DE4413809A1 - Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors und von einem solchen betriebene Vorrichtungen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines In­ duktionsmotors durch einen Spannungsumrichter wie einen Wechselrichter, und speziell betrifft sie ein Verfahren zum genauen Einstellen der Position, der Drehzahl und des Dreh­ moments eines Induktionsmotors im Bereich niedriger Drehzah­ len. Die Erfindung betrifft ferner Vorrichtungen, die von einem Induktionsmotor angetrieben werden.

Das Vektorsteuerverfahren für Schlupf und Frequenz, das in weitem Umfang zum Steuern eines Eisen- und Stahlwalzwerks verwendet wird, sowie FA-Servoantriebe verwenden derzeit ein System zum Ansteuern der Ausgangsfrequenz eines Wechselrich­ ters abhängig von der Summe eines Schlupf-Frequenz-Sollwerts und der Istdrehzahl. Daher ist ein an einem Motor anzubrin­ gender Drehzahlsensor unabdingbar, weswegen Beschränkungen für die Anwendung des Verfahrens bestehen. Daher sind ver­ schiedene genaue Drehzahleinstellverfahren, die keinen Dreh­ zahlsensor verwenden, allgemein bekannt, wie in "Current Situation and Problems on Application of Induction-Machine Speed-Sensorless Vector Control" (Symposium S. 9, 1991, General Meeting of The Institute of Electrical Engineers of Japan) oder im US-Patent 4,680,526 dargelegt.

Jedoch weist jedes dieser Verfahren die Schwierigkeit auf, daß sich die Schätzgenauigkeit für die Drehzahl aufgrund einer Abnahme des Primärwiderstands verschlechtert, wodurch sich die Einstellgenauigkeiten für die Drehzahl und das Drehmoment verringern, wenn die elektromotorische Kraft bei Drehzahlen nahe Null klein ist, da die Drehzahl abhängig von der elektromotorischen Kraft abgeschätzt wird, wie sie durch die Rotation eines Motors hervorgerufen wird.

Darüber hinaus besteht beim Vektorsteuerverfahren für Schlupf und Frequenz (unter Verwendung eines Sensors) die Schwierigkeit, daß der Magnetfluß eines Motors abhängig vom Drehmoment schwankt oder daß eine Verzögerung der Drehmo­ menteinstellung erfolgt, wenn nicht der Sekundärwiderstand des Motors, der zum Berechnen eines Schlupf-Frequenz-Soll­ werts verwendet wird, dem Istwert gleich ist. Dies ist als Schwierigkeit bei Vektorsteuerung aufgrund einer Schwankung des Sekundärwiderstands wohlbekannt.

Um den Einfluß einer Abnahme des Primärwiderstands bei Dreh­ zahleinstellung ohne Drehzahlsensor zu beseitigen, existie­ ren Verfahren, bei denen eine Sondenspule in einem Motor angeordnet wird, die die dritte Harmonische der Motorspan­ nung und des Stroms sowie die Oberwellen-Spaltspannung des Motors erfaßt. Jedoch stimmt jedes dieser Verfahren hin­ sichtlich der Erfassung der elektromotorischen Kraft abhän­ gig von einer Änderung des primären, verkoppelnden Magnet­ flusses aufgrund der Drehung des Motors mit dem vorstehend genannten Vektorsteuerungsverfahren ohne Drehzahlsensor überein. Daher ist es auch hier schwierig, eine genaue Ein­ stellung vorzunehmen, da die elektromotorische Kraft klein ist und das S/R-Verhältnis für Störsignale (Oberwellenbrumm von einem Wechselrichter usw.), wie sie in der erfaßten Spannung vorhanden sind, in der Nähe der Geschwindigkeit Null abnimmt. Darüber hinaus ist es bei allen Verfahren schwierig, es an eine spezielle Motorstruktur anzupassen.

Um das Problem der Schwankung des Sekundärwiderstands bei einer Vektorsteuerung unter Verwendung eines Drehzahlsensors zu überwinden, existieren Verfahren zum Erfassen der indu­ zierten elektromotorischen Kraft eines Motors und zum Korri­ gieren des Sekundärwiderstands für einen Betrieb abhängig von der Schwankung, und zum Einsetzen eines Thermometers in den Motor und zum Abschätzen des Sekundärwiderstands aus der erfaßten Temperatur, um den Schätzwert für den Betrieb als Sekundärwiderstand zu verwenden. Jedoch hat die erstere Vor­ gehensweise den Nachteil, daß ein genauer Zusammenhang auf­ grund einer Abnahme des Primärwiderstands schwierig ist, wenn die induzierte elektromotorische Kraft in der Nähe der Geschwindigkeit Null klein ist, wie vorstehend beschrieben, und die letztere Vorgehensweise hat den Nachteil, daß die Motorstruktur kompliziert ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Steuern eines Induktionsmotors zu schaffen, das dazu in der Lage ist, die Position, die Drehzahl und das Drehmoment ge­ nau einzustellen, und zwar auch bei Drehzahlen nahe Null. Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zugrunde, Vorrich­ tungen zu schaffen, die von einem mit einem erfindungsgemä­ ßen Verfahren gesteuerten Induktionsmotor angetrieben wer­ den.

Um diese Aufgabe zu lösen, wird dem Sollwert für die Aus­ gangsspannung eines Wechselrichters eine Wechselspannung überlagert, und der abhängig von der Wechselspannung flie­ ßende Motorstrom wird erfaßt, um aus der Wechselspannung und dem Wechselstrom die Streuinduktivität der Motorwicklung zu bestimmen. Die Magnetflußposition (Drehwinkel) wird aus dem Induktivitätswert gemäß einem Effekt gemessen, nachdem sich die Induktivität abhängig von der Positionsbeziehung zwi­ schen der Wicklung und dem Magnetfluß des Motors ändert, und die Phase der Ausgangsspannung des Wechselrichters wird ab­ hängig vom abgeschätzten Magnetflußwinkel gesteuert, um die Erregungskomponente und die Drehmomentkomponente (entspre­ chend dem Sekundärstrom) des Motorstroms einzustellen.

Im Motor wird ein Magnetfluß entsprechend zur Spannung und zum Strom des Motors erzeugt. Daher tritt in einem Eisen­ kern, durch den der Magnetfluß läuft, magnetische Sättigung auf (wobei der Sättigungsgrad hoch ist). Auch weist in einem Zahnabschnitt, in dem die Primärwicklung untergebracht ist, ein in Richtung des Magnetflusses liegender Teil hohen Sät­ tigungsgrad auf. Die Streuinduktivität der Primärwicklung ändert sich aufgrund der magnetischen Sättigung des Zahn­ abschnitts. Daher wird, wie dies vorstehend erläutert wurde, der Motorspannung eine Wechselspannung überlagert, die sich von der Grundwellenkomponente unterscheidet, und es wird die Wicklungsinduktivität aus der Beziehung zwischen dem Strom, der aufgrund der Überlagerung fließt, und der Wechselspan­ nung gemessen, und es wird die Magnetflußposition (Drehwin­ kel) aus der Induktivitätsänderung abgeschätzt. Ausgangs­ strom und -spannung des Wechselrichters werden abhängig von der Magnetflußposition eingestellt, um das Motordrehmoment einzustellen und um eine wechselwirkungsfreie Steuerung (Vektorsteuerung) des Magnetflusses auszuführen.

In diesem Fall werden die obengenannten Schwierigkeiten überwunden, da die Vektorsteuerung selbst im Bereich sehr niedriger Drehzahl sicher ausgeführt wird.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von durch Figuren veranschaulichten Ausführungsbeispielen näher beschrieben.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfin­ dung;

Fig. 2 ist ein Vektordiagramm für die Motorspannung und den Motorstrom;

Fig. 3 ist ein Blockdiagramm einer Magnetflußposition-Be­ rechnungseinrichtung in Fig. 1;

Fig. 4 ist ein Modell eines Induktionsmotors;

Fig. 5 ist das Meßergebnis für die Streuinduktivität bei der Erfindung;

Fig. 6 ist eine Veranschaulichung für die Positionsbeziehung zwischen dem Magnetfluß und einer Wicklung bei einem erfin­ dungsgemäßen Motor;

Fig. 7 ist ein Vektordiagramm für den Streuinduktivitäts- Meßmodus bei der Erfindung;

Fig. 8 ist ein Blockdiagramm für eine Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 9 ist ein Blockdiagramm einer Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 10 ist ein Blockdiagramm für eine Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung in Fig. 9;

Fig. 11 ist ein Blockdiagramm einer Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 12 und Fig. 13 sind Blockdiagramme von Vektorsteuerun­ gen gemäß noch anderen Ausführungsbeispielen der Erfindung;

Fig. 14 und Fig. 15 sind Blockdiagramme weiterer Magnetfluß­ position-Berechnungseinrichtungen bei der Erfindung;

Fig. 16 ist ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Wech­ selstrom-Servosystems;

Fig. 17 ist ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Walz­ werks;

Fig. 18 ist ein Blockdiagramm eines elektrischen Schienen­ fahrzeugs und eines Elektroautosystems gemäß der Erfindung; und

Fig. 19 ist ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Auf­ zugsystems.

Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 ein Ausfüh­ rungsbeispiel beschrieben, bei dem die Erfindung auf ein Vektorsteuersystem ohne Drehzahlsensor gerichtet ist. In Fig. 1 repräsentiert das Symbol 1 einen Wechselrichter zum Ausgeben einer Spannung proportional zu einer Sollspannung v1*; 2 repräsentiert einen Induktionsmotor; 3 repräsentiert eine Spannungssollwert-Berechnungseinrichtung zum Ausgeben von Spannungssollwerten v1d* und v1q* abhängig von Strom­ sollwerten i1d* und i1q* für Komponenten in Richtung einer d- und einer q-Achse, die sich rechtwinklig in Koordinaten für ein drehendes Magnetfeld schneiden, sowie zum Ausgeben eines Ausgangsfrequenz-Sollwerts ω*; 4 repräsentiert einen Koordinatenumsetzer zum Berechnen eines Dreiphasen-Span­ nungssollwerts v* aus v1d* und v1q*; 5 repräsentiert einen Impulsbreiten(PWM)-Signalgenerator zum Umsetzen des Soll­ werts v1* in ein impulsbreitenmoduliertes Signal und zum PWM-Steuern der Ausgangsspannung des Wechselrichters; 6 re­ präsentiert einen Stromdetektor zum Messen des Motorstroms; 7 repräsentiert einen Stromkomponentendetektor zum Messen der Komponente des Erregerstroms i1d und derjenigen eines Drehmomentsstroms i1q, die einander rechtwinklig schneiden; 8 repräsentiert einen Stromregler zum Ausgeben eines Fre­ quenzsollwerts ω1*, der der Differenz zwischen dem Erreger­ strom-Sollwert i1d* und dem zugehörigen Istwert i1d ent­ spricht; 9 repräsentiert einen Stromregler zum Addieren eines Ausgangssignals, das der Differenz zwischen dem Erre­ gerstrom-Sollwert i1d* und dem zugehörigen Meßwert i1d ent­ spricht, um v1d* zu erhalten; 10 repräsentiert eine Phasen­ berechnungseinrichtung zum Integrieren von ω1* und zum Aus­ geben eines Phasenbeurteilungssignals R*; 11 repräsentiert eine Drehzahl-Sollwertschaltung zum Ausgeben eines Drehzahl- Sollwerts ωr*, 12 repräsentiert eine Schlupffrequenz-Berech­ nungseinrichtung zum Abschätzen einer Schlupffrequenz ωS ab­ hängig vom Drehmoment-Stromistwert i1q; 13 repräsentiert einen Drehzahlregler zum Ausgeben eines Drehmoment-Strom­ sollwerts iq* abhängig von der Differenz zwischen ωr* und einem Geschwindigkeit-Schätzwert ωrˆ zum Einstellen der Ge­ schwindigkeit; 14 repräsentiert eine Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung zum Abschätzen der Motor-Magnetfluß­ position Φ1 abhängig von derjenigen Komponente von id, wie sie fließt, wenn die Sinussignale v1d′′ und v1q′′ zu v1d* und v1q* hinzugezählt werden; und 15 sowie 16 repräsentieren Kompensationselemente für die Proportionalkonstante und die Integration, und sie werden dazu verwendet, Φ1 in Addierern 17 oder 18 zu addieren, um ω1* bzw. R* zu korrigieren.

Nachfolgend wird die Funktion des Steuersystems beschrieben. Da Einzelheiten zu den Funktionen der Abschnitte 1 bis 13, ausschließlich der Teile mit den Nummern 14 bis 18, in "Induction Motor Speed and Voltage Sensorless Vector Control Method" von F. Okuyama et al in Denkakuron, 107, S. 191- 198 (1987) beschrieben sind, wird nachfolgend nur ein Über­ blick gegeben.

Das System ist grob in drei Abschnitte unterteilt. Der erste Abschnitt ist ein Ausgangsspannung-Steuerabschnitt mit einer Spannungssollwert-Berechnungseinrichtung 3, einem Koordina­ tenumsetzer 4 und einem Impulsbreitenmodulator 5, in denen die folgenden Funktionen ausgeführt werden.

Fig. 2 zeigt die Beziehung zwischen der Motorspannung und dem Strom in Form eines Vektordiagramms. In diesem Fall sind die Achsen d und q Koordinaten, die rechtwinklig zueinander stehend mit einer synchronen Drehzahl ω rotieren. Die an jede Phase eines Motor angelegte Spannung v ist durch die Summe aus der induzierten elektromotorischen Kraft e1′ und einem Streuimpedanzabfall (r1i1, ω1(11+12′)i1) gegeben, wie in Fig. 2 dargestellt. Daher werden zum Steuern von v1 die Sollwerte vd* und v1q* gemäß der folgenden Gleichung 1 berechnet:

v1d* = r1i1d* - ω1*(11+12′)ilq*
v1q* = r1i1q*+ω1*(11+12′)ild*+ω1*(M/L2)Φ2d* (1)

Dabei ist ω1*(M/L2)Φ2d* die Bewertungsgröße für die indu­ zierte elektromotorische Kraft e1*, und ω1*(11+12′)i1* ist der Schätzwert für den Streuimpedanzabfall.

Darüber hinaus wird der Dreiphasen-Spannungssollwert v1* aus v1d* und v1q* durch den Koordinatenumsetzer 4 berechnet. Da die Phasensignale der dreiphasigen Spannung sich voneinander nur um 120° unterscheiden, wird die folgende Gleichung 2 er­ halten, wobei nur der Spannungssollwert uv* für die Phase u dargestellt ist:

Darüber hinaus wird v1* durch den Impulsbreitenmodulator 5 in ein impulsbreitenmoduliertes Signal umgewandelt, durch das die Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 eingestellt wird. So wird der Momentanwert der Grundwellenkomponente der Ausgangsspannung des Wechselrichters proportional zu v1* eingestellt, und die Motorspannung v1 wird abhängig von v1* R* eingestellt. In diesem Fall folgt der Istwert e1 (Vektor) der elektromotorischen Kraft der durch die Gleichung 1 gege­ benen Bewertungsgröße, wenn der Schätzwert des Streuimpe­ danzabfalls in Gleichung 1 dem Istwert gleich ist. Unter den vorstehenden Bedingungen fällt die Richtung von e1* mit der Achse q zusammen. In diesem Fall ist die Phasenbewertungs­ größe R* dem Drehwinkel R zur Statorachse der u-Phase des Ist-Magnetflußvektors (rechtwinklig zu e1′) gleich, und R* ist dem Drehwinkel R des Magnetflusses gleich.

Der zweite Abschnitt des Systems in Fig. 1 dient als Strom­ einstellabschnitt mit dem Stromdetektor 6, dem Stromkompo­ nentendetektor 7 und den zwei Stromreglern 8 und 9.

Wie vorstehend beschrieben, werden, wenn die Richtung von e1′ mit der Achse q zusammenfällt, i1d und i1q, wie vom Stromkomponentendetektor 7 gemäß der folgenden Gleichung 3 berechnet, dem Erregerstrom i0′ und dem Drehmomentstrom i2′ gleich, wie in Fig. 2 dargestellt.

Daher wird, wenn v1d* durch den Stromregler 9 abhängig von der Regelabweichung von i1d korrigiert wird, id (i0′) so eingestellt, daß dieser Wert i1d* gleich wird. Die Motor- Magnetflußgröße Φ2d wird proportional zu i1d* eingestellt.

Darüber hinaus werden ω1* und die Bewertungsgröße e1′*(= ω(M/L2)Φ2d*) für die elektromotorische Kraft entspre­ chend der Regelabweichung von i1q eingestellt, und dadurch wird i1q (i2′) so eingestellt, daß es i1q* gleich wird. In diesem Fall ist das vom Motor erzeugte Drehmoment τe durch die folgende Gleichung 4 gegeben, und der Wert ist propor­ tional zu i1q*.

wobei p der polare Logarithmus ist.

Darüber hinaus dient der dritte Abschnitt des Systems in Fig. 1 als Drehzahlsteuerabschnitt, mit einer Drehzahl-Soll­ wertschaltung 11, einer Schlupf-Frequenz-Berechnungseinrich­ tung 12 und einem Drehzahlregler 13. Der Schlupf-Frequenz- Schätzwert ωSˆ wird von der Berechnungseinrichtung 12 gemäß Gleichung 5 berechnet:

mit
T: Bewertungsgröße für die Sekundärzeitkonstante des Motors
M*: Bewertungsgröße für die Erregungsinduktivität
Φd*: Bewertungsgröße für den Magnetfluß des Motors (= Mid*)

Dann wird ein Drehzahl-Schätzwert ωrˆ durch Subtrahieren von ωSˆ von ω1* erhalten, und darüber hinaus wird i1q vom Dreh­ zahlregler 13 abhängig von der Differenz zwischen dem Dreh­ zahl-Sollwert ωr* und dem Drehzahl-Schätzwert ωrˆ berechnet. Da i1q und das Drehmoment τe abhängig von i1q* gesteuert werden, wie oben beschrieben, wird dann die Drehzahl so ein­ gestellt, daß ωrˆ und ωr* gleich sind.

Das vorstehend Beschriebene gibt den Grundbetrieb für eine Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor wieder. Drehzahlsteue­ rung kann sehr genau gemäß dem vorstehend beschriebenen Vor­ gang ausgeführt werden, wenn die Betriebsfrequenz 1 Hz oder höher ist. Jedoch verschlechtert sich die Einstellgenauig­ keit für die Drehzahl und das Drehmoment in einem Bereich niederer Frequenzen von 1 Hz oder weniger.

Es wird angenommen, daß diese Schwierigkeit hauptsächlich durch die Schwankung des Motor-Primärwiderstands r1 hervor­ gerufen wird. D. h., daß dann, wenn r1 aufgrund einer Ände­ rung der Motortemperatur schwankt, der Schätzwert (r1*i1*) des Primärwiderstand-Abfalls, wie er in der Gleichung 1 ver­ wendet wird, nicht mit dem tatsächlichen Primärwiderstand- Abfall (r1i1) übereinstimmt. In diesem Fall schwankt der Istwert von e1′ gegenüber seiner Bewertungsgröße e1′*, und die Richtung von e1′ fällt nicht mit der Achse q zusammen. Wenn die Frequenz niedrig ist und e1′ sehr klein ist, wird die oben angegebene Tendenz noch merkbarer, da die Rate des Primärwiderstand-Abfalls auf die Spannung v1 ansteigt. So weist e1′ im Fall eines Betriebs bei sehr niedriger Frequenz eine "Abweichung" gegenüber der Achse q wegen einer Schwan­ kung des Primärwiderstandes auf (Schätzfehler des Primär­ widerstand-Abfalls). In diesem Fall stimmt die Phasenbewer­ tungsgröße R* nicht mit der Magnetfluß-Istphase R überein, die Vektorsteuerung wird fehlerbehaftet, und das Drehmoment τe ist nicht proportional zu i1q*. Darüber hinaus tritt, da der Magnetfluß Φ2d abhängig vom Drehmoment (i1q) schwankt, auch bei ωsˆ, wie gemäß Gleichung berechnet, ein Schätzfeh­ ler auf. Im Ergebnis tritt ein Fehler auch für ωrˆ auf. So verschlechtert sich die Einstellgenauigkeit für die Drehzahl und das Drehmoment.

Die vorstehend genannten Probleme gelten allgemein für Vek­ torsteuerung ohne Drehzahlsensor, und daher wurden verschie­ dene Verfahren, wie eingangs beschrieben, zur Überwindung der Schwierigkeiten vorgeschlagen. Jedoch besteht derzeit keine drastische Gegenmaßnahme. Die Erfindung überwindet die Schwierigkeiten durch Hinzufügen der Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung 14 oder dergleichen.

Fig. 3 zeigt einen Überblick über das, was von der Magnet­ fluß-Berechnungseinrichtung 14 berechnet wird. In Fig. 3 be­ zeichnet das Symbol 31 einen Signalgenerator zum Ausgeben zweiphasiger Sinussignale (sin ωt und cos ωt); 32 repräsen­ tiert eine Schaltstufe zum Eingeben eines Signals (sin ωt) und zum Ausgeben von Signalen (1/√) sin ωt, (1/√) sin ωt und sin ωt entsprechend Modi 1, 2 und 3; 33 repräsentiert eine Schaltstufe zum Ausgeben von Signalen (1/√) sin ωt, -(1/√) sin ωt und 0; und 34 und 35 repräsentieren Multipli­ zierer zum Multiplizieren des Stroms i1d mit den Signalen sin ωt bzw. cos ωt; 36 und 37 repräsentieren Integratoren zum Integrieren der Ausgangssignale der Multiplizierer 34 und 35; 38 repräsentiert eine Induktivität-Berechnungsein­ richtung zum Messen der Induktivitäten Lσ1, Lσ2 und Lσ3 in jedem Modus abhängig von den Ausgangswerten der Integratoren 36 und 37; und 39 repräsentiert eine Berechnungseinrichtung zum Berechnen des Positionswinkels Φ1 des Motormagnetflusses abhängig von jedem Wert Lσ.

Im folgenden wird der Inhalt der Rechenvorgänge beschrieben. Zunächst wird das Prinzip zum Abschätzen des Magnetflußwin­ kels Φ, was grundlegend ist, beschrieben. Fig. 4 zeigt ein Modell eines Induktionsmotors. Wenn angenommen wird, daß im Motor ein Magnetfluß in der dargestellten Richtung Φ vorhan­ den ist, bewirkt ein in der Richtung Φ vorhandener Eisen­ kernabschnitt magnetische Sättigung (der Sättigungsgrad ist hoch). Auch in einem Zahnabschnitt, in dem die Primärwick­ lung untergebracht ist, weist ein in der Richtung Φ liegen­ der Teil hohen Sättigungsgrad auf. Die Streuinduktivität der Primärwicklung ändert sich aufgrund des Einflusses der ma­ gnetischen Sättigung des Zahnabschnitts. Wie in Fig. 4 dar­ gestellt, ist z. B. die Streuinduktivität der in der Rich­ tung Φ liegenden Wicklung A kleiner als diejenige der recht­ winklig zur Richtung Φ stehenden Wicklung B. Fig. 5 zeigt die Meßergebnisse für die Induktivitäten, wobei die Änderung der Streuinduktivität für jede Wicklung vom Erregerstrom (Magnetflußgröße) dargestellt ist. Wie in Fig. 5 darge­ stellt, wird durch Versuche bestätigt, daß sich die Indukti­ vität in der Umgebung des Nennerregerstroms (3A) stark ab­ hängig von der Positionsbeziehung zwischen dem Magnetfluß und der Wicklung ändert.

Demgemäß ist es möglich, die Magnetflußposition (Richtung) durch Erfassen der Induktivitätsänderung zu bestimmen. Daher ist es möglich, einen Vektor genau einzustellen, ohne daß er von der obenbeschriebenen Primärwiderstandsänderung beein­ flußt wird, und zwar durch Steuern des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung des Wechselrichters abhängig von der geschätzten Magnetflußposition. Dies ist das Grundprinzip zum Abschätzen einer Magnetflußposition.

Das Folgende beschreibt das Prinzip zum Messen der Indukti­ vität Lσ, wie sie zum Abschätzen der Magnetflußposition ver­ wendet wird. Zunächst wird eine Sinusspannung v (= sin ωt) mit einer Frequenz, die sich von der der Grundwelle unter­ scheidet, an einen Motor angelegt, um den aufgrund der Span­ nung fließenden Wechselstrom i zu messen. Wenn die Winkel­ frequenz ω der Spannung v viel höher als der Kehrwert der Sekundärzeitkonstante T des Motors ist, ist der Strom i durch die folgende Gleichung 6 gegeben, da die Übertragungs­ funktion der an die Wicklung angelegten Spannung und des Wechselstroms durch ein System mit einer Verzögerung erster Ordnung angenähert werden kann:

wobei Rσ der Wicklungswiderstand ist.

Lσ wird aus der nachfolgend aufgezeigten Gleichung 7 durch Fouriertransformation des gemessenen Stroms i abhängig von v erhalten, wobei eine zu v synchrone Komponente erhalten wird, sowie eine Komponente mit einer Phasenverschiebung von 90°, und wobei angenommen wird, daß die erstgenannte Kompo­ nente dem ersten Term der rechten Seite von Gleichung 6 gleich ist und die letztere Komponente dem zweiten Term gleich ist:

wobei T eine Zeit ist, die um ein ganzzahliges Vielfaches größer als die Periode von v ist.

Demgemäß kann Lσ abhängig von v und i gemessen werden.

Im folgenden wird das Grundprinzip zum Abschätzen der Ma­ gnetflußposition sowie für den Betrieb der Berechnungsein­ richtung 14 beschrieben. Wie in Fig. 6 dargestellt, wird angenommen, daß der zwischen der Richtung des Magnetflusses Φ und der Richtung der magnetomotorischen Kraft der Wicklung C, an die die oben genannte Wechselspannung v angelegt wird, Φ ist. In diesem Fall ändert sich Lσ unter Verwendung von 2Φ als Funktion, da Lσ minimal wird, wenn Φ den Wert π/2 oder 3π/2 hat, und da dieser Wert maximal wird, wenn Φ den Wert 0 oder π hat. Daher kann Lσ durch die folgende Gleichung 8 wiedergegeben werden:

Lσ = Lσm(1l+acos 2Φ) (8)

mit
Lσm: Mittelwert von Lσ
a: Änderungsbreite von Lσ.

In diesem Fall wird an die Wicklungen eine Wechselspannung mit ′′Φ = Φ1+π/4 und mit ′′Φ = Φ1-π/4 angelegt, um Lσ auf dieselbe Weise wie oben beschrieben zu messen. Wenn Lσ je­ weils zu Lσ1 und Lσ2 angenommen wird, werden die folgenden Gleichungen erhalten:

Lσ1 = Lσm(1-asin 2Φ1) (9)

Lσ = Lσm(1+asin 2Φ) (10)

Aus den Gleichungen 9 und 10 wird die folgende Gleichung er­ halten:

Lσm = (Lσ₁+Lσ₂)/2 (11)

Darüber hinaus wird, wenn Lσ3 durch Anlegen einer Wechsel­ spannung mit ′′Φ = Φ1′′ an die Wicklung gemessen wird, die folgende Gleichung aus den Gleichungen 9 und 11 erhalten:

Das heißt, daß es möglich ist, Φ1 dadurch zu erhalten, daß die drei Punkte für ′′Φ = Φ1+π/4′′, Φ1 - π/4 und Φ1′′ gemes­ sen werden, und daß die Magnetflußposition abgeschätzt wird.

Die Berechnungseinrichtung 14 arbeitet mit dem vorstehend angegebenen Schätzprinzip. Die Funktion der Berechnungsein­ richtung 14 wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Vek­ tordiagramme in den Fig. 3 und 7 beschrieben. Zur Vektor­ steuerung ist es ideal, wenn die Achse d mit der Richtung des Magnetflusses Φ übereinstimmt. Jedoch wird eine Winkel­ differenz Φ dadurch angenommen, daß angenommen wird, daß die genannte Achse nicht mit der genannten Richtung zusam­ menfällt. Nachfolgend werden die Fälle für die Modi 1, 2 und 3 der Reihe nach beschrieben.

[Modus 1]

Das Sinussignal ((1/√) sin ωt) wird durch die Schaltstufe 32 zu v1d* als v1d′′ addiert, und das vorstehend genannte Sinussignal wird durch die Schaltstufe 33 zu v1q* als v1q′′ addiert. Dieser Zustand entspricht dem Fall, in dem die Wechselspannung v an eine Wicklung angelegt wird, die die Ausrichtung einer magnetomotorischen Kraft in Richtung des Modus 1 hat (45° zur Achse d). In diesem Fall wird in der vorstehend genannten Richtung eine magnetomotorische Wech­ selkraft erzeugt, und es fließt ein Wechselstrom i. Da sich die Phase des Stroms i selbst dann nicht ändert, wenn sie von der Achse d aus gesehen wird, kann sie aus i1d erfaßt werden. Daher wird Lσ1 unter Verwendung der Multiplizierer 34 und 35, der Integratoren 36 und 37 sowie der Induktivi­ täts-Berechnungseinrichtung 38 erhalten, wobei die Gleichung 7 für i1d und die Signale sin ωt und cos ωt berechnet wird. Dann wird Lσ1 in der Berechnungseinrichtung 38 abgespei­ chert.

[Modus 2]

Das Signal ((1/√) sin ωt) wird durch die Umschaltstufe als v1d′′ zu jedem Spannungssollwert addiert, und das Kehrwert­ signal (-(1/√) sin ωt) wird durch die Umschaltstufe 33 zu jedem Spannungssollwert addiert. Im vorstehend genannten Zustand wird die Spannung v in Richtung des Modus 2 in Fig. 7 angelegt. Daher fließt der Wechselstrom i in derselben Richtung. Da der Strom i auf dieselbe Weise wie vorstehend beschrieben aus i1d erfaßt werden kann, wird Lσ2 dadurch er­ halten, daß dieselbe Berechnung wie im Fall des Modus 1 aus­ geführt wird. Dann wird Lσ2 entsprechend abgespeichert.

[Modus 3)

Das Signal (sin ωt) wird als v1d′′ zu jedem Spannungssollwert addiert, wobei v1q′′ als 0 angenommen ist. Im vorstehend ge­ nannten Zustand wird die Spannung v in Richtung des Modus 3 in Fig. 7 angelegt (Achse d). Daher kann der Wechselstrom i direkt erfaßt werden, und Lσ wird auf dieselbe Weise wie oben beschrieben erhalten und abgespeichert.

Die Gleichungen 11 und 13 werden von der Berechnungseinrich­ tung 39 abhängig von den Meßwerten Lσ1, Lσ2 und Lσ3 berech­ net, und die Magnetflußposition Φ gegenüber der Achse d wird abgeschätzt.

Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 das gesamte Vektorsteuersystem ohne Drehzahlsensor beschrieben, auf das das erfindungsgemäße Prinzip angewandt ist. Zunächst wird die Grundfunktion des Systems beschrieben. Um die Schwierig­ keit zu überwinden, daß sich die Genauigkeit bei Betrieb mit geringer Drehzahl verschlechtert, wird die Magnetflußposi­ tion-Berechnungseinrichtung 14 zum erfindungsgemäßen Ausfüh­ rungsbeispiel hinzugefügt. Die von der Berechnungseinrich­ tung 14 ausgegebenen Wechselspannungssignale v1d′′ und v1q′′ werden während des Betriebs kontinuierlich zu v1d* und v1q* addiert, und dadurch beinhaltet der Strom i1d Stromkomponen­ ten, die sich auf v1d′′ und v1q′′ beziehen. Obwohl der Strom i1d ursprünglich Gleichstromkomponenten enthält, die auf die Grundwellenkomponente des Motorstroms bezogen sind, wird dieser Einfluß bei der Berechnung von Lσ gemäß Gleichung 7 beseitigt. Daher wird Φ1 unabhängig vom Betriebszustand ge­ messen, d. h. unabhängig von der Drehzahl und ohne eine Ab­ hängigkeit von einer Schwankung des Primärwiderstands.

Dieser Wert Φ1, wie er vorstehend beschrieben wurde, ent­ spricht dem "Abweichungswinkel" von der Achse d in Magnet­ flußrichtung. Daher wird ein Φ1 entsprechendes Signal auf der Eingangs- oder Ausgangsseite der Berechnungseinrichtung 10 über das Kompensationselement 15 oder 16 addiert, um ω1* oder R* zu korrigieren. In diesem Fall stimmt die Phasenbe­ wertungsgröße (korrigierter Wert R*), wie sie für den Koor­ dinatenumsetzer 4 und den Stromkomponentendetektor 7 verwen­ det wird, mit der Magnetfluß-Istphase R überein.

Demgemäß ist es möglich, R* selbst im Betriebsbereich mit geringer Drehzahl mit R zur Übereinstimmung zu bringen, in welchem Bereich R* aufgrund der Primärwiderstandsschwankung nicht mit R übereinstimmt, und es ist genaue Vektorsteuerung möglich.

Demgemäß ist das vorstehend beschriebene Problem, daß sich die Steuerung von Drehzahl und Drehmoment im Betriebsbereich mit niedriger Drehzahl verschlechtern, überwunden.

Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Beim obigen Ausführungsbeispiel ist ein Verfahren vorge­ schlagen, bei dem die Genauigkeitsverschlechterung im Be­ triebsbereich mit niedriger Drehzahl bei Vektorsteuerung ohne Drehzahlsensor kompensiert wird. Beim vorliegenden Aus­ führungsbeispiel wird jedoch ein Vektorsteuersystem ohne Drehzahlsensor vorgeschlagen, das nicht dem vorhandenen Prinzip folgt. D. h., daß beim System von Fig. 1, obwohl die Wechselrichter-Ausgangsfrequenz vom Ausgangssignal ω1* des Stromreglers 8 eingestellt wird, im Fall dieses Ausführungs­ beispiels das Ausgangssignal ω1* nur in Beziehung zum Span­ nungssollwert v1q* steht, es jedoch nicht zur Frequenzein­ stellung verwendet wird. Statt dessen wird der von der Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung 14 gelieferte Ma­ gnetflußposition-Winkel Φ1 über das Kompensationselement 15 in der Phasen-Berechnungseinrichtung 10 addiert. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Frequenz ω1 so einge­ stellt, daß Φ1 den Wert 0 hat. Daher nimmt R* den Wert von R ein, und es kann Vektorsteuerung ausgeführt werden.

Darüber hinaus wird der Drehzahl-Schätzwert ωrˆ durch Sub­ trahieren von ωSˆ von ω1* erhalten, da der Schlupf-Frequenz- Schätzwert ωSˆ von der Schlupf-Frequenz-Berechnungseinrich­ tung 12 gemäß Gleichung 5 auf dieselbe Weise wie oben be­ schrieben berechnet wird. Es gilt wie im Fall des ersten Ausführungsbeispiels, daß die Drehzahl dadurch eingestellt wird, daß ωrˆ an den Drehzahlregler 13 rückgeliefert wird.

Dieses Ausführungsbeispiel ermöglicht es, die Drehzahl und das Drehmoment im gesamten Drehzahlbereich ausgehend von der Drehzahl Null genau einzustellen.

Fig. 9 zeigt noch ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfin­ dung. Es handelt sich um ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Erfindung auf ein Vektorsteuersystem ohne Drehzahlsensor angewandt ist, das mit einem Wechselstrom-Steuersystem ver­ sehen ist, um den Momentanwert i1 des Ausgangsstroms des Wechselrichters so einzustellen, daß er einem Sinusstrom- Sollwert i1* folgt. D. h., daß zwar die Wechselrichtersteue­ rung des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels der Erfin­ dung vom spannungsgesteuerten Typ ist, das vorliegende Aus­ führungsbeispiel jedoch eine solche vom sogenannten stromge­ steuerten Typ verwendet.

Das Ausführungsbeispiel von Fig. 9 unterscheidet sich in den folgenden Punkten stark vom ersten und zweiten Ausführungs­ beispiel. In Fig. 9 repräsentiert ein Symbol 83 einen Koor­ dinatenumsetzer zum Berechnen eines Dreiphasen-Stromsoll­ werts i1* abhängig von Stromsollwerten i1d* und i1q* und einer Phasenbewertungsgröße R*; 84 repräsentiert einen Wech­ selstromregler zum Eingeben der Differenz von i1* und i1 und zum Ausgeben eines Spannungssollwerts v1*; 87 repräsentiert einen Stromkomponentendetektor zum Umsetzen von i1 in Dreh­ feldkoordinaten unter Verwendung des Magnetflusses, wie er durch Integrieren des Meßwerts v1 oder des Sollwerts v1* der Motorspannung erhalten wird, als Phasenkriterium, und der den Drehmomentstrom i1q erfaßt; 88 repräsentiert einen Stromkomponentenregler für die Achse q zum Ausgeben eines Drehzahl-Schätzwerts ωrˆ abhängig von der Differenz zwischen dem Drehmomentstrom-Sollwert i1q* und dem Istwert i1q; 10 repräsentiert eine Phasenberechnungseinrichtung zum Inte­ grieren eines Frequenzsollwerts ω1*, wie er dadurch erhalten wird, daß ωrˆ und ein Schlupf-Frequenz-Schätzwert ωSˆ, wie er von der Schlupf-Frequenz-Berechnungseinrichtung 12 gelie­ fert wird, addiert werden, und der ein Phasenbewertungsgrö­ ße-Signal R* ausgibt; 93 repräsentiert einen Spannungskompo­ nentendetektor zum Umwandeln eines Motorspannung-Istwerts v1 oder des Sollwerts v1* in Drehfeldkoordinaten auf Grundlage von R*, und zum Erfassen einer Spannung v1d in der Achse d; 94 repräsentiert eine Magnetflußposition-Berechnungseinrich­ tung zum Addieren von Sinussignalen i1d′′ und i1q′′ zu i1d* und i1q* und zum Abschätzen des Magnetflußposition-Winkels Φ1 abhängig von der Komponente v1d, wie sie durch die obige Gleichung erhalten wurde; und 95 repräsentiert ein Kompensa­ tionselement, wie es dazu verwendet wird, Φ1 zu Werten des Stromreglers 88 zu addieren und ω1* und R* zu korrigieren.

Nachfolgend wird die Grundfunktion des Steuersystems be­ schrieben. Auch dieses System ist grob in drei Abschnitte unterteilt. Der erste Abschnitt ist ein Ausgangsstrom- Steuerabschnitt, der den Koordinatenumsetzer 83, den Wech­ selstromregler 84, den Impulsbreitenmodulator 5 und den Stromdetektor 6 aufweist. Im Koordinatenumsetzer 83 wird der Dreiphasen-Stromsollwert i1* aus den Stromsollwerten i1d* und i1q* für die Achsen d und q berechnet. Die Sollwerte für die drei Phasen unterscheiden sich nur um einen Phasenwinkel von 120° voneinander. Daher gibt die folgende Gleichung 14 nur den Stromsollwert iu* für die Phase u wieder:

Im Wechselstromregler 84 wird v1* abhängig von der Differenz i1* und i1 berechnet. Darüber hinaus wird v1* im PWM-Modula­ tor 5 in ein impulsbreitenmoduliertes Signal umgesetzt, und dadurch wird die Ausgangsspannung v1 des Wechselrichters 1 eingestellt. Daher wird i1 proportional zu i1 eingestellt. Infolgedessen wird i1 abhängig von i1d*, i1q* und R* einge­ stellt.

Der zweite Abschnitt ist ein Drehzahl-Abschätzabschnitt, der den Stromkomponentendetektor 87, einen Stromregler 88 für die q-Achse-Komponente, die Schlupf-Frequenz-Berechnungsein­ richtung 12 und die Phasenberechnungseinrichtung 10 auf­ weist. Im Stromkomponentendetektor 87 wird zunächst der Mo­ tormagnetfluß Φ gemäß der folgenden Gleichung 15 erfaßt:

Φ = ∫ (v-r1*i)dt-Lσ*i (15)

mit
r1*: Primärwiderstand-Vorgabewert
Lσ: Streuinduktivität-Vorgabewert

Durch Teilen des obigen Werts Φ durch einen Amplitudenwert |Φ| werden sinusförmige Magnetfluß-Phasensignale (sin R und cos R) mit konstanter Amplitude berechnet. Der Wert i1q wird auf Grundlage der vorstehend genannten Signale gemäß Glei­ chung 3 berechnet (R* wird durch R ersetzt). Im Stromregler 88 wird ωrˆ abhängig von der Differenz zwischen i1q* und i1q berechnet. D. h., daß dann, wenn i abhängig von i1d* und i1q* eingestellt wird, wie vorstehend beschrieben, die Dif­ ferenz zwischen i1q und i1q* durch die Tatsache hervorgeru­ fen wird, daß der später erwähnte Wert R* nicht mit der Magnetflußphase R übereinstimmt. Daher wird ω* vom Stromreg­ ler 88 so eingestellt, daß die Differenz korrigiert wird. Im Ergebnis wird R* = R bewirkt, und Vektorsteuerung wird kor­ rekt ausgeführt. Da der Motormagnetfluß Φ2d* auf dem vorge­ gegebenen Wert Φ2d* gehalten wird, ohne daß er bei der Vek­ torsteuerung einer Drehmomentänderung unterliegt, wird ωSˆ in der Schlupf-Frequenz-Abschätzeinrichtung 12 korrekt gemäß der Gleichung 5 abgeschätzt (i1q wird durch i1q* ersetzt). Der Wert ωrˆ (= ω1*-ωSˆ) wird ebenfalls korrekt abge­ schätzt. Der vorstehend genannte Wert R* wird in der Phasen­ berechnungseinrichtung 10 dadurch erhalten, daß ω1* inte­ griert wird, mit Verwendung als Phasenbewertungsgröße für den Koordinatenumsetzer 38 und den Spannungskomponentende­ tektor 93.

Der dritte Abschnitt ist ein Drehzahl-Steuerabschnitt, der die Drehzahl-Sollwertschaltung 11 und den Drehzahlregler 13 aufweist. Der Wert i1q* wird im Drehzahlregler 13 abhängig von der Differenz zwischen dem Drehzahl-Sollwert ωr* und dem Drehzahl-Schätzwert ωrˆ berechnet, und die Drehzahl wird so eingestellt, daß ωrˆ und ωr* gleich sind, da das Drehmoment τe abhängig von i1q* und der Gleichung 4 eingestellt wird. Dies ist die Grundfunktion der Vektorsteuerung ohne Dreh­ zahlsensor. Selbst bei diesem Ausführungsbeispiel ist jedoch die Steuergenauigkeit aufgrund einer Schwankung des Primär­ widerstands insbesondere bei Betrieb mit niedriger Frequenz verschlechtert. Dies, da r1* als arithmetische Konstante verwendet wird, um den Magnetfluß Φ zu berechnen, wie in der Gleichung 15 dargelegt, und es tritt ein Fehler für Φ auf, wenn r1* nicht mit dem tatsächlichen Wert von r überein­ stimmt. Ein Ermittlungsfehler tritt auch für i1q aufgrund des abgeschätzten Phasenfehlers für den Magnetfluß auf, und dadurch wird R* = R nicht erzielt, und die Vektorsteuerung wird nicht perfekt ausgeführt. Demgemäß verschlechtert sich die Einstellgenauigkeit für die Drehzahl und das Drehmoment auf ähnliche Weise wie im Fall des vorigen Ausführungsbei­ spiels.

Daher sind bei diesem Ausführungsbeispiel der Spannungskom­ ponentendetektor 93 und die Magnetflußposition-Berechnungs­ einrichtung 94 zum Überwinden des vorstehend genannten Pro­ blems hinzugefügt. Fig. 10 zeigt einen Überblick über die von der Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung 94 ausge­ führten Berechnungen. In Fig. 10 repräsentiert das Symbol 31A einen Signalgenerator zum Ausgeben zweiphasiger Sinus­ signale (sin ωt und cos ωt); 32A repräsentiert eine Schalt­ stufe zum Eingeben eines Signals sin ωt und zum Ausgeben von Signalen (1/√) sin ωt, (1/√) sin ωt und sin ωt entspre­ chend Modi 1, 2 und 3; 33A bezeichnet eine Schaltstufe zum Ausgeben von Signalen (1/√) sin ωt, -(1/√) sin ωt und 0 entsprechend Modi 1, 2 und 3; 34A repräsentiert einen Multi­ plizierer zum Multiplizieren der Spannung v1d mit dem Signal (cos ωt); 36A repräsentiert einen Integrator zum Integrieren des Ausgangssignals des Multiplizierers 34A; 38A repräsen­ tiert eine Induktivitätsberechnungseinrichtung zum Messen von Induktivitätswerten Lσ1, Lσ2 und Lσ3 in jedem Modus ab­ hängig vom Ausgangswert des Integrators 36A; und 39A reprä­ sentiert eine Berechnungseinrichtung zum Berechnen des Posi­ tionswinkels Φ1 abhängig von jedem Wert Lσ.

Im folgenden werden das Prinzip und Einzelheiten zur Berech­ nung der Magnetflußposition beschrieben. Das Grundkonzept ist dasselbe wie das obengenannte. Darüber hinaus sind die Berechnungsdetails in bezug auf die Berechnungseinrichtung 39A dieselben wie bei der Berechnungseinrichtung 39. Daher werden nachfolgend Details bis zum Erhalten von Lσ1, Lσ2 und Lσ3 beschrieben.

Zunächst wird an einen Motor ein sinusförmiger Strom i (= sin ωt) mit einer Frequenz, die sich von der der Grund­ welle unterscheidet, zugeführt, um die Wechselspannung v zu beobachten, wie sie aufgrund des Zuführens des Stroms i er­ zeugt wird. Wenn die Winkelfrequenz ω von i ausreichend hö­ her als der Kehrwert der Sekundärzeitkonstante T2 ist, wird v durch die folgende Gleichung 16 wiedergegeben, da die Übertragungsfunktion von v/i durch die des Primärzuleitungs­ systems angenähert werden kann:

v = (Rσ+jωLσ)i (16)

Lσ wird aus der nachfolgend angegebenen Gleichung 17 durch Fouriertransformieren des erfaßten Werts v auf Grundlage von i erhalten, wobei eine Komponente mit derselben Phase wie i sowie eine Komponente mit einer Phase, die sich um 90° von der von i unterscheidet, erhalten werden, und wobei angenom­ men ist, daß die erste Komponente dem ersten Term auf der rechten Seite von Gleichung 16 entspricht und die zweite Komponente dem zweiten Term entspricht:

In diesem Fall zeigt |i| die Stromstärke, bei der es sich um einen Vorgabewert handelt.

Wie vorstehend beschrieben, unterscheidet sich dieses Aus­ führungsbeispiel vom vorigen Ausführungsbeispiel in der Tat­ sache, daß zwar beim vorigen Ausführungsbeispiel die Wech­ selspannung v an eine Wicklung angelegt wird, um Lσ aus dem Strom i zu bestimmen, wie er aufgrund des Anlegens der Span­ nung hervorgerufen wird, daß jedoch im Fall dieses Ausfüh­ rungsbeispiels der Wechselstrom i der Wicklung zugeführt wird, um Lσ aus der Spannung v zu ermitteln, wie sie auf­ grund des Zuführens des Stroms erzeugt wird. Die anschlie­ ßenden Berechnungen sind dieselben wie im Fall des vorigen Ausführungsbeispiels, wobei der Strom i an drei Wicklungen mit Φ = Φ1+π/4, p-π/4 und Φ1 angelegt wird, um Lσ1, Lσ2 und Lσ3 zu ermitteln und Φ1 zu berechnen. D. h., daß in Fig. 10 i1d′′ und i1q′′, die für jeden Modus wie vorstehend be­ schrieben ermittelt werden, durch die Schaltstufen 32A und 33A zu i1d* und i1q* addiert werden, und daß der vorstehend genannte sinusförmige Strom i dem Motorstrom i1 überlagert wird. Infolgedessen fließt in jedem Modus ein Wechselstrom i in Richtung der in Fig. 7 dargestellten Modi 1, 2 und 3, wo­ durch in jeder Richtung eine Wechselspannung v erzeugt wird. Da die Spannung v als phasenrichtiger Wert auf der Achse d beobachtet wird, kann er aus der Spannung 1d in der Achse d ermittelt werden. Die Spannung 1d wird gemäß der folgenden Gleichung 18 berechnet und ermittelt:

mit v_U, v_V, v_W: Phasenspannungen am Motor.

Im Multiplizierer 34A, im Integrator 36A und in der Indukti­ vität-Berechnungseinrichtung 38A erfolgt die Berechnung gemäß Gleichung 17 abhängig von v1d und dem Signal (cos ωt), um Lσ1, Lσ2 und Lσ3 der Reihe nach zu erhalten. Dann wird Φ1 in der Berechnungseinrichtung 39A berechnet. Die Einzelhei­ ten der Berechnung sind dieselben wie im Fall der Berech­ nungseinrichtungen 38 und 39. Daher wird die zugehörige Be­ schreibung hier weggelassen.

Die Funktion des in Fig. 9 dargestellten Gesamtsystems wird nachfolgend beschrieben. Die Grundfunktion des Systems wird vorab beschrieben. Um das Problem einer Genauigkeitsver­ schlechterung bei Betrieb bei geringer Drehzahl zu überwin­ den, ist die Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung 94 hinzugefügt, und der von ihr ausgegebene Berechnungswert Φi wird unabhängig vom Motorbetriebszustand ermittelt, d. h. unabhängig von der Drehzahl und ohne Beeinflussung durch eine Schwankung des Primärwiderstands. Der Wert Φ1, wie er oben beschrieben wurde, entspricht dem "Abweichungswinkel" des Magnetflusses von der Achse d. Daher wird zum Eingangs­ signal des Stromregler 88 über das Kompensationselement 95 (negative Polarität) ein Φ1 entsprechendes Signal addiert, um ω1* und R* so zu korrigieren, daß Φ1 Null wird. In diesem Fall fällt R* mit der Magnetfluß-Istphase R zusammen.

Wie vorstehend beschrieben, ist es möglich, R* selbst in einem Bereich niedriger Drehzahl mit R zur Übereinstimmung zu bringen, wo R* eigentlich nicht mit R übereinstimmt, und dadurch eine genaue Vektorsteuerung vorzunehmen. D. h., daß es auch dieses Ausführungsbeispiel ermöglicht, die Drehzahl und das Drehmoment im gesamten Bereich ab der Geschwindig­ keit Null genau einzustellen, ähnlich wie beim vorigen Aus­ führungsbeispiel.

Fig. 11 zeigt noch ein anderes Ausführungsbeispiel der Er­ findung. Im Fall des Ausführungsbeispiels von Fig. 9 ist ein Verfahren zum Kompensieren einer Eigenschaftsverschlechte­ rung in einem Betriebsbereich mit niedriger Drehzahl vorge­ schlagen. Im Fall dieses Ausführungsbeispiels ist jedoch ein Vektorsteuersystem ohne Drehzahlsensor vorgeschlagen, das nicht das existierende Prinzip verwendet. D. h., daß das System gemäß Fig. 9 den Drehzahl-Schätzwert ωrˆ abhängig von Abweichungen von i1q* und i1q durch den Stromregler 88 für die q-Achse-Komponente berechnet. Jedoch verwendet dieses Ausführungsbeispiel nicht den Drehzahl-Schätzwert ωrˆ, son­ dern es addiert zu Signalen der Phasenberechnungseinrichtung 10 über das Kompensationselement 96 den Wert Φ1, um ω1 ein­ zustellen und ωrˆ aus dem Ausgangssignal des Elements 96 zu erhalten. Selbst bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Frequenz ω1* so eingestellt, daß Φ den Wert 0 erhält. Daher wird R* mit R gleich, und es kann Vektorsteuerung ausgeführt werden. Die Funktionen anderer Komponenten sind dieselben wie diejenigen der Komponenten in Fig. 9.

Bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 1 und 9 wird die Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung während des Be­ triebs dauernd betrieben. Im Bereich hoher Drehzahlen sind jedoch die Auswirkungen einer Schwankung des Primärwider­ stands vernachlässigbar. Daher wird im Bereich hoher Dreh­ zahlen derselbe Vorteil wie der oben angegebene selbst dann erzielt, wenn Steuerung auf bekannte Weise dadurch ausge­ führt wird, daß der Betrieb der Magnetflußposition-Berech­ nungseinrichtung angehalten wird.

Beim vorigen Ausführungsbeispiel wird Φ1 dadurch berechnet, daß über eine Dreipunktmessung von Φ drei Typen für Werte von Lσ erhalten werden. Jedoch ist es auch möglich, Φ1 durch eine Einpunktmessung von Φ durch Ermitteln eines einzelnen Werts Lσ zu berechnen. D. h., daß Φ1 dadurch ausgeführt wird, daß eine Dreipunktmessung von Φ ausgeführt wird, um Lσm und "a" in der Gleichung 18 während statischen Betriebs (ω* = 0) eines Motors vor einem tatsächlichen Betrieb zu erhalten, und daß die Werte von Lσm und "a" während des tat­ sächlichen Betriebs als bekannte Werte in die Gleichung 12 eingegeben werden. Lσm und "a" können erhalten werden, wie dies nachfolgend dargelegt wird. D. h., daß drei Typen für Werte Lσ dadurch erhalten werden, daß i1d* auf einen vorge­ gebenen Wert eingestellt wird und eine Dreipunktmessung für Φ ausgeführt wird, während im statischen Betrieb (ω1* = 0) ein vorgegebener Erregerstrom i1d geliefert wird. Wenn die drei Typen von Lσ als Lσ10, Lσ20 und Lσ30 angenommen werden, ergeben sich Lσm und "a" durch die folgenden Gleichungen 19 und 20 aus den Gleichungen 9 bis 13:

Da die Werte von Lσm und "a" konstant sind, solange der Magnetfluß (Erregerstrom) konstant ist, kann Φ1 dadurch er­ halten werden, daß diese Werte im Fall eines tatsächlichen Betriebs in die Gleichung 12 eingesetzt werden. D. h., daß dadurch, daß ein Wechselsignal nur der Spannung oder dem Strom auf der Achse d überlagert wird, Φ1 durch eine Ein­ punktmessung von Φ gemäß der folgenden Gleichung 21 berech­ net werden kann:

Es ist auch möglich, vorab nur Lσ über eine Zweipunktmessung von Φ während statischem Betrieb gemäß der Gleichung 19 zu erhalten und dann "a" und Φ1 durch eine Zweipunktmessung von Φ während des tatsächlichen Betriebs gemäß Gleichung 21 zu erhalten.

Als Wechselsignal, wie es für die Magnetflußposition-Berech­ nung verwendet wird, ist es möglich, nicht nur ein Sinus­ signal, sondern ein beliebiges anderes Wechselsignal zu ver­ wenden. Dies, da Lσ auf ähnliche Weise wie oben angegeben durch Fouriertransformation des Motorstroms oder der Motor­ spannung abhängig von der Grundwellenkomponente des Wechsel­ signals berechnet werden kann.

Beim obigen Ausführungsbeispiel wird Lσ dadurch berechnet, daß dem Sollwertsignal des Wechselrichters ein Wechselsignal abhängig von einer in Bezug stehenden Komponente überlagert wird, wie sie im Motorstrom oder der Motorspannung enthalten ist. Jedoch ist es auch möglich, die Berechnung unabhängig dadurch auszuführen, daß eine vom Wechselrichter getrennte Einrichtung verwendet wird. Dasselbe Ergebnis wird erhalten, wenn der von der Einrichtung erhaltene Wert Φ1 an den Wech­ selrichter geliefert wird und dieselbe Steuerung ausgeführt wird.

Darüber hinaus wird beim vorstehenden Ausführungsbeispiel die Phasenbewertungsgröße R* durch R1 geändert. Jedoch wird dasselbe Ergebnis nicht nur durch Φ1, sondern auch durch eine Funktion von Φ1 erzielt, solange die Funktion propor­ tional zu Φ1 ist.

Nachfolgend wird ein Verfahren zum Kompensieren von Sekun­ därwiderstandsschwankungen in einer Vektorsteuerung unter Verwendung eines Drehzahlsensors beschrieben, insbesondere ein Verfahren zum Realisieren einer Kompensation bei der Drehzahl Null, ohne daß ein Temperatursensor erforderlich ist, was eine andere Aufgabe der Erfindung ist. Fig. 12 zeigt ein Vektorsteuersystem, auf das die Erfindung ange­ wandt ist, um die vorstehend genannte Kompensation vorzu­ nehmen. In Fig. 12 bezeichnen die Zahlen 1, 2, 4 bis 7, 10, 11 und 14 dieselben Komponenten wie in Fig. 1. Daher wird die zugehörige Beschreibung weggelassen. Die Zahl 101 reprä­ sentiert eine nicht wechselwirkende Steuerung zum Berechnen induzierter elektromotorischer Kräfte für die Spannungssoll­ werte v1d* und v1q* abhängig von den Stromsollwerten i1d* und i1q* und dem Frequenzsollwert ω1*; 9 und 8A sind Strom­ komponentenregler für die Achse d und die Achse q zum Aus­ geben von Werten, wie sie jeweils den Stromabweichungen ′′i1d*-i1d′′ und ′′i1q*-i1q′′ entsprechen; 104 repräsentiert einen Drehzahldetektor zum Ermitteln der Drehzahl ωr eines Motors; 13 repräsentiert einen Drehzahlregler zum Einstellen der Drehzahl durch Ausgeben von i1q* entsprechend der Diffe­ renz zwischen ωr* und ωr; 106 repräsentiert eine Schlupf- Frequenz-Berechnungseinrichtung zum Ausgeben eines Schlupf- Frequenz-Sollwerts ωS* durch Multiplizieren von i1q* mit einem Koeffizienten; 107 repräsentiert eine Sekundärwider­ stand-Einstelleinrichtung zum Einstellen des Sekundärwider­ stands r1*, der als der vorstehend genannte Koeffizient ver­ wendet wird; 108 repräsentiert einen Addierer zum Addieren von ωS* und ωr1, um ω* auszugeben; 109 repräsentiert ein Kompensationselement zum Addieren eines Signals, das dem Magnetflußposition-Winkel Φ1 entspricht, wie es von der Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung 14 an den Addierer 108 geliefert wird; und 110 repräsentiert ein Kompensations­ element, das dazu verwendet wird, r2* dadurch zu korrigie­ ren, daß ein Φ1 entsprechendes Signal, das an den Addierer 111 geliefert wird, addiert wird.

Nachfolgend wird die Funktion des Steuersystems beschrieben. Das System ist grob in vier Abschnitte unterteilt. Der erste Abschnitt dient als Ausgangsspannung-Steuerabschnitt, der die nicht wechselwirkende Steuerung 101, den Koordinaten­ umsetzer 4 und den Impulsbreitenmodulator 5 aufweist.

In der nicht wechselwirkenden Steuerung 101 werden Komponen­ ten e1d* und e1q* der durch die Motorspannung induzierten elektromotorischen Kraft gemäß der folgenden Gleichung 22 berechnet:

e1d* = -ω *(1+1′)i q*
e1d* = ω *(1+1′)i d*+ω *(M/L)Φ d* (22)

Die Ausgangssignale der Stromregler 9 und 8A werden zu e1d* und e1q* addiert, und die Spannungssollwerte v1d* und v1q* werden berechnet. Die Ausgangsspannung v des Wechselrichters wird durch den Koordinatenumsetzer 4 und den Impulsbreiten­ modulator 5 auf ähnliche Weise wie beim Ausführungsbeispiel von Fig. 1 eingestellt.

Der zweite Abschnitt dient als Stromeinstellabschnitt, der den Stromdetektor 6, den Stromkomponentendetektor 7 und die zwei Stromregler 9 und 8A aufweist. Im Stromkomponenten­ detektor 7 werden die Stromkomponenten i1d und i1q auf ähn­ liche Weise wie im Fall des Ausführungsbeispiels von Fig. 1 erfaßt. Da v1d* und v1q* abhängig von jeder Regelabweichung von i1d und i1q korrigiert werden, werden i1d und i1q so eingestellt, daß sie mit i1d* bzw. i1q* übereinstimmen. In diesem Fall ist das vom Motor erzeugte Drehmoment τe durch die Gleichung 4 gegeben, und es wird proportional zu i1q* eingestellt.

Der dritte Abschnitt dient als Drehzahl-Steuerabschnitt, der die Drehzahl-Sollwertschaltung 11, den Drehzahldetektor 104 und den Drehzahlregler 13 aufweist. Da i1q* abhängig von der Drehzahlabweichung ′′ωr*-ωr′′ berechnet wird und da das Drehmoment τe proportional zu i1q* eingestellt wird, wie vorstehend beschrieben, wird die Drehzahl so eingestellt, daß ωr dem Wert ωr* entspricht.

Der vierte Abschnitt dient als Frequenzeinstellabschnitt, der die Schlupf-Frequenz-Berechnungseinrichtung 106, die Sekundärwiderstand-Einstelleinrichtung 107 und den Addierer 108 aufweist. In der Berechnungseinrichtung 106 wird der Schlupf-Frequenz-Sollwert ωS* gemäß der folgenden Gleichung 23 berechnet:

mit
r2*: Sekundärwiderstand-Vorgabewert
l2*: Sekundärinduktivität-Vorgabewert

Dann werden ωr und ωS* im Addierer 108 addiert, um ω1* zu erhalten, und ω1* wird in der Phasenberechnungseinrichtung 10 integriert, um R* zu erhalten. In diesem Fall wird die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters auf ω1* eingestellt und die Motorschlupffrequenz wird auf ωS* eingestellt.

Die vorstehend angegebene Funktion ist die Grundfunktion für eine Vektorsteuerung unter Verwendung eines Drehzahlsensors. Wenn die Schlupffrequenz ωS so eingestellt wird, wie es durch die folgende Gleichung 24 wiedergegeben wird, stimmt der vorstehend genannte Wert R* mit R überein, und der Magnetfluß sowie das Drehmoment des Motors werden genau ein­ gestellt:

Tatsächlich stimmt jedoch, da die Schlupffrequenz durch ωS* gemäß Gleichung 22 eingestellt wird, welcher Wert unter Ver­ wendung des Sekundärwiderstand-Vorgabewerts r2* berechnet wird, ωS* nicht mit ωS überein, wenn der Sekundärwiderstand aufgrund einer Temperaturänderung der Sekundärwicklung des Motors schwankt, und demgemäß stimmt R* nicht mit R überein. In diesem Fall ist es unmöglich, den Magnetfluß und das Drehmoment gemäß den Sollwerten i1d* und i1q* einzustellen, und demgemäß kann keine genaue Steuerung vorgenommen werden.

Daher verwendet dieses Ausführungsbeispiel zusätzlich die Magnetfluß-Berechnungseinrichtung 14, um die Schwierigkeit zu überwinden. D. h., daß, ähnlich wie im Fall des Ausfüh­ rungsbeispiels von Fig. 1, die Sinussignale v1d" und v1q′′, wie sie von der Berechnungseinrichtung 14 geliefert werden, zu den Spannungssollwerten v1d* bzw. v1q* addiert werden, und daß die Induktivität abhängig von der Komponente des Stroms i1d ermittelt wird, wie sie aufgrund der obigen Addi­ tion erzeugt wird, und es wird die Magnetflußposition Φ1 ab­ geschätzt. Da Φ1 dem "Abweichungswinkel" zwischen der Ma­ gnetflußrichtung und der Achse d entspricht, ist es möglich, Φ1 dadurch dicht an den Wert Null zu bringen, daß Φ1 über das Kompensationselement 109 im Addierer 108 addiert wird und ω1* korrigiert wird. In diesem Fall wird R*gleich groß wie R (im Fall ω1 = 0). So wird, selbst dann, wenn sich ωS* aufgrund der Sekundärwiderstandsschwankung gegenüber dem richtigen Wert ωS ändert, die Schlupffrequenz auf den rich­ tigen Wert ωS korrigiert, R* kann auf dem Wert R gehalten werden, und der Magnetfluß und das Drehmoment können genau auf die Sollwerte i1d* und i1q* eingestellt werden.

Dieselbe Steuerung wird auch dann erzielt, wenn der Sekun­ därwiderstand-Vorgabewert r2* korrigiert wird, anstatt daß die Schlupffrequenz korrigiert wird. D. h., wenn Φ1 über das Kompensationselement 110 im Addierer 11 addiert wird und r2* korrigiert wird (der Korrekturwert ′′r2*+Δr2′′ entspricht dem Istwert r2), kann ω1 auf Null gebracht werden, R* nimmt den Wert von R an, und es wird genaue Steuerung erzielt.

Fig. 13 zeigt noch ein anderes Ausführungsbeispiel der Er­ findung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Erfindung so angewandt, daß eine Schwankung des Sekundärwiderstands in einem Vektorsteuersystem kompensiert wird, das mit einem Wechselstrom-Steuersystem zum Regeln des Momentanwerts 11 des Ausgangsstroms des Wechselrichters versehen ist. In Fig. 13 sind Teile mit derselben Funktion, wie sie Teile in den Fig. 9 und 12 aufweisen, mit denselben Symbolen versehen, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen.

Nachfolgend wird die Funktion des obigen Steuersystems be­ schrieben. Die Stromsteuerung ist dieselbe wie in Fig. 9, die Drehzahlsteuerung und die Frequenzsteuerung sind diesel­ ben wie in Fig. 12, und die Magnetflußposition-Berechnung ist dieselbe wie in Fig. 9. Daher werden sie nachfolgend im Überblick beschrieben.

Der Ausgangsstrom i1 des Wechselrichters wird abhängig vom Wechselstrom-Sollwert i1* eingestellt, wie er im Koordina­ tenumsetzer 83 abhängig vom Drehmomentstrom-Sollwert i1q* und vom Erregerstrom-Sollwert i1d* berechnet wird. Die Aus­ gangsfrequenz des Wechselrichters wird durch den Additions­ wert ω1* aus der Drehzahl ωr und dem Schlupf-Frequenz-Soll­ wert ωS* eingestellt. Die Schlupffrequenz wird gemäß Glei­ chung 23 eingestellt. Wenn jedoch der Sekundärwiderstand r2 schwankt, stimmt R* nicht mit R überein, und daher kann keine genaue Steuerung ausgeführt werden. Daher wird die Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung 94 zusätzlich dazu verwendet, den Magnetflußposition-Winkel Φ1 zu erhalten, und Φ1 wird im Addierer 108 über den Kompensator 109 hinzugege­ ben, um ω1* zu korrigieren oder im Addierer 111 über den Kompensator 110 eingegeben, um r2* zu korrigieren. Dadurch wird eine genaue Steuerung auf ähnliche Weise wie im Fall des vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiels reali­ siert.

So ist es selbst dann, wenn R* aufgrund einer Sekundärwider­ standsschwankung nicht mit R übereinstimmt, möglich, diese zwei Werte doch zur Übereinstimmung zu bringen und eine Kom­ pensation im Bereich der Drehzahl Null vorzunehmen, was bis­ her schwierig war.

Beim vorstehend genannten Ausführungsbeispiel wird die Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung kontinuierlich wäh­ rend des Betriebs betrieben, um eine Sekundärwiderstands­ schwankung zu kompensieren. Jedoch wird angemessene Kompen­ sationsgenauigkeit in einem Bereich hoher Drehzahlen auch dann verwendet, wenn ein vorhandenes Kompensationsverfahren verwendet wird, wie ein Verfahren zum Korrigieren der Schlupffrequenz abhängig von der Schwankung der induzierten elektromotorischen Kraft oder des Motormagnetflusses. Daher wird derselbe Vorteil wie beim zuvor genannten Ausführungs­ beispiel im Bereich hoher Geschwindigkeiten erzielt, wenn der Betrieb der Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung angehalten wird und die bekannte Kompensation ausgeführt wird.

Wie vorstehend beschrieben, ermöglicht es die Erfindung, ein Vektorsteuersystem ohne Drehzahlsensor zum genauen Einstel­ len der Drehzahl im gesamten Drehzahlbereich einschließlich Drehzahlen nahe bei Null sowie ein Vektorsteuersystem zu schaffen, das einen Drehzahlsensor verwendet, um für eine Kompensation einer Sekundärwiderstandsschwankung im gesamten Drehzahlbereich einschließlich Drehzahlen nahe Null zu sor­ gen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele für die Fälle be­ schrieben, daß das erfindungsgemäße Berechnungsverfahren für die Magnetflußposition und ein Motorsteuerverfahren unter Verwendung dieses Berechnungsverfahrens auf verschiedene Typen von Systemen angewandt werden.

Das Berechnungsverfahren für die Magnetflußposition einer Induktionsmaschine kann grundsätzlich durch die in den Fig. 14 und 15 dargestellten Einrichtungen realisiert werden. In Fig. 14 repräsentiert das Symbol 120 einen Sollwertgenerator zum Ausgeben der endgültigen Sollspannung, wie sie an eine Induktionsmaschine wie eine Vektorsteuerung (ohne oder mit Sensor) oder eine V/F-Steuerung anzulegen ist; 121 repräsen­ tiert einen Erreger für einen Wechselrichter oder einen Linearverstärker zum Ausgeben einer Spannung, die sich als Sollwertspannung eignet; 6 repräsentiert einen Stromsensor zum Erfassen des Primärstroms der Induktionsmaschine; 2 re­ präsentiert einen Induktionsmotor; 124 repräsentiert eine Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung zum Erzeugen einer Kennungsspannung vh* und zum Berechnen der Magnetflußposi­ tion Φ1 aus der Spannung vh* und dem Primärstrom der Induk­ tionsmaschine; 1241 repräsentiert eine Signalentnahmeein­ richtung wie ein Filter zum Entnehmen nur derjenigen Strom­ komponente ih, die dieselbe Frequenz wie die Kennungsspan­ nung aufweist, aus dem Primärstrom der Induktionsmaschine; und 1242 repräsentiert eine Φ1-Berechnungseinrichtung zum Berechnen der Magnetflußposition Φ1 der Induktionsmaschine aus vh* und ih.

Auf ähnliche Weise repräsentiert in Fig. 15 das Symbol 130 einen Sollwertgenerator zum Ausgeben des endgültigen Soll­ wertstroms, wie er einer Induktionsmaschine wie einer Vek­ torsteuerung (ohne oder mit Sensor) oder einer Schlupf-Fre­ quenz-Steuerung zuzuführen ist; 131 repräsentiert einen Er­ reger für einen Wechselrichter oder einen Linearverstärker zum Ausgeben eines Stroms, der sich für einen Sollstrom eig­ net; 132 repräsentiert einen Spannungssensor zum Erfassen der Primärspannung der Induktionsmaschine; 2 repräsentiert einen Induktionsmotor; 133 repräsentiert eine Magnetfluß­ position-Berechnungseinrichtung zum Erzeugen eines Kennungs­ stroms ih* und zum Berechnen der Magnetflußposition Φ aus dem Strom ih* und dem Primärstrom der Induktionsmaschine; 1331 repräsentiert eine Signalentnahmeeinrichtung wie ein Filter zum Entnehmen nur derjenigen Spannungskomponente vh aus der Primärspannung der Induktionsmaschine, die dieselbe Frequenz wie der Kennungsstrom aufweist; und 1332 repräsen­ tiert eine Φ-Berechnungseinrichtung zum Berechnen der Ma­ gnetflußposition Φ der Induktionsmaschine aus ih* und vh.

Es ist möglich, die Magnetflußposition für einen Motor gemäß dem oben angegebenen Berechnungsverfahren unter Verwendung einer Schaltung gemäß Fig. 14 oder Fig. 15 zu erhalten. Es ist auch möglich, die Magnetflußposition aus Werten von einem Stromsensor und einem Spannungssensor durch Kombinie­ ren der Ausführungsbeispiele der Fig. 14 und 15 zu berech­ nen. Das kombinierte Ausführungsbeispiel weist hervorragende Genauigkeit auf. Die Zahlen 1241 und 1242 in Fig. 14 sowie 1331 und 1332 in Fig. 15 sind Einrichtungen zum Realisieren des Magnetflußposition-Berechnungsalgorithmus, wie er durch die Fig. 7 bis 13 veranschaulicht wird.

Fig. 16 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Wechselstrom- Servosystems unter Verwendung einer Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung. Unter Verwendung des Systems verbes­ sert sich das Steuerverhalten beim Start und bei niedriger Drehzahl. In Fig. 16 repräsentiert das Symbol 140 einen Positionssollwert-Generator zum Erzeugen eines Positions­ sollwerts p*; 141 repräsentiert eine Positionssteuerung zum Berechnen einer Sollwertspannung für einen Wechselrichter unter Verwendung einer Istposition p, eines Positionssoll­ werts p* und eines Magnetflußposition-Datenwerts Φ1 (oder eines mit Φ1 in Beziehung stehenden Werts), wie von der Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung geliefert; 1 re­ präsentiert einen Wechselrichter zum Anlegen einer Spannung an eine Induktionsmaschine abhängig von einer eingegebenen Sollwertspannung v1*; 143 repräsentiert ein mechanisches System (gesteuerter Gegenstand), das von der Induktions­ maschine angetrieben wird; und 144 repräsentiert einen Posi­ tionssensor zum Messen der Position des zu steuernden Gegen­ stands. Die Symbole 2, 6 und 124 entsprechen in Fig. 14 dar­ gestellten Teilen.

Dieses Servosystem für einen Induktionsmotor wird zum An­ treiben einer Spindel oder dergleichen verwendet. Da sich ein solches System mit hoher Drehzahl dreht, ist es schwie­ rig, angesichts Problemen mit der mechanischen Festigkeit einen Drehzahlsensor am Motor zu befestigen. Daher ist es erwünscht, ohne Drehzahlsensor auszukommen. Beim Antreiben einer Spindel ist ausgehend vom Bereich geringer Drehzahlen ein angemessenes Drehmoment erforderlich. Unter Verwendung des in Fig. 16 dargestellten Servosystems ist es möglich, diesen Erfordernissen zu genügen und auch eine Positions­ steuerung hoher Leistungsfähigkeit zu realisieren.

Fig. 17 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Antriebssystems für ein Walzwerk unter Verwendung einer Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung. Durch Verwenden des Systems wird hohe Walzgenauigkeit erzielt, ohne daß ein Drehzahlsensor verwendet wird. In Fig. 17 bezeichnet die Zahl 150 einen Drehzahl-Sollwertgenerator zum Erzeugen des Drehzahl-Soll­ werts ωr* für einen Motor; 151 repräsentiert eine Drehzahl­ steuerung (z. B. eine Vektorsteuerung) zum Berechnen der Sollwertspannung für einen Wechselrichter unter Verwendung der Motordrehzahl ωr, des Drehzahl-Sollwerts ωr* und eines Magnetflußpositions-Datenwerts Φ1 (oder eines mit Φ1 in Be­ ziehung stehenden Werts), wie von der Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung geliefert; 152 repräsentiert eine Drehzahl-Berechnungseinrichtung zum Abschätzen der Motor­ drehzahl aus dem Primärstrom des Motors; und 153 repräsen­ tiert ein Walzwerksystem, das von einer Induktionsmaschine angetrieben wird. Die Symbole 1, 2, 6 und 124 entsprechen Teilen in Fig. 16.

Viele vektorgesteuerte Induktionsmaschinen mit Drehzahlsen­ sor werden derzeit mit Bearbeitungslinien für Eisen und Stahl oder dergleichen verwendet. Jedoch sind die meisten Motoren in ungünstigen Umgebungen angeordnet, in denen Staub, Schwingungen und Wärme (erhöhte Temperatur) existie­ ren. Daher arbeiten an Motoren angebrachte Drehzahlsensoren unter strengen Bedingungen, und demgemäß treten an den Sen­ soren häufig Schwierigkeiten auf. Darüber hinaus kann es abhängig vom Standort eines Motors schwierig sein, ihn zu warten, und demgemäß erfordert es viel Zeit, einen fehler­ haften Motor zu reparieren. Daher wird auf die Anwendung eines Motorsteuersystems ohne Drehzahlsensor hingewiesen. Im Bereich niedriger Drehzahlen ist die Genauigkeit der Dreh­ zahlsteuerung bisher schlecht. Daher bestehen Schwierigkei­ ten dahingehend, daß Drehmomentschwankungen zwischen Motoren existieren, wie sie für dieselbe Linie verwendet werden, und dadurch kann kein gleichmäßiger Betrieb erzielt werden.

Jedoch realisiert das erfindungsgemäße Walzwerk-Steuersystem eine genaue Steuerung im gesamten Drehzahlbereich bis zur Drehzahl Null. Daher werden die vorstehend genannten Schwie­ rigkeiten überwunden, und dadurch, daß kein Sensor verwendet wird, wird Wartungsfreiheit erzielt.

Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Drehmoment- Steuersystems unter Verwendung der oben genannten Magnet­ flußposition-Berechnungseinrichtung. Das System wird für ein elektrisches Schienenfahrzeug und ein Elektroauto verwendet. Unter Verwendung des Systems ist der Wirkungsgrad verbes­ sert, und die Größe eines Motors kann verringert werden.

In Fig. 18 repräsentiert die Zahl 160 einen Drehmoment-Soll­ wertgenerator zum Erzeugen eines Motordrehmoment-Sollwerts t*; 161 repräsentiert eine Drehmomentsteuerung zum Berechnen einer Sollwertspannung für einen Wechselrichter unter Ver­ wendung des Ist-Motordrehmoments t, des Drehmoment-Sollwerts t* und eines Magnetflußposition-Datenwerts Φ1 (oder eines mit Φ1 in Beziehung stehenden Werts), wie von einer Magnet­ flußposition-Berechnungseinrichtung geliefert; 162 repräsen­ tiert eine Drehmoment-Berechnungseinrichtung zum Abschätzen des Motordrehmoments aus dem Motorprimärstrom; und 163 re­ präsentiert ein Steuersystem für ein Schienenfahrzeug oder ein Elektroauto. Die Zahlen 1, 2, 6 und 124 entsprechen Tei­ len aus Fig. 16.

Ein elektrisches Schienenfahrzeug und ein Elektroauto erfor­ dern angemessene Drehmomenteinstellung auch bei Betrieb mit geringer Geschwindigkeit wie beim Anfahren oder beim Be­ schleunigen. Insbesondere im Fall einer Aufwärtssteigung ist selbst bei der Geschwindigkeit Null ein angemessenes Dreh­ moment erforderlich, da in diesem Fall der Schwerkraft das Gleichgewicht zu halten ist.

Daher wird bisher ein System mit einem Drehzahlsensor ver­ wendet, das die Motordrehzahl erfaßt und die Ausgangsfre­ quenz eines Wechselrichters unter Verwendung der erfaßten Geschwindigkeit einstellt.

Jedoch ist ein sensorfreies System erforderlich, da am Ort eines Motors viele Schwingungen auftreten und Schwierigkei­ ten hinsichtlich der Zuverlässigkeit eines Drehzahlsensors bestehen. Die Erfindung realisiert ein zuverlässiges System, da ein angemessenes Drehmoment ohne Verwendung eines Dreh­ zahlsensors im gesamten Drehzahlbereich bis zur Geschwindig­ keit Null erhalten werden kann. Darüber hinaus verbessert die Erfindung den Systemwirkungsgrad und verringert die Größe eines Motors, da zwischen dem dem Drehmoment entspre­ chenden Strom und dem tatsächlichen Drehmoment selbst im Bereich mit geringer Drehzahl eine proportionale Beziehung aufrechterhalten wird, weswegen kein übermäßig großer Strom fließen muß.

Fig. 19 zeigt ein Aufzugsystem unter Verwendung einer Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung. Unter Verwendung des Systems kann der Systemaufbau vereinfacht und verklei­ nert werden.

In Fig. 19 bezeichnet die Zahl 170 einen Positions-Sollwert­ generator zum Erzeugen eines Positionssollwerts p* für eine Aufzugskabine; 171 repräsentiert eine Positionssteuerung zum Berechnen eines Drehzahl-Sollwerts ωr* aus der Istposition p der Aufzugskabine und dem Positionssollwert p* für die Auf­ zugskabine; 172 repräsentiert eine Drehzahlsteuerung zum Be­ rechnen eines Drehmoment-Sollwerts τe* aus der Motordrehzahl ωr und dem Drehzahl-Sollwert ωr*; 173 repräsentiert eine Drehmomentsteuerung zum Berechnen einer Sollwertspannung für einen Wechselrichter aus dem Motordrehmoment τe und dem Drehmoment-Sollwert τe*; 174 repräsentiert eine Drehzahl- Berechnungseinrichtung zum Abschätzen der Motordrehzahl aus dem Motordrehmoment; 175 repräsentiert eine Drehmoment- Berechnungseinrichtung zum Abschätzen des Motordrehmoments aus dem Primärstrom des Motors; 176 repräsentiert ein von einer Induktionsmaschine angetriebenes Aufzugssystem; und 177 repräsentiert einen Positionssensor zum Erfassen der Position der Aufzugskabine. Der von der Magnetflußposition- Berechnungseinrichtung 124 gelieferte Magnetflußposition- Datenwert Φ (oder ein mit Φ in Beziehung stehender Wert) wird, falls erforderlich, in die Steuerungen 171 bis 173 eingegeben. Die Zahlen 1, 2, 6 und 124 bezeichnen gleiche Teile wie in Fig. 16.

Das Aufzugssystem erfordert ein großes Startdrehmoment, um die Schwerkraft und die Haftreibungskraft ausgehend vom Stillstand zu überwinden. Daher wird, wenn gemäß dem Stand der Technik vorgegangen wird, das Drehmoment im Bereich kleiner Geschwindigkeiten unzureichend, und es fließt ein großer Strom durch den Motor und den Wechselrichter, um das fehlende Drehmoment zu kompensieren. So besteht die Schwie­ rigkeit, daß die Größe des Systems zunimmt.

Da die Erfindung eine genaue Steuerung im gesamten Drehzahl­ bereich bis zur Drehzahl Null ohne Verwendung eines Dreh­ zahlsensors realisiert, ist der Systemaufbau vereinfacht, und es fehlt auch nicht an Drehmoment, so daß damit zusam­ menhängende Schwierigkeiten nicht auftreten.

Vorstehend sind Ausführungsbeispiele für einige Systeme unter Verwendung der Magnetflußposition-Berechnungseinrich­ tung von Fig. 14 dargelegt. Jedoch werden dieselben Vorteile erzielt, wenn statt dieser Berechnungseinrichtung diejenige von Fig. 15 und ein Wechselrichter mit Stromsteuerung ver­ wendet werden.

Darüber hinaus ist vorstehend ein Ausführungsbeispiel für ein System ohne Drehzahlsensor dargelegt. Jedoch kann auch bei einem System mit einem Drehzahlsensor die Einstellge­ nauigkeit und die Ansprechgeschwindigkeit dadurch verbessert werden, daß der Sekundärwiderstand abhängig von Daten für die Magnetflußposition eines Motors korrigiert wird. Z. B. wird eine Vektorsteuerung unter Verwendung eines Drehzahl­ sensors für die Hauptantriebseinheit in einem Walzwerkan­ trieb und für eine Prozeßlinie verwendet. Jedoch tritt eine Schwierigkeit aufgrund einer Sekundärwiderstandsschwankung auf, wie sie durch eine Temperaturänderung in einem Motor hervorgerufen wird, wie im Abschnitt zum Stand der Technik beschrieben. Die dem Drehmoment entsprechende Schwankung der Motorspannung (Magnetfluß) erhöht den zulässigen Maximalwert der Ausgangsspannung eines Wechselrichters und damit die Größe des Wechselrichters. Darüber hinaus erschwert eine Verzögerung bei der Drehmomentsteuerung eine Steuerung mit schnellem Ansprechverhalten. Ein erfindungsgemäßes Vektor­ steuersystem mit Drehzahlsensor überwindet die vorstehend genannten Schwierigkeiten und realisiert ein hochwirksames System mit schnellem Ansprechverhalten, das hervorragende Wirtschaftlichkeit aufweist.

Systeme mit Drehzahlsensor werden derzeit häufig für elek­ trische Schienenfahrzeuge, Elektroautos und Wechselstrom- Servosysteme verwendet. Wenn jedoch das erfindungsgemäße Steuersystem auf diese Systeme angewandt wird, wird derselbe Vorteil wie beim oben angegebenen Walzwerkantrieb erzielt. Da es die Erfindung ermöglicht, die Magnetflußposition in einem Motor genau abzuschätzen, wird eine Vektorsteuerung abhängig von der Magnetflußposition und auch eine genaue Steuerung der Position, der Drehzahl und des Vektors bis in die Nähe der Drehzahl Null realisiert.

Claims (14)

1. Verfahren zum Ermitteln des Magnetflusses eines Induk­ tionsmotors, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

• - Überlagern des Ausgangssignals einer Wechselspannungsver­ sorgung, in einer Einrichtung zum Betreiben des Induktions­ motors durch die Wechselspannungsversorgung, mit einer Wech­ selkomponente mit einer Frequenz, die sich von der Frequenz der Wechselspannungsversorgung unterscheidet;
• - Erfassen einer physikalischen Größe, die in Beziehung mit dem Sättigungszustand des Eisenkerns des Motors steht, gemäß der Beziehung zwischen der Wechselkomponente und einer Wechselgröße, wie sie im Motor als Ergebnis der oben ange­ gebenen, der Wechselkomponente entsprechenden Überlagerung erzeugt wird, wodurch die Position (der Winkel) des Magnet­ flusses des Motors abhängig von der erfaßten physikalischen Größe erhalten wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die physikalische Größe die Streuinduktivität einer Motor­ wicklung ist.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselspannungsversorgung ein Spannungsumrichter ist, dessen Ausgangsspannung oder -strom und dessen Frequenz frei eingestellt werden können, und daß die Wechselkomponente dem Ausgangssignal dadurch überlagert wird, daß ein Wechsel­ signal zu einem Sollwert zum Angeben der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms addiert wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter ein Spannungsumrichter zum Ausgeben einer Wechselspannung abhängig von jedem Spannungssollwert oder jedem Stromsollwert und dem zugehörigen Frequenzsollwert für Achsen d und q ist, die einander rechtwinklig in Drehfeld­ koordinaten schneiden, wobei das Wechselfeld zu jedem Span­ nungssollwert oder jedem Stromsollwert für die Achsen d und q addiert wird, die Streuinduktivität des Motors im Fall der Addition abhängig von der Motorspannung oder dem -strom gemessen wird, wie in einen Drehfeldkoordinatenwert umge­ setzt, und die Position (der Winkel) des Magnetflusses des Motors abhängig von der ermittelten Streuinduktivität erhal­ ten wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselsignal mit einem vorgegebenen Wert zu jedem Span­ nungssollwert oder jedem Stromsollwert für die Achsen d und q addiert wird, wie sie jeweils einem von mindestens drei Modi entsprechen, um eine magnetomotorische Wechselkraft in drei verschiedenen Richtungen im Motor für jeden Modus zu erzeugen, und daß drei Induktivitäten, jedem Modus entspre­ chend, gemäß der Motorspannung oder dem Motorstrom, wie in einen Drehfeld-Koordinatenwert umgesetzt, und dem Wechsel­ signal entsprechend im Fall der vorstehend genannten Erzeu­ gung der magnetomotorischen Wechselkraft gemessen werden, um die Position (den Winkel) des Motormagnetflusses mit der Grundwelle zu erhalten.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sich die drei verschiedenen Richtungen mit einem elektri­ schen Winkel von 45° voneinander unterscheiden.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselsignal vom Umrichter an den Motor angelegt wird, bevor der tatsächliche Betrieb gestartet wird, um vorab die Streuinduktivität des Motors zu messen und charakteristische Werte oder einen charakteristischen Wert (für den Mittelwert und/oder die Schwankungsbreite) abzuspeichern, und daß, wäh­ rend des Betriebs, die Streuinduktivität unter Verwendung einer oder zwei der Modi gemessen wird, um die Position (den Winkel) des Motormagnetflusses abhängig vom Induktivitäts­ wert und den charakteristischen Werten oder dem charakteri­ stischen Wert zu erhalten.

8. Steuerverfahren für einen Induktionsmotor zum Betreiben und Steuern eines Induktionsmotors durch einen Spannungsum­ richter zum wahlweisen Steuern der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms und seiner Frequenz abhängig von zugehörigen Sollwertsignalen, gekennzeichnet durch den folgenden Schritt:

• - Ändern der Frequenz oder der Phase der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms abhängig vom Positionssignal des Motormagnetflusses, wie durch eines der Verfahren nach den Ansprüchen 3 bis 7 erhalten.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Sollwertsignal für die Frequenz aus der Summe eines Schlupf-Frequenz-Sollwerts, wie er durch Multiplizieren des Drehmomentstroms des Motors mit einem Koeffizienten erhalten wird, und einem gemessenen Drehzahlwert erhalten wird, und der Koeffizient abhängig vom Positionssignal für den Motor­ magnetfluß verändert wird, wie durch eines der Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 7 erhalten.

10. Steuerung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz oder die Phase der Ausgangsspannung oder des Ausgangsstroms des Spannungsumrichters abhängig vom Magnet­ flußposition-Signal nur dann verändert wird, wenn die Aus­ gangsfrequenz des Umrichters einem vorgegebenen Wert ent­ spricht oder kleiner ist.

11. Wechselspannung-Servosystem mit einem Spannungsumrich­ ter (1) zum Ausgeben eines Wechselsignals; einem vom Umrich­ ter betriebenen und gesteuerten Induktionsmotor (2); einem mit dem Induktionsmotor verbundenen mechanischen System (143); einer Einrichtung (144) zum Messen zumindest der Position des mechanischen Systems; einer Einrichtung (140) zum Angeben der Position; einer Positionseinstelleinrichtung (141) zum Erzeugen eines Ausgangssignals in solcher Weise, daß der Istwert der Position mit dem Sollwert zur Überein­ stimmung kommt; und einer Einrichtung zum Steuern des Um­ richters abhängig von diesem Ausgangssignal; dadurch gekennzeichnet, daß

• - eine Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung (124) vor­ handen ist, die mit einem der Verfahren nach einem der An­ sprüche 3 bis 7 arbeitet, und daß das Ausgangssignal der Positionseinstelleinrichtung abhängig von den Magnetfluß­ position-Datenwerten korrigiert wird, wie sie von der Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung ausgegeben werden.

12. Walzwerk-Antriebssystem zum Einstellen der Walzge­ schwindigkeit, mit einem Spannungsumrichter (1) zum Ausgeben eines Wechselsignals; einem Induktionsmotor (2), der vom Um­ richter betrieben und gesteuert wird; einem Walzwerk (153) zum Antreiben von Walzen unter Verwendung des Induktions­ motors als Kraftquelle; einer Einrichtung (152) zum Ab­ schätzen oder Messen zumindest der Drehzahl des Induktions­ motors oder der Walzen; einer Einrichtung (150) zum Vorgeben der Drehzahl; einer Drehzahleinstelleinrichtung (151) zum Erzeugen eines Ausgangssignals in solcher Weise, daß der Schätzwert oder gemessene Wert der Drehzahl in Übereinstim­ mung mit dem Sollwert kommt; und einer Einrichtung zum Steuern des Umrichters gemäß dem Ausgangssignal; dadurch gekennzeichnet, daß

• - eine Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung (124) vor­ handen ist, die mit einem der Verfahren nach einem der An­ sprüche 3 bis 7 arbeitet, und daß das Ausgangssignal der Positionseinstelleinrichtung abhängig von den Magnetfluß­ position-Datenwerten korrigiert wird, wie sie von der Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung ausgegeben werden.

13. System für ein elektrisches Schienenfahrzeug oder ein Elektroauto mit einem Spannungsumrichter (1) zum Ausgeben eines Wechselsignals; einem Induktionsmotor (2), der vom Um­ richter betrieben und gesteuert wird; einem elektrischen Schienenfahrzeug oder Elektroauto (163), das den Induktions­ motor als Kraftquelle verwendet; einer Einrichtung (162) zum Messen oder Abschätzen zumindest des Antriebsmoments des elektrischen Schienenfahrzeugs oder des Elektroautos; einer Einrichtung (160) zum Vorgeben des Drehmoments; und einer Drehmoment-Einstelleinrichtung (161) zum Erzeugen eines Aus­ gangssignals in solcher Weise, daß der gemessene oder abge­ schätzte Wert für das Drehmoment mit dem Sollwert überein­ stimmt; dadurch gekennzeichnet, daß

• - eine Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung (124) vor­ handen ist, die mit einem der Verfahren nach einem der An­ sprüche 3 bis 7 arbeitet, und daß das Ausgangssignal der Positionseinstelleinrichtung abhängig von den Magnetfluß­ position-Datenwerten korrigiert wird, wie sie von der Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung ausgegeben werden.

14. Aufzug-Antriebssystem mit einem Spannungsumrichter (1) zum Ausgeben eines Wechselsignals; einem Induktionsmotor (2), der vom Umrichter betrieben und gesteuert wird; einem Aufzug (176), der den Induktionsmotor als Kraftquelle ver­ wendet; einer Einrichtung (177) zum Messen der Position der Aufzugskabine; einer Einrichtung (170) zum Vorgeben der Position der Aufzugskabine; einer Positionseinstelleinrich­ tung (171) zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals in solcher Weise, daß der Istwert der Aufzugskabinenposition in Übereinstimmung mit dem Sollwert kommt; einer Einrichtung (174) zum Abschätzen oder Messen der Drehzahl des Induk­ tionsmotors; einer Drehzahleinstelleinrichtung (172), die das erste Ausgangssignal als Drehzahl-Sollwert für den In­ duktionsmotor verwendet und ein zweites Ausgangssignal in solcher Weise erzeugt, daß der geschätzte oder gemessene Wert der Drehzahl des Induktionsmotors mit dem Sollwert zur Übereinstimmung kommt; einer Einrichtung (175) zum Abschät­ zen oder Messen des Drehmoments des Induktionsmotors; einer Drehmoment-Einstelleinrichtung (173), die das zweite Aus­ gangssignal als Drehmoment-Sollwert für den Induktionsmotor verwendet, und ein drittes Ausgangssignal in solcher Weise erzeugt, daß der geschätzte oder gemessene Wert des Dreh­ moments des Induktionsmotors mit dem Sollwert zur Überein­ stimmung kommt; und einer Einrichtung zum Einstellen des Um­ richters abhängig vom dritten Ausgangssignal; dadurch gekennzeichnet, daß

• - eine Magnetflußposition-Berechnungseinrichtung (124) vor­ handen ist, die mit einem der Verfahren nach einem der An­ sprüche 3 bis 7 arbeitet, und daß das Ausgangssignal der Positionseinstelleinrichtung abhängig von den Magnetfluß­ position-Datenwerten korrigiert wird, wie sie von der Ma­ gnetflußposition-Berechnungseinrichtung ausgegeben werden.