist,
Fig. 8 ein Blockdiagramm des fünften erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung in Fig. 1 ist,
Fig. 9 ein Blockdiagramm des sechsten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung in Fig. 1 ist,
Fig. 10 ein Blockdiagramm ist, das den Zusammenhang zwischen der Primärwinkelfrequenz- Betriebseinrichtung und der Magnetfluß-Betriebseinrichtung in Fig. 1 zeigt,
Fig. 11 ein Blockdiagramm ist, das die erste Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung in Fig. 1 zeigt,
Fig. 12 ein Blockdiagramm ist, das die zweite Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung in Fig. 1 zeigt,
Fig. 13 ein Blockdiagramm ist, das die dritte Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung in Fig. 1 zeigt,
Fig. 14 ein Blockdiagramm ist, das die vierte Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung in Fig. 1 zeigt,
Fig. 15 ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung für variable Drehzahl gemäß dem Stand der Technik ist, und
Fig. 16 ein Blockdiagramm einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung gemäß dem Stand der Technik ist.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Steuervorrichtung für variable Drehzahl, die von der vorliegenden Erfindung Gebrauch macht. Der grundlegende Aufbau der Steuervorrichtung für variable Drehzahl von Fig. 1 ist allen Ausführungsformen, die von der vorliegenden Erfindung Gebrauch machen, gemeinsam.
In Fig. 1 wird ein Primärstrom eines Motors 2 in einem Dreiphasen/Zweiphasen-Transformator 12 in Zweiphasen-Stromkomponenten iα, iβ im Statorkoordinatensystem aufgelöst und in einem Vektorrotator 11 weiterhin zu dem Magnetisierungsstrom-Istwert IM und dem Drehmomentenstrom-Istwert IT im M-T-Koordinatensystem aufgelöst, das unter Bezug auf die Achse des magnetischen Flusses definiert ist.
Ein Magnetflußregler 4 erzeugt einen Magnetisierungsstrom-Sollwert IM* aus einer Abweichung zwischen einem Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* und einem Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2;. Ein Geschwindigkeits- oder Drehzahlregler 5 erzeugt einen Drehmomentenstrom-Sollwert IT* aus einem Geschwindigkeits- bzw. Drehzahlsollwert ωr* und dem Geschwindigkeits- bzw. Drehzahlschätzwert ωr. Ein Stromregler 6 gewinnt eine M-Komponente VM* und eine T-Komponente VT* eines Primärspannungs-Sollwerts aus den Sollwerten IM*, IT* und den Istwerten IM, IT.
Die Spannungssollwerte VM*, VT* werden mittels einer Koordinatentransformationsschaltung 8 in Zweiphasen-Werte vα*, vβ* transformiert, die ihrerseits in einer Impulsgeneratorschaltung 9 zu Antriebsimpulsen zur Ansteuerung eines PWM-Wechselrichters 1 umgesetzt werden.
Der Drehzahlschätzwert ωr, der oben beschrieben wurde, wird durch Subtraktion eines Schlupffrequenz-Sollwerts ωs* von einem Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* gewonnen. Ein Schlupffrequenz-Operator 101 gibt den Schlupffrequenz-Sollwert ωs* auf der Basis des Drehmomentenstrom-Istwerts IT und des Magnetfluß-Rechenwerts φ&sub2; aus. Der Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; wird von einer Magnetfluß-Betriebseinrichtung 201 ausgegeben.
In Fig. 1 bilden ein Spannungsdetektor 20, ein Dreiphasen/Zweiphasen-Transformator 21, ein Vektorrotator 24 und eine Betriebsschaltung 22 für die induzierte Spannung eine Einrichtung zum Erhalt eines induzierten Spannungsvektors des Induktionsmotors 2. Die Betriebsschaltung 22 für die induzierte Spannung bildet eine Spannungskomponenten-Betriebseinrichtung zum Erhalt einer M-Achsen-Komponente EM des induzierten Spannungsvektors E des Induktionsmotors 2 und zum Erhalt einer T-Achsen-Komponente ET senkrecht zu EM.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer ersten erfindungsgemäßen Ausführungsform einer Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 von Fig. 1. Das Prinzip zum Erhalt des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ist ähnlich dem in der JP-A-64-8896 beschriebenen.
In Fig. 4 berechnet eine Absolutwert-Betriebsschaltung 53 den Absolutwert der induzierten Spannung ET der T-Achse. Der Absolutwert von ET wird einem Teiler 28 zugeführt. Der Teiler 28 teilt den eingegebenen Absolutwert von ET durch den Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; gemäß Gleichung 3 und gibt den Absolutwert ω&sub1; der primären Winkelfrequenz aus.
Wie in Fig. 4 gezeigt, ist die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 mit einer Regeleinrichtung 52 (der ersten Regeleinrichtung) versehen, der EM eingegeben wird, sowie einem Multiplizierer 50, der das Ausgangssignal der Regeleinrichtung 52 mit einer Variablen F(x) multipliziert, die sich abhängig von der Intensität des sekundären magnetischen Flusses ändert. Ein Addierer 55 subtrahiert das Ausgangssignal des Multiplizierers 50 von dem Absolutwert der primären Winkelfrequenz ω&sub1; , der von dem Teiler 28 ausgegeben wird.
Durch diese Betriebsweise wird die primäre Winkelfrequenz so korrigiert, daß EM auf der Grundlage des früher erläuterten Prinzips auf Null geregelt wird. Da die Verstärkung der Regeleinrichtung 52 durch den Multiplizierer 50 so eingestellt wird, daß sie der Variablen F(x) proportional ist, wird eine stabile und stetige Ansteuerung des Induktionsmotors 2 ermöglicht.
Der Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* oder der Magnetisierungsstrom-Sollwert IM*, der der Magnetflußintensität entspricht, kann als die Variable F(x) verwendet werden.
Da das Vorzeichen der primären Winkelfrequenz mit dem Vorzeichen der induzierten Spannung ET der T-Achse übereinstimmt, erhält man den primären Winkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* mit gleicher Polarität wie die induzierte Spannung ET der T-Achse durch Multiplizieren des Ausgangssignals des Addierers 55 in einem Multiplizierer 51 mit dem Vorzeichen von ET, welches mittels einer Polaritätsdetektorschaltung 54 festgestellt wird.
Durch Senken der Verstärkung der Regeleinrichtung 52 wird eine stabile und stetige Ansteuerung des Induktionsmotors in dem Feldschwächebereich ermöglicht, selbst wenn der Magnetisierungsstromwert weniger signifikante Stellen als der Drehmomentenstrom aufweist und der Phasenwinkel des magnetischen Flusses zu Änderungen neigt.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm der zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 von Fig. 1. Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung von Fig. 5 unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform in Fig. 4 dadurch, daß die induzierte Spannung EM der M-Achse und die induzierte Spannung ET der T-Achse der Absolutwert- Betriebsschaltung 53 eingegeben werden und die Schaltung 53 den Absolutwert des induzierten Spannungsvektors E (= (EM² + ET²)) ausgibt.
Bei dieser Ausführungsform wird der Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* durch Gleichung 1 berechnet.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm der dritten erfindungsgemäßen Ausführungsform der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 von Fig. 1. Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung von Fig. 6 unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform von Fig. 4 darin, daß die induzierte Spannung ET der T-Achse direkt dem Teiler 28 eingegeben wird und daß der Multiplizierer 51 zwischen den Multiplizierer 50 und den Addierer 55 geschaltet ist. Der Multiplizierer 51 gibt das Ausgangssignal des Multiplizierers 50 dem Addierer 55 ein, nachdem das Ausgangssignal des Multiplizierers 50 mit dem Vorzeichen von ET versehen wurde, das mittels der Polaritätsdetektorschaltung 54 festgestellt wird.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm der vierten erfindungsgemäßen Ausführungsform der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 von Fig. 1. Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung von Fig. 7 enthält die Anordnung der ersten Ausführungsform von Fig. 4, die mit einem Addierer 62 versehen ist, welcher einen Frequenzkorrekturwert zu dem Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* hinzuaddiert.
Dieser Frequenzkorrekturwert wird erhalten durch Berechnen einer Abweichung, indem in einem Addierer 60 der Drehmomentenstrom-Istwert IT oder der Drehmoment-Istwert (oder ein Drehmoment-Rechenwert) τ von dem Drehmomentenstrom-Sollwert IT* oder einem Drehmoment- Sollwert τ* subtrahiert wird und in einer Regeleinrichtung 61 (der zweiten Regeleinrichtung) eine proportionale oder proportional-plus-integrale Operation zur Regelung der Abweichung auf Null durchgeführt wird.
Diese Ausführungsform reduziert den Erfassungsfehler oder Operations- bzw. Rechenfehler und erleichtert eine stabile und stetige Ansteuerung des Induktionsmotors selbst in dem Ansteuerungsbereich niedriger Drehzahl, in welchem die induzierte Spannung klein wird, und zwar durch Korrektur des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;* mit dem Drehmomentenstromwert etc., welcher mehr signifikante Stellen als die induzierte Spannung aufweist.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm der fünften erfindungsgemäßen Ausführungsform der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 von Fig. 1. Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung von Fig. 8 enthält die Anordnung der zweiten Ausführungsform von Fig. 5, die mit einem Addierer 62 versehen ist, welcher einen Frequenzkorrekturwert zu dem Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* hinzuaddiert. Die primäre Winkelfrequenz wird bei dieser Ausführungsform in gleicher Weise wie bei der vierten Ausführungsform von Fig. 7 korrigiert.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm der sechsten erfindungsgemäßen Ausführungsform der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 von Fig. 1. Die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung von Fig. 9 enthält die Anordnung der dritten Ausführungsform von Fig. 6, die mit einem Addierer 62 versehen ist, der einen Frequenzkorrekturwert zu dem Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* hinzuaddiert.
Auch bei dieser Ausführungsform wird die primäre Winkelfrequenz in gleicher Weise wie bei der vierten Ausführungsform von Fig. 7 korrigiert.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das die Korrelation zwischen der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 und der Magnetfluß-Betriebseinrichtung 201 zeigt.
Die Magnetfluß-Betriebseinrichtung 201 gewinnt den Magnetflußwert φ&sub2; durch Berechnung von Gleichung 7 unter Verwendung des angegebenen Primärwinkelfrequenz-Sollwerts ω&sub1;*, der induzierten Spannung ET der T-Achse und des Magnetfluß-Sollwerts φ&sub2;*. Der Magnetfluß- Rechenwert φ&sub2; wird durch ein Tiefpaßfilter 76 gefiltert und zu dem endgültigen Rechenwert des magnetischen Flusses φ&sub2; umgesetzt, der sich mit der Zeitkonstante des Induktionsmotors ändert. Dieser endgültige Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; wird der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung 200 eingegeben und bei der Division in dem Teiler 28 bei allen oben beschriebenen Ausführungsformen verwendet.
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm, das eine erste Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung 201 zeigt.
In Fig. 11 berechnet eine Absolutwert-Betriebsschaltung 70 den Absolutwert der induzierten Spannung ET der T-Achse, und ein Multiplizierer 72 multipliziert den Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* mit einer Referenzfrequenzkonstante α. Ein Addierer 73 addiert das Ausgangssignal der Absolutwert- Betriebsschaltung 40 und das Ausgangssignal des Multiplizierers 72.
Eine Absolutwert-Betriebsschaltung 71 berechnet den Absolutwert des Primärwinkelfrequenz- Sollwerts ω&sub1;*, und ein Addierer 74 addiert die Referenzfrequenzkonstante α und das Ausgangssignal der Absolutwert-Betriebsschaltung 71. Ein Teiler 75 teilt das Ausgangssignal des Addierers 73 durch das Ausgangssignal des Addierers 74. Schließlich wird der Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; durch Filterung des Ausgangssignals des Teilers 75 durch ein Tiefpaßfilter 76 erhalten.
Der so gewonnene Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; wird als ein Magnetflußäquivalent in den oben beschriebenen Ausführungsformen der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung verwendet.
Diese Ausführungsform ermöglicht es, aus Gleichung 7 den Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2; mit einem geringen Fehler zu erhalten, und zwar für beide Fälle, daß nämlich der Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;* ausreichend kleiner ist oder größer ist als der Referenzfrequenzwert α.
Da der Magnetfluß-Rechenwert φ&sub2;, der über das Tiefpaßfilter 76 gewonnen wird, sich langsamer ändert als der Primärwinkelfrequenz-Sollwert ω&sub1;*, können φ&sub2; und ω&sub1;* zeitlich nacheinander getrennt berechnet werden. Deswegen kann, da φ&sub2; und ω&sub1;* im wesentlichen gleichzeitig berechnet werden können, Gleichung 5 ohne Probleme berechnet werden.
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm, das die zweite Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung 201 zeigt. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der ersten Ausführungsform von Fig. 11 darin, daß die Absolutwert-Betriebsschaltung 70 den Absolutwert des induzierten Spannungsvektors E anstellte der induzierten Spannung ET der T-Achse berechnet. Eine Erläuterung der Anordnung im übrigen, die die gleiche ist wie bei der ersten Ausführungsform von Fig. 11, erübrigt sich.
Fig. 13 ist ein Blockdiagramm, das die dritte Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung zeigt. Bei dieser Ausführungsform ist der Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* der ersten Ausführungsform von Fig. 11 durch den Magnetisierungsstrom-Sollwert IM* ersetzt, der über ein Tiefpaßfilter 77 gefiltert wird. Eine Erläuterung der Anordnung im übrigen, die die gleiche ist wie bei der ersten Ausführungsform von Fig. 11, erübrigt sich.
Fig. 14 ist ein Blockdiagramm, das die vierte Ausführungsform der Magnetfluß-Betriebseinrichtung zeigt. Bei dieser Ausführungsform ist der Magnetfluß-Sollwert φ&sub2;* der zweiten Ausführungsform von Fig. 12 durch den Magnetisierungsstrom-Sollwert IM* ersetzt, der über ein Tiefpaßfilter 77 gefiltert wird. Eine Erläuterung der Anordnung im übrigen, die die gleiche wie die zweite Ausführungsform von Fig. 12 ist, erübrigt sich.
Wie oben erwähnt, wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine stabile und stetige bzw. weiche Ansteuerung eines Induktionsmotors dadurch ermöglicht, daß die Verstärkung der ersten Regeleinrichtung der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung im Feldschwächebereich gesenkt wird, in welchem die Phase des magnetischen Flusses dazu neigt, sich zu ändern.
Das Ausgangssignal der zweiten Regeleinrichtung, die den Drehmomentenstrom oder das Drehmoment auf den Sollwert regelt, wird dem Ausgangssignal der Primärwinkelfrequenz- Betriebseinrichtung hinzuaddiert. Durch diese Maßnahme kann der Primärwinkelfrequenz-Sollwert mit einem kleinen Fehler erhalten werden, indem der Primärwinkelfrequenzwert mit einem Stromwert oder einem Drehmomentenwert korrigiert wird, der mehr signifikante Stellen als der Spannungswert aufweist und selbst im Ansteuerungsbereich niedriger Drehzahl genauer ermittelt werden kann, in welchem die erfaßte Spannung niedrig ist und der Betriebs- oder Rechenfehler der induzierten Spannung relativ groß wird.
Da der magnetische Fluß im Antriebsbereich hoher oder mittlerer Drehzahl des Motors auf der Basis der induzierten Spannung und im Antriebsbereich niedriger Drehzahl, in welchem der Fehler bei der Erfassung der induzierten Spannung groß wird, auf der Basis des Magnetfluß-Sollwerts erhalten wird, kann der magnetische Flußwert über den gesamten Drehzahlbereich des Motors genau berechnet werden. Deshalb kann auch der Primärwinkelfrequenz-Sollwert genau berechnet werden.

Claims

1. Vorrichtung zur Steuerung eines Induktionsmotors (2) mit variabler Drehzahl, umfassend:

eine Stromrichteranordnung (1), die in der Lage ist, die Größe, Frequenz und Phase ihrer Ausgangsspannung zu steuern und dazu dient, Leistung an den Induktionsmotor zu liefern,

eine Magnetflußpositions-Betriebseinrichtung (102) zur Ermittlung der Position des magnetischen Flusses zur unabhängigen Steuerung einer Magnetisierungsstrom-Komponente (IM) und einer Drehmomentenstrom-Komponente (IT), um dadurch zumindest das Drehmoment des Induktionsmotors zu steuern,

eine Einrichtung (11, 12), die dazu dient, ansprechend auf die Magnetflußpositions- Betriebseinrichtung (102), einen Primärstrom des Induktionsmotors in eine Magnetisierungsstromkomponente (IM) und eine Drehmomentenstromkomponente (IT) aufzulösen,

eine Einrichtung (21, 22, 24) zum Erhalt eines induzierten Spannungsvektors (E) des Induktionsmotors,

eine Komponenten-Betriebseinrichtung (22), die dazu dient, ansprechend auf die Magnetflußpositions-Betriebseinrichtung (102), eine Magnetflußachsen-Komponente (EM) und eine Drehmomentenachsen-Komponente (ET) des induzierten Spannungsvektors auf der Basis der Magnetflußposition (θ*) zu erhalten und

eine Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung (200) mit einer ersten Regeleinrichtung (52) zur Regelung der Magnetflußkomponente (EM) auf Null, um dadurch eine primäre Winkelfrequenz (ω&sub1;) zu korrigieren, die durch Teilen des Absolutwerts der Drehmomentachsen-Komponente (ET) des induzierten Spannungsvektors oder des Absolutwerts des induzierten Spannungsvektors (E) durch ein Magnetflußäquivalent (φ&sub2;) erhalten wird, durch das Ausgangssignal der ersten Regeleinrichtung (52) und zum Erhalt eines Primärwinkelfrequenz-Sollwerts (ω&sub1;*), der der Magnetflußposition-Betriebseinrichtung (102) zugeführt wird,

dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung (200) ferner eine Einrichtung (50) zur Verringerung der Verstärkung der ersten Regeleinrichtung (52) in einem Feldschwächebereich umfaßt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine zweite Regeleinrichtung (61) zur Regelung der Drehmoment-Stromkomponente (IT) oder des Drehmoments (τ) auf den jeweiligen Sollwert (IT*, τ*), und eine Additionseinrichtung (62) zum Addieren des Ausgangssignals der zweiten Regeleinrichtung (61) zu dem Ausgangssignal der Primärwinkelfrequenz- Betriebseinrichtung (200).

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend eine Magnetfluß-Betriebseinrichtung (201) zum Erhalt eines ersten Werts durch Addieren eines Werts, der durch Multiplizie ren eines Magnetfluß-Sollwerts (φ&sub2;*) mit einem Referenzfrequenzwert (α) erhalten wird, und des Absolutwerts ( E ; ET ) des induzierten Spannungsvektors oder seiner Drehmomentachsen- Komponente, zum Erhalt eines zweiten Werts durch Addieren des Referenzfrequenzwerts (α) und des Absolutwerts ( ω&sub1;* ) des Primärwinkelfrequenz-Sollwerts, und zum Teilen des ersten Werts durch den zweiten Wert, wobei die Magnetfluß-Betriebseinrichtung ferner eine Tiefpaßfilteranordnung (76) zur Filterung des Ergebnisses der Division und zur Zufuhr des gefilterten Ergebnisses zu der Primärwinkelfrequenz-Betriebseinrichtung (200) als das Magnetflußäquivalent umfaßt.