JPH07264900A - 誘導電動機の可変速制御装置 - Google Patents

誘導電動機の可変速制御装置

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JPH07264900A
JPH07264900A JP6074401A JP7440194A JPH07264900A JP H07264900 A JPH07264900 A JP H07264900A JP 6074401 A JP6074401 A JP 6074401A JP 7440194 A JP7440194 A JP 7440194A JP H07264900 A JPH07264900 A JP H07264900A
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angular frequency
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torque
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宏一 田島
Hidetoshi Kaida
英俊 海田
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 電動機の弱め界磁領域や低速運転領域におい
て、磁束位置検出のための一次角周波数指令値ω1 *の演
算誤差をなくす。磁束演算値を誤差なく求める。 【構成】 ベクトル制御される誘導電動機の可変速制御
装置であって、誘起電圧ベクトルを求めるための三相／
二相変換器２１、ベクトル回転器２４と、磁束軸位置に
基づいてＭ軸誘起電圧及びＴ軸誘起電圧を求める演算回
路２２と、誘起電圧ベクトルの絶対値またはＴ軸誘起電
圧を磁束相当値により除算して求めた一次角周波数ω1
を、Ｍ軸誘起電圧ＥMが入力されてこのＥMが零になるよ
うに動作する調節手段５２の出力により補正して積分器
１０２に与える一次角周波数指令値ω1 *を演算する一次
角周波数演算手段２００とを備えた可変速制御装置に関
する。調節手段５２の出力に変数Ｆ(ｘ)を乗じ、調節手
段５２の比例ゲインを弱め界磁領域で小さくする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、いわゆる速度センサレ
スベクトル制御が行なわれる誘導電動機の可変速制御装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機のいわゆる速度センサレスベ
クトル制御を実現する方式として、電動機の誘起電圧に
基づいて磁束軸位置を検出するための一次角周波数を演
算する方式が提案されている（例えば特開昭６４−８８
９６号公報、特開平１−１９８２９２号公報参照）。図
１５は、上記各公報記載のベクトル制御装置とほぼ同様
の、従来の可変速制御装置全体のブロック図である。ま
た、図１６は、この制御装置における一次角周波数演算
手段２００’の構成を示している。なお、誘起電圧のベ
クトル図は後述する図３に示すとおりである。
【０００３】この従来技術における一次角周波数演算手
段２００’の動作を略述すると、図１６の絶対値演算回
路５３によって誘起電圧ベクトルＥのＴ軸（回転座標系
で磁束軸方向の軸をＭ軸、これに直交する軸をＴ軸とす
る）成分(Ｔ軸誘起電圧)ＥTの絶対値｜ＥT｜を演算して
これを除算器２８に入力し、磁束指令値φ2 *により除算
して一次角周波数を演算する。また、図３からわかるよ
うに、誘起電圧ベクトルＥのＭ軸成分（Ｍ軸誘起電圧）
ＥMは、図１５の積分器１０２により演算される位相角
指令値θ*と電動機の位相角実際値θとの間に誤差があ
る場合に０以外の値を持つ。このため、図１６に示すご
とくＥMを調節手段５２に入力し、その出力を加算器５
５により除算器２８の出力から減じて常にＥM＝０とな
るような調節演算を行なっている。
【０００４】これにより、位相角指令値θ*が位相角実
際値θに一致するように一次角周波数絶対値｜ω1 *｜が
修正されることになる。なお、調節手段５２には比例演
算を行なうＰ調節器や比例積分演算を行なうＰＩ調節器
が用いられる。最後に、ＥTの符号を図１６の極性判別
回路５４により検出し、乗算器５１を用いて｜ω1 *｜に
付加することにより、一次角周波数指令値ω1 *の演算が
完了する。
【０００５】このようにして演算されたω1 *は、磁束位
置演算手段として図１５の積分器１０２により位相角指
令値θ*に変換され、ベクトル回転器１１，２４、座標
変換回路８における電圧・電流のベクトル回転演算に用
いられる。同時にω1 *は、すべり周波数演算器１０１に
より演算されるすべり周波数指令値ωs *を加算器２０２
にて減じることで速度推定値ωr（図面上は＾を付して
あるが、本文中では便宜上、省略する。また、演算値に
ついても本文中では＾を省略する。）となり、誘導電動
機２の速度制御に用いられる。
【０００６】なお、図１５において、誘導電動機２の一
次電流は電流検出器２０３により検出され、三相／二相
変換器１２により固定子座標系の二相量ｉα，ｉβに変
換される。そして、ベクトル回転器１１により磁束軸を
基準とする上記回転座標系（Ｍ−Ｔ座標系）成分で表わ
された磁化電流実際値ＩM、トルク電流実際値ＩTに変換
される。一方、磁束調節器４は磁束指令値φ2 *に基づき
磁化電流指令値ＩM *を生成し、速度調節器５は速度指令
値ωr *と速度推定値ωrとの偏差からトルク電流指令値
ＩT *を生成する。電流調節器６は、これらの指令値
ＩM *，ＩT *と前記実際値ＩM，ＩTとに基づいて一次電圧
指令値のＭ軸成分（磁化電圧指令値）ＶM *とＴ軸成分
（トルク電圧指令値）ＶT *とを演算して出力する。
【０００７】上記ＶM *，ＶT *は座標変換回路８を介して
固定子座標系の二相量ｖα *，ｖβ *に変換され、パルス
発生回路９によりＰＷＭインバータ１の駆動パルスに変
換される。また、電圧検出器２０、三相／二相変換器２
１、ベクトル回転器２４及び誘起電圧演算回路２２は、
誘導電動機２の誘起電圧ベクトルＥを検出してその成分
であるＥM，ＥTを演算するために用いられる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の技術におい
ては、前述のごとく、Ｍ軸誘起電圧ＥMを０に調節する
手段として比例演算または比例積分演算を行なう調節手
段５２に入力し、その出力を直接、一次角周波数絶対値
｜ω1 *｜に加算している。このため、誘導電動機２の磁
束が小さくなる弱め界磁領域では磁束の大きさに対して
調節手段５２の比例ゲインが相対的に大きくなり過ぎ、
これが一次角周波数指令値ω1 *に影響するため安定かつ
円滑な運転ができなくなるという問題がある。
【０００９】また、従来では低速運転領域に誘起電圧が
小さくなるため、電圧検出信号のＳ／Ｎ比低下、検出デ
ータの有効桁減少により、Ｔ軸誘起電圧ＥTを磁束の大
きさで除算して一次角周波数指令値を求める方法では演
算誤差が大きくなる。更に、上記除算における磁束相当
値として磁束指令値φ2 *を用いているので、磁束の大き
さが変化する運転条件など、磁束実際値と磁束指令値φ
2 *との間に誤差を生じる場合には、一次角周波数指令値
ω1 *にも誤差を生じる等の問題がある。
【００１０】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、第１発明は、弱め界磁領域においても安定
かつ円滑な運転を可能とし、また第２発明は、低速運転
領域においても一次角周波数指令値の演算誤差を少なく
し、更に第３発明は、誘起電圧から一次角周波数指令値
を演算するために必要な磁束相当値の演算誤差を少なく
した誘導電動機の可変速制御装置を提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１発明は、一次角周波数演算手段において、Ｍ軸
誘起電圧を０にするように調節動作する調節手段の出力
側に、磁束の大きさに応じて変化する変数を乗算する乗
算器を設け、その乗算器の出力により一次角周波数指令
値を補正するものである。
【００１２】第２発明は、上記第１発明において、トル
ク電流指令値またはトルク指令値と各実際値（または各
演算値）との偏差が零になるように調節動作（比例演算
または比例積分演算）する調節手段の出力を、一次角周
波数演算手段の出力に加算するものである。
【００１３】第３発明は、周波数基準値と磁束指令値と
を乗算した結果に誘起電圧の絶対値またはＴ軸誘起電圧
の絶対値を加算してなる第１の値と、前記周波数基準値
に一次角周波数指令値の絶対値を加算してなる第２の値
とを演算する。そして、第１の値を第２の値により除算
した結果を低域通過型フィルタに入力し、その出力を磁
束演算値とする。この磁束演算値を、一次角周波数演算
手段及び磁束調節器の入力として必要な磁束相当値とし
て使用する。
【００１４】
【作用】誘導電動機のＭ軸誘起電圧ＥM、Ｔ軸誘起電圧
ＥT、一次角周波数ω1、二次磁束φ2の間には、数式１
の関係が成り立つ。なお、数式１において、sgn（ＥT)
はＥTの極性（＋，−）を示す。
【００１５】
【数１】ω1＝sgn（ＥT)（｜Ｅ｜／φ2）＝sgn（ＥT)
｛√（ＥM 2＋ＥT 2）｝／φ2
【００１６】ここで、図２は誘導電動機の電圧・電流・
磁束の関係を示すベクトル図である。ベクトル制御で
は、Ｍ軸を二次磁束φ2の方向に一致させるように制御
を行なうため、通常はＭ軸誘起電圧ＥMは数式２に示す
ごとく０となる。また、数式２が成立するとき、次の数
式３も成立する。
【００１７】
【数２】ＥM＝０
【００１８】
【数３】ω1＝ＥT／φ2
【００１９】数式１または数式３を用いて演算した一次
角周波数指令値ω1 *を積分して位相指令値θ*を作成
し、磁束軸位置を求めれば、誘導電動機の速度検出器か
らの情報を用いずに、誘導電動機のベクトル制御を実現
することができる。ここで、前記位相角指令値θ*が電
動機の実際の位相角θに対して偏差を持つ場合について
考える。このときの誘導電動機の電圧ベクトル図を図３
に示す。位相角指令値θ*に基づく回転座標系はＭ−Ｔ
軸、実際の位相角θに基づく回転座標系をＭ’−Ｔ’軸
により表わす。誘起電圧ベクトルＥの向きはＴ’軸の向
きと一致するので、θとθ*との間に誤差がある場合
は、Ｍ−Ｔ軸に基づくＭ軸誘起電圧ＥMが位相角の誤差
に応じた値を持つことになる。
【００２０】図３から分かるように、θに対してθ*が
進んでいるときはＥM＞０となり、逆に遅れているとき
はＥM＜０となる。従って、ＥMを入力とする調節手段
（比例または比例積分演算）を設け、その出力を一次角
周波数指令値から減算すれば、常にＥM＝０となるよう
に一次角周波数指令値の絶対値｜ω1 *｜が修正されるこ
とになる。また、一次角周波数ω1とＴ軸誘起電圧ＥTと
の符号が一致することを利用して、ＥTの符号を一次角
周波数絶対値に付加すれば、一次角周波数指令値ω1 *と
なる。
【００２１】前述したＥM＝０となる修正の結果、磁束
位置演算手段に与えられる電動機位相角は実際の電動機
位相角に一致するようになる。このときの、ω1 *の計算
式は次の数式４により表される。この数式４において、
ＧemはＥMを入力とする調節手段の伝達関数である。数
式４において、直接検出できない二次磁束実際値φ2の
代わりに磁束指令値φ2 *を用いたものが、図１６に示し
た従来技術における一次角周波数演算手段２００’であ
る。
【００２２】
【数４】 ω1 *＝ｓｇｎ(ＥT)｛（｜ＥT｜／φ2）−ＧemＥM｝
【００２３】磁束の大きさが小さくなる弱め界磁領域に
おいては、磁化電流の大きさがトルク電流に対して相対
的に小さくなり、磁束の位相角が変動し易くなるため、
安定かつ円滑な運転のためには前記調節手段のゲインを
小さくする必要がある。そこで請求項１に記載した第１
発明では、前記調節手段の出力に磁束の大きさに応じて
変化する変数Ｆ(ｘ)を乗算することにより、弱め界磁領
域では調節手段のゲインが小さくなるように調節して誘
導電動機の安定かつ円滑な運転を実現する。具体的には
数式４におけるＥMによる補正項に変数Ｆ(ｘ)を乗算す
れば良い。このとき、ω1 *の演算式は次の数式５によっ
て表される。
【００２４】
【数５】ω1 *＝ｓｇｎ(ＥT)｛（｜ＥT｜／φ2）−Ｇem
Ｆ(ｘ)ＥM｝
【００２５】次に、電動機の低速運転領域においては誘
起電圧が小さくなるため、電圧検出時の誤差に起因する
一次角周波数指令値ω1 *の誤差が相対的に大きくなる。
従って、ここでは速度の変化がトルク電流またはトルク
の変化によってもたらされることに着目し、請求項２に
記載した第２発明では、トルク電流またはトルクがその
指令値に一致するように動作する調節手段の出力を一次
角周波数指令値に加算することで、低速時の一次角周波
数指令値ω1 *を補償する。低速時においても電流は電圧
に比べて大きな値を持つため、本発明ではω1 *の誤差も
少なくなる。これにより、低速運転領域における誘導電
動機の安定かつ円滑な運転を実現する。
【００２６】更に、従来では一次角周波数指令値ω1 *の
演算に必要な磁束相当値として磁束指令値φ2 *を用いて
いるが、実際に電動機の二次磁束の大きさに変動がある
と、ω1 *に誤差を生じることになる。ここで、ＥM＝０
とすると、数式１を変形して次の数式６が得られる。
【００２７】
【数６】φ2＝｜ＥT／ω1｜
【００２８】数式６により二次磁束φ2の演算を行なう
ことができるはずであるが、数式６をそのまま用いる
と、低速運転領域においてＥT，ω1が何れも非常に小さ
い値となるため演算が困難になる。そこで請求項３に記
載した第３発明では、ある一定値をもつ周波数基準値α
を導入し、次の数式７を用いて磁束演算値φ2を求め
る。
【００２９】
【数７】φ2＝（αφ2 *＋｜ＥT｜）／（α＋｜ω1 *｜）
【００３０】数式７により、低速運転領域においてＥT
が非常に小さく、しかも一次角周波数指令値ω1 *が周波
数基準値αと比較して十分小さいときはφ2＝φ2 *とな
り、ω1 *がαよりも十分に大きいときはφ2＝｜ＥT／ω
1 *｜となる。このようにして、数式６ではなく数式７を
用いることにより、全速度領域において誤差の少ない磁
束演算値を得ることができる。
【００３１】なお、数式７では、磁束演算値φ2の演算
に一次角周波数指令値ω1 *を必要とし、数式５では一次
角周波数指令値ω1 *の演算に磁束演算値φ2を必要とす
るため、このままではω1 *及びφ2の演算が同時にでき
ないことになる。ここでは一次角周波数ω1が瞬時に変
化するのに対して、二次磁束φ2は電動機の二次時定数
で決まる速さでゆっくりと変化することに着目し、後述
するように磁束演算器の出力側に低域通過型フィルタを
設けてφ2の変化を二次時定数に相当する速さに設定す
る。これにより、ゆっくりと変化するφ2に基づきω1 *
の演算を瞬時に行なうことができ、ω1 *及びφ2双方の
演算を時系列上で分離して同時に行なうことができる。
【００３２】
【実施例】以下、図に沿って各発明の実施例を説明す
る。図１は、各発明の実施例に共通する、速度検出器を
持たない誘導電動機の可変速制御装置のブロック図であ
る。図１において、誘導電動機２の一次電流は三相／二
相変換器１２により固定子座標系の二相量ｉα，ｉβに
変換され、更にベクトル回転器１１により磁束軸を基準
とするＭ−Ｔ座標系の成分で表わされた磁化電流実際値
ＩM及びトルク電流実際値ＩTに変換される。
【００３３】磁束調節器４は、磁束指令値φ2 *と磁束演
算値φ2との偏差から磁化電流指令値ＩM *を生成し、速
度調節器５は速度指令値ωr *と速度推定値ωrとの偏差
からトルク電流指令値ＩT *を生成する。電流調節器６は
これらの指令値ＩM *，ＩT *及び前記実際値ＩM，ＩTに基
づいて電動機一次電圧指令値のＭ軸成分ＶM *及びＴ軸成
分ＶT *を演算して出力する。これらのＶM *，ＶT *は座標
変換回路８を介して固定子座標系の二相量ｖ* α，ｖ* β
に変換され、パルス発生回路９によりＰＷＭインバータ
１の駆動パルスに変換される。
【００３４】上記速度推定値ωrは、一次角周波数指令
値ω1 *からすべり周波数指令値ωs *を減算することによ
り得られる。すべり周波数演算器１０１は、前記トルク
電流実際値ＩTと磁束演算値φ2とに基づいてすべり周波
数指令値ωs *を出力する。ここで、磁束演算値φ2は磁
束演算器２０１の出力である。
【００３５】なお、図１において、電圧検出器２０及び
三相／二相変換器２１は誘導電動機２の誘起電圧ベクト
ルを求める手段を構成し、誘起電圧演算回路２２は誘起
電圧ベクトルの成分であるＭ軸誘起電圧ＥMとこれに直
交するＴ軸誘起電圧ＥTとを求める成分演算手段を構成
している。
【００３６】図４は、第１発明の第１実施例を示すブロ
ック図である。一次角周波数を演算する原理について
は、特開昭６４−８８９６号公報に記載されているもの
と同様である。図４においては、絶対値演算回路５３に
よりＴ軸誘起電圧ＥTの絶対値を作成し、これを除算器
２８に入力して磁束演算値φ2による割算を行なってい
るため、前述の数式３により、除算器２８の出力は一次
角周波数の絶対値｜ω1｜となる。
【００３７】また、図４ではＥMを入力とする調節手段
５２と、調節手段５２の出力に二次磁束の大きさに対応
して変化する変数Ｆ(ｘ)を乗算する乗算器５０とを設
け、乗算器５０の出力を除算器２８の出力（すなわち一
次角周波数の絶対値｜ω1｜）から加算器５５により減
算する。このようにすると、作用の項で説明した原理に
より常にＥM＝０となるように一次角周波数の補正が行
なわれることになる。このとき、乗算器５０の働きによ
り調節手段５２のゲインが変数Ｆ(ｘ)に比例するように
調節されるため、弱め界磁領域においても安定かつ円滑
な運転が可能となる。変数Ｆ(ｘ)としては、例えば磁束
の大きさに対応する磁束指令値φ2 *または磁化電流指令
値ＩM *を用いることが考えられる。
【００３８】一次角周波数の符号はＴ軸誘起電圧ＥTに
一致するので、極性判別回路５４により得られるＥTの
符号を乗算器５１によって加算器５５の出力に乗じるこ
とにより、Ｔ軸誘起電圧ＥTと同一極性の一次角周波数
指令値ω1 *を得ることができる。この実施例によれば、
弱め界磁領域において磁化電流がトルク電流に比べて相
対的に小さくなり、磁束の位相角が変動しやすくなる場
合にも、調節手段５２のゲインを小さくして安定かつ円
滑な運転を行なうことができる。
【００３９】図５は、第１発明の第２実施例を示すブロ
ック図である。図４の第１実施例との相違点は、絶対値
演算回路５３においてＭ軸誘起電圧ＥMとＴ軸誘起電圧
ＥTとを入力し、誘起電圧ベクトルの絶対値｜Ｅ｜（＝
√（ＥM 2＋ＥT 2））を出力している点である。この場合
は、数式１に従って一次角周波数指令値ω1 *の演算が行
なわれる。
【００４０】図６は、第１発明の第３の実施例を示すブ
ロック図である。図４の第１実施例との相違点は、Ｔ軸
誘起電圧ＥTを直接、除算器２８の入力としていること
と、乗算器５１を乗算器５０と加算器５５との間に設
け、極性判別回路５４によって得られるＥTの符号を乗
算器５０の出力に付加したのち加算器５５に入力してい
ることである。
【００４１】図７は第２発明の第１実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例は図４に示した実施例を基本と
して、一次角周波数指令値ω1 *に加算器６２によって周
波数補正量を加算している。前記周波数補正量は加算器
６０によってトルク電流指令値ＩT *またはトルク指令値
τ*からトルク電流実際値ＩTまたはトルク実際値（また
は演算値）τを減じて偏差を求め、この偏差が０になる
ように調節手段６１によって比例演算、または比例積分
演算した結果得られるものである。
【００４２】この実施例によれば、誘起電圧が小さくな
る低速運転領域においても電圧に比べて大きい値を持つ
トルク電流等を用いて一次角周波数指令値ω1 *を補正し
ているため、検出誤差や演算誤差が少なく、安定かつ円
滑な運転を行なうことができる。
【００４３】図８は第２発明の第２実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例は図５に示した実施例を基本と
して、一次角周波数指令値ω1 *に加算器６２によって前
記周波数補正量を加算している。ここで、周波数補正量
の演算手段は図７と同一である。
【００４４】図９は第２発明の第３実施例を示すブロッ
ク図である。この実施例は図６に示した実施例を基本と
して、一次角周波数指令値ω1 *に加算器６２によって前
記周波数補正量を加算している。この実施例において
も、周波数補正量の演算手段は図７と同一である。
【００４５】図１０は、図１における一次角周波数演算
手段２００と磁束演算器２０１との相関関係を示してい
る。磁束演算器２０１は、一次角周波数指令値ω1 *、Ｔ
軸誘起電圧ＥT及び磁束指令値φ2 *を入力として前記数
式７の演算を行ない、磁束演算値φ2を求める。そし
て、この磁束演算値φ2を低域通過型フィルタ７６に通
してその変化を二次時定数に相当する速さに設定し、最
終的な磁束演算値φ2を得る。この磁束演算値φ2は、一
次角周波数演算手段２００に入力され前述の各実施例の
ように除算器２８における除算に用いられる。
【００４６】第３発明は上記磁束演算器２０１の構成に
関するものであり、まず、図１１を参照して第３発明の
第１実施例を説明する。図１１において、Ｔ軸誘起電圧
ＥTの絶対値を絶対値演算回路７０により演算すると共
に、乗算器７２では磁束指令値φ2 *と一定の周波数基準
値αとを乗算する。次に、絶対値演算回路７０の出力と
乗算器７２の出力とを加算器７３によって加算する。
【００４７】また、一次角周波数指令値ω1 *の絶対値を
絶対値演算回路７１により演算し、加算器７４によって
前記周波数基準値αと絶対値演算回路７１の出力とを加
算する。そして、除算器７５において前記加算器７３の
出力を前記加算器７４の出力により除算し、低域通過型
フィルタ７６を介して得られた量を磁束演算値φ2とす
る。このようにして求めた磁束演算値φ2を第１または
第２発明の各実施例における磁束相当値として使用す
る。
【００４８】この実施例によれば、前記数式７により、
一次角周波数指令値ω1 *が周波数基準値αに比べて十分
小さい場合、大きい場合の何れにおいても誤差の少ない
磁束演算値φ2を得ることができる。また、低域通過型
フィルタ７６を介して得られる磁束演算値φ2は一次角
周波数指令値ω1 *に比べてゆっくりと変化するため、φ
2とω1 *との演算を時系列的に分離することができ、両
者の同時演算により前記数式５の演算を支障なく行なう
ことができる。
【００４９】図１２は第３発明の第２実施例を示してい
る。図１１の第１実施例との違いは、絶対値演算回路７
０がＴ軸誘起電圧ＥTではなく誘起電圧ベクトルＥの絶
対値を演算している点であり、その他については第１実
施例と同一であるため説明を省略する。
【００５０】図１３は第３発明の第３実施例を示してい
る。この実施例は、図１１の第１実施例における磁束指
令値φ2 *を、磁化電流指令値ＩM *を入力とする低域通過
型フィルタ７７の出力に置き換えたものであり、その他
については第１実施例と同一であるため説明を省略す
る。
【００５１】図１４は第３発明の第４実施例を示してい
る。この実施例は、図１２の第２実施例における磁束指
令値φ2 *を、磁化電流指令値ＩM *を入力とする低域通過
型フィルタ７７の出力に置き換えたものであり、その他
については第２実施例と同一であるため説明を省略す
る。
【００５２】
【発明の効果】以上のように第１発明においては、一次
角周波数演算手段の調節手段のゲインを磁束の位相が変
動しやすい弱め界磁領域において小さくするようにした
ため、安定かつ円滑な運転が可能になる。
【００５３】第２発明では、トルク電流またはトルクを
その指令値に一致させるように調節動作する調節手段の
出力を一次角周波数演算手段の出力に加算することとし
た。これにより、検出される電圧が小さくなり誘起電圧
の演算誤差が相対的に大きくなる低速運転領域において
も、電圧に比べて比較的大きな値をとることで検出誤差
の少ない電流やトルクに基づいた補正を行ない、一次角
周波数指令値を少ない誤差で演算することができる。
【００５４】第３発明は、電動機の中高速運転領域域で
は誘起電圧に基づいて磁束の演算を行ない、誘起電圧の
誤差が大きくなる低速運転領域では磁束指令値に基づい
て磁束の演算を行なうようにしたため、電動機の全速度
領域において誤差の少ない磁束演算値を求めることがで
き、ひいては一次角周波数指令値の演算も正確に行なう
ことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す全体的なブロック図であ
る。
【図２】電圧・電流・磁束の関係を示すベクトル図であ
る。
【図３】誘起電圧の成分等を示すベクトル図である。
【図４】第１発明の第１実施例の主要部を示す回路図で
ある。
【図５】第１発明の第２実施例の主要部を示す回路図で
ある。
【図６】第１発明の第３実施例の主要部を示す回路図で
ある。
【図７】第２発明の第１実施例の主要部を示す回路図で
ある。
【図８】第２発明の第２実施例の主要部を示す回路図で
ある。
【図９】第２発明の第３実施例の主要部を示す回路図で
ある。
【図１０】磁束演算器と一次角周波数演算手段との相関
図である。
【図１１】第３発明の第１実施例の主要部を示す回路図
である。
【図１２】第３発明の第２実施例の主要部を示す回路図
である。
【図１３】第３発明の第３実施例の主要部を示す回路図
である。
【図１４】第３発明の第４実施例の主要部を示す回路図
である。
【図１５】従来の技術を示す回路図である。
【図１６】従来の技術における一次角周波数演算手段の
回路図である。
【符号の説明】
１ ＰＷＭインバータ ２ 誘導電動機 ４ 磁束調節器 ５ 速度調節器 ６ 電流調節器 ８ 座標変換回路 ９ パルス発生回路 １１，２４ ベクトル回転器 １２，２１ 三相／二相変換器 ２０ 電圧検出器 ２２ 誘起電圧演算回路 ２８，７５ 除算器 ５０，５１，７２ 乗算器 ５２，６１ 調節手段 ５３，７０，７１ 絶対値演算回路 ５４ 極性判別回路 ５５，６０，６２，７３，７４，２０２ 加算器 ７６，７７ 低域通過型フィルタ １０１ すべり周波数演算器 １０２ 積分器 ２００ 一次角周波数演算手段 ２０１ 磁束演算器

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 出力電圧の大きさ、周波数及び位相を制
    御可能な電力変換器により給電される誘導電動機の一次
    電流を、誘導電動機の磁束軸方向成分（磁化電流）とこ
    れに直交するトルク軸方向成分（トルク電流）とに分離
    し、各々を独立に調節して少なくとも電動機トルクを制
    御するために磁束軸位置を求める磁束位置演算手段を備
    えた誘導電動機の可変速制御装置であって、 誘導電動機の誘起電圧ベクトルを求める手段と、 前記磁束軸位置に基づいて前記誘起電圧ベクトルの磁束
    軸方向成分とこれに直交するトルク軸方向成分とを求め
    る成分演算手段と、 前記誘起電圧ベクトルの絶対値またはトルク軸方向成分
    を磁束相当値により除算して求めた一次角周波数を、前
    記磁束軸方向成分が入力されてこの磁束軸方向成分が零
    になるように動作する調節手段の出力により補正して前
    記磁束位置検出手段に与える一次角周波数指令値を演算
    する一次角周波数演算手段とを備えた可変速制御装置に
    おいて、 前記調節手段における比例ゲインを弱め界磁領域で小と
    なるように設定することを特徴とする誘導電動機の可変
    速制御装置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の可変速制御装置におい
    て、 トルク電流またはトルクをその指令値に一致させるよう
    に調節動作する調節手段の出力を一次角周波数演算手段
    の出力に加算することを特徴とする誘導電動機の可変速
    制御装置。
  3. 【請求項３】 請求項１または２記載の可変速制御装置
    において、 ベクトル制御系に与える磁束指令値に一定の周波数基準
    値を乗算した値に前記誘起電圧ベクトルの絶対値または
    誘起電圧ベクトルのトルク軸成分の絶対値を加算してな
    る第１の値と、前記周波数基準値に一次角周波数指令値
    の絶対値を加算してなる第２の値とを演算し、第１の値
    を第２の値により除算した結果を低域通過型フィルタに
    入力してその出力を磁束演算値とする磁束演算器を備
    え、前記磁束演算値を磁束相当値として一次角周波数演
    算手段に入力することを特徴とする誘導電動機の可変速
    制御装置。
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