CN1099200A - 控制感应电动机的方法 - Google Patents

Abstract

一种控制感应电动机的方法，将一频率不同于用 来驱动感应电动机之交流电源的基波频率的交流信 号叠加在交流电源上，从而根据由于叠加而流过的电 动机电流和交流信号的电压或根据交流信号所产生 的电动机电压和电流来检测由于电动机铁芯饱和状 态不同而产生的物理值(漏电感)。通过改变基波的 相位使上述过程重复多次，根据多个得到的物理值来 得出基波磁通的位置(角度)并根据磁通位置信号控 制感应电动机。

Description

本发明涉及通过电力变换器例如逆变器来控制感应电动机的装置，尤其涉及用来在低速区域精确地控制感应电动机之位置、速度及转矩的方法。

由于被广泛地用于控制铁和钢的轧机中的滑差频率控制型矢量控制方法和目前用于FA的伺服驱动采用一种根据差频指令值及实际转速之和来控制逆变器之输出频率的系统，所以速度传感器对电动机设备来说是不可缺少的，从而这种方法的应用受到了限制。

因此，如在“使用感应电机无速度传感器矢量控制中的电流状态及问题”（由Symposium  S.在1991年9月日本电子工程学院的一般会议上公开）一文或美国专利4，680，526中揭示了一般公知的几种不使用速度传感器的精确的速度控制方法。

然而，任一方法均存在一个问题，由于初级电阻的减小降低了速度估计时的精确性，因此，由于旋转速度是根据由电动机旋转而引起的电动势来估计的，所以在速度接近于零处的电动势小时降低了速度和转矩控制的精确性。

而且，滑差额率控制型矢量控制方法（使用一传感器）存在一问题：电动机的磁通随着转矩而变化，或除非用来计算滑差频率指令值的电动机的次级电阻等于实际值，否则会出现的转矩控制的迟滞。这便是众所周知的由于次级电阻的波动而造成的矢量控制中的问题。

为了消除无速度传感器速度控制中初极电阻降低的影响，因此有在电动机中设置一测试线圈，检测电动机电压和电流的三次谐波，和检测电动机的槽隙谐波电压等几种方法。然而，从根据由电动机之 旋转而产生的初级联链磁通量之变化来检测电动势的角度而言，任一种方法与上述无速度传感器矢量控制方法是相同的。因此，由于在零速度附近电动势小，且在所测得电压中含有噪声（来自逆变器的谐波脉动等）从而降低了SNR（信噪比），同样难以进行精确的控制。而且，对于任一种方法而言，难以限制电动机的结构。

为了解决使用速度传感器之矢量控制中次级电阻波动的问题，有些方法检测电动机的感应电动势并根据这种波动量来校正运行中的次级电阻值，以及在电动机中设置一个温度计，并从测得的温度来估计次级电阻值，从而将估计值用作工作时的次级电阻值。然而，前者的缺点在于：由于如上所述，当速度接近于零处感应电动势小时初级电阻减小，因而准确的联系有困难，后者的缺点在于其电动机的结构复杂。

本发明的一个目的在于解决上述问题，并提供一种能够准确地控制包括接近速度为零处的位置、速度及转矩的方法。

为实现上述目的，在逆变器输出电压指令值上叠加一个交流电压，并检测相应于交流电压而流动的电动机电流，从而根据这个交流电压及交流电流来测量电动机绕组的漏电感。根据电感值随着绕组和电动机之磁通间的位置关系而变化的现象，由一电感值来估计磁通位置（旋转角度），并根据估计得到的磁通角来控制逆变器的输出电压相位，从而控制电动机电流的激励分量和转矩分量（等于次级电流）。

电动机中根据电动机电压/电流而产生磁通。因此，磁通流过的铁芯中出现磁饱和（即，饱和程度高）。同样地，对于安装初级绕组的齿形部分而言，位于磁通方向的部分饱和程度高。初级绕组的漏电感由于齿形部分的磁饱和而变化。因此，如上所述，一个不同于基波分量的交流电压被叠加在电动机电压上，并由因叠加而生成的电流与交流电压之间的关系来测量绕组电感，且由该电感的变化来估计磁通位置（旋转角）。根据磁通位置来控制逆变器输出电压/电流，从而控制电动机转矩并对磁通量进行无相互作用的控制（矢量控制）。

在这种情况下，由于矢量控制即使在低旋转速区域亦能可靠地进行，从而解决了上述问题。

图1是本发明之一实施例的无速度传感器矢量控制器之框图;

图2是电动机电压和电流的矢量图;

图3是图1中磁通位置计算器的框图;

图4是感应电动机的一种模型;

图5是本发明漏电感的测量结果;

图6示出了本发明的磁通和电动机的绕组之间的位置关系;

图7是本发明漏电感测量方式的矢量图;

图8是本发明另一实施例的无速度传感器矢量控制器的框图;

图9是本发明又一实施例的无速度传感器矢量控制器的框图;

图10是图9中磁通位置计算器的框图;

图11是本发明再一实施例的无速度传感器矢量控制器的框图;

图12是本发明又一实施例的矢量控制器的框图;

图13是本发明另一实施例的矢量控制器的框图;

图14是本发明的磁通位置计算器的框图;

图15是本发胆的磁通位置计算器的另一框图;

图16是本发明的交流伺服系统的框图;

图17是本发明的轧机的框图;

图18是本发明的电气-机动有轨车及电气-电动车系统的框图;

图19是本发明的电梯系统的框图。

以下参照图1描述了将本发明用于无速度传感器矢量控制系统的一种实施例。图1中，标号1代表输出一个正比于电压指令v1^＊的电压的逆变器，2代表一个感应电动机，3代表根据在旋转磁场坐标 系上垂直相交的d一轴和q轴分量的电流指令ild^＊和ilq^＊及输出频率指令ω^＊来输出电压指令vld^＊和vlq^＊的电压指令计算器，4代表由v1d^＊和v1q^＊来计算三相电压指令v^＊的坐标变换器，5代表将vl^＊转换为脉冲宽度调制信号并对逆变器输出电压进行脉冲宽度调制的PWM信号发生器，6代表检测电动机电流的电流检测器，7代表检测相互间垂直相交的励磁电流ild的分量的转矩电流ilq的分量的电流分量检测器，8代表根据励磁电流指令ild^＊及其所检测得的值ild之差输出一个频率指令ωl^＊的电流调节器，9代表将一相对应于励磁电流指令ild^＊及其所检测得的值ild之差的输出加在vld上的电流调节器，10代表对ωl^＊进行积分并输出相位判断信号θ^＊的相位计算器，11代表输出速度指令ωr^＊的速度指令电路，12代表根据所检测得的转矩电流值ilq来估计滑差频率ωs的滑差频率计算器，13代表根据ωr^＊和估计得的速度值ωr^-之差输出转矩电流指令iq^＊以控制速度的速度调节器，14代表根据id分量估计电动机磁通位置Φ1的磁通位置计算器，所述id分量由将正弦波信号vld″和vlq″加在vld^＊和vlq^＊上而产生，15和16代表用来将Φ1加到加法器17或18上并校正ωl^＊或θ^＊的成正比例增大并积分的补偿元件。

以下对控制系统进行了描述。由于在由Okuyama、Fujimoto等人在DENKAKURON，107，第191至198页（1987年）的“感应电动机速度及电压无传感器矢量控制方法”一文中对于除了14至18外的1至13部分的工作情况已作了详细描述，下面对其重点进行说明。

该系统被粗略地分为三部分。第一部分是输出电压控制部分，它包括一个电压指令计算器3，一个坐标系变换器4，及一个脉冲宽度调制器5，在其中进行了下面的操作。

图2以矢量图的形式示出了电动机电压与电流之间的关系。这里，d轴和q轴是以一同步速度ω旋转的正交旋转座标。如图2中所 示，由感应电动势el′与漏阻抗降落（rlil，ωl（11+12′）il）之和来表示加在电动机每一相上的电压v。因此，为了控制vl，根据下面的表达式1对其指令值vld^＊和vlq^＊进行计算。

vld^＊＝rlild^＊-ωl^＊（11+12′）ilq^＊

vlq^＊＝rlilq^＊+ωl^＊（11+12′）ild^＊+ωl^＊（M/L₂）Φ2d^＊……（1）

其中，ωl^＊（M/L₂）Φ2d^＊是感应电动势el′的判断值，ωl^＊（11+12′）il^＊是漏阻抗降落的估计值。

而且，通过坐标变换器4由vld^＊和vlq^＊来计算三相电压指令值vl^＊。由于三相电压的相位信号互相间的区别仅在于相位相差120°，仅示出u相电压指令uv^＊从而得到下面的表达式2。

v_u＝-|v₁ ^＊|sin（θ^＊+δ^＊）

其中W₁ ^＊l＝ $\sqrt{v{}_{\mathrm{1d}}*{}^2{\mathrm{+v}}_{\mathrm{1q}}{}^{\mathrm{*2}}}$ ，δ^＊＝-tan^-1v_ld ^＊/v_lq ^＊）…（2）

而且，由脉冲宽度调制器5将vl^＊变换为一个脉冲宽度调制信号，并由此去控制逆变器1的输出电压。因此，逆变器输出电压的基波分量瞬时值被控制为与vl^＊成比例并根据vl^＊＊、vl^＊和θ^＊对电动机电压vl进行控制。在这种情况下，当表达式1中漏阻抗降落的估计值等于实际值时，感应电动势的实际值el（矢量）与表达式1所给出的判断值相同，在上述条件下，el′的取向与q轴相同。这时，相位判断θ^＊等于与实际磁通矢量（与el′正交）的定子u相轴所成的旋转角θ，且θ^＊逐渐地与磁通的旋转角θ相等。

图1的第二部分用作一电流控制部分，它包括电流检测器6，电流分量检测器7，和两个电流调节器8和9。

如上所述，在el′的取向与q轴相一致的条件下，根据下面的表达式3由电流分量检测器7计算得的ild和ilq逐渐地与图2所示的励磁电流i0′和转矩电流i2′相等。

因此，当根据ild的控制偏差由电流调节器9对vld^＊进行校正时，id（i0′）受到控制以逐渐等于ild^＊。电动机的磁通量Φ2d被控制成正比于ild^＊。且以相应于ilq的控制偏差对ωl^＊和电动势判断值el′^＊（＝ω（M/L₂）Φ2d^＊）进行控制，并由此控制ilq（i2′）使之逐渐等于ilq^＊在这一情况下，由电动机产生的转矩τe由下面的表达式4示出，它正比于ilq^＊。

${\tau }_e\mathrm{=3p}\frac{M}{L_2}{\phi }_{\mathrm{2d}}i{}_{\mathrm{1q}}\mathrm{*(\because \phi }{}_{\mathrm{2q}}\mathrm{0,i}{}_{\mathrm{1q}}\mathrm{=i}{}_{\mathrm{1q}}\mathrm{*)\; \dots \dots (4)}$

其中P是极对数。

而且，图1系统的第三部分用作一速度控制部分，它包括一个速度指令电路11，一个滑差频率计算器12，和一个速度调节器13。根据表达式5由计算器12来计算出滑差频率的估计值ωs^-。

ω_s ^-= 1/(T₂*) · (M*)/(φ_2d*) i_1q……（5）

其中

T：电动机次级系数的判断值

M^＊：励磁电感的判断值

Φd^＊：电动机磁通的判断值（＝Mid^＊）

随后，从ωl^＊中减去ωs^-得到速度估计值ωr^-，且由速度调节器13根据速度指令值ωr^＊和ωr^-之间的差来计算ilq，然后，由于如上所述根据ilq^＊对ilq和转矩τe进行控制，因而可对速度进行控制使得ωr^-等于ωr^＊。

上文所提及的是无速度传感器矢量控制的基本操作。当工作频率为1HZ或更高时，可根据上述操作很准确地进行速度控制。然而，在1HZ或更低的低频区域中转速的控制准确率会降低。

这一问题被认为主要是由电动机初级电阻rl的波动所引起的。即，当rl由于电动机温度的变化而变化时，用于表达式1的初级电阻降落的估计值（rl^＊il^＊）不等于实际的初级电阻降落值（rlil）。在这种情况下，el′的实际值偏移其判断值el^＊且el′的取向与q轴不一致。当频率低且el′很小时，由于初级电阻降落相对于电压vl的比率增加了，使得上述趋势更加明显。因而，在低频工作时，由于初级电阻波动（初级电阻降落值的估计误差）使el′与q轴之间有一“偏移”。这时，相位判断θ^＊与实际磁通相位θ不相同，矢量控制变得不完善，且转矩τe与ilq^＊不成比例。而且，由于磁通Φ2d随着转矩而变化，在根据表达式5而计算的ωs^-中亦有一估计误差。其结果是，ωr^-中亦有一误差。因而，降低了速度和转矩控制的准确性。

上述问题在无速度传感器矢量控制中是常见的，因此，建议使用前文所述的各种方法来解决该问题。然而，目前未能有强有力的措施。本发明通过增加磁通位置计算器14或类似器件来解决这些问题。

图3示出了磁通位置计算器14所含的主要计算内容。图3中，标号31表示输出两相正弦波信号（sinωt和cosωt）的信号发生器，32代表输入一信号（sinωt）并相应地在模式1、2和3中输出（1/ $\sqrt{2}$ ）sinωt（1

sinωt和sinωt信号的开关电路，33代表输出（1/

）sinωt、-（1/

）sinωt及0的开关电路，34和35代表分别以sinωt信号和cosωt信号乘以电流ild的乘法器，36和37代表对乘法器34和35的输出进行积分的积分器，38代表在每一模式中根据积分器36和37的输出值来测量电感值Lσ1、Lσ2及Lσ3的电感计算器，39代表根据每一Lσ来计算电动机磁通的位置角Φ1的计算器。

以下对计算内容进行说明。首先，对作为基本内容的、用来估计磁通角Φ的原理进行描述。图4示出了感应电动机的一种模型。假设在电动机中磁通的方向Φ如图所示，位于方向Φ的铁芯部分产生磁饱和（饱和程度高）。同样，对于安装了初级绕组的齿形部分而言，处于方向Φ的部分具有高的饱和程度。由于齿形部分磁饱和的影响使初级绕组的漏电感发生变化。如图4所示，例如，处于方向Φ的绕组A的漏电感小于与方向Φ相垂直的绕组B的漏电感。图5示出了测量电感的结果，其中示出了每一绕组的漏电感对应于励磁电流（磁通量）的变化。如图5所示，我们已通过实验得到证实，电感值依据接近额定励磁电流（3A）处磁通和绕组间的位置关系而大幅度地变化。

因此，可通过检测电感变化来估计磁通位置（方向），可通过相应于估计得的磁通位置来控制制逆变器的输出电压/电流从而在不受上述初级电阻变化之影响的条件下准确地控制一个矢量。这是估计磁通位置的基本原理。

以下是对用来估计磁通位置的电感Lσ进行测量的原理所作的描述。首先，将一频率不同于基波的正弦波电压v（＝sinωt）加在电动机上以测量由于该电压而引起的交流电流i。当电压v的角频率ω比电动机第二时间常数T时的倒数大得多时，由于可用一阶滞后系统近似地得出绕组的交流电流/所加电压的传递函数，可由下面的表达式6表示电流i。

$\mathrm{i\; =(}\frac{\mathrm{R\sigma }}{{\mathrm{R\sigma }}^2{\mathrm{+(\omega \; L\sigma )}}^2}\mathrm{-\; j}\frac{\mathrm{WL\sigma }}{{\mathrm{R\sigma }}^2{\mathrm{+(\omega \; L\sigma )}}^2}\mathrm{)v\; \dots \dots (6)}$

其中Rσ是绕组电阻。

通过根据v对所检测得的i进行傅里叶变换、得到一个与v同步的分量和一相位相差90°的分量，并假设前一分量等于表达式6右边的第一项且后一分量等于其第二项，可由下面所示的表达式7得到Lσ。

$\mathrm{L\sigma =}\frac{1}{\mathrm{10}}\frac{\mathrm{-\; ｜v\; ｜}\frac{2}{T}{\∫}_0^T\mathrm{i\; cos\omega \; tdt}}{(\frac{2}{T}{\∫}_0^T{\mathrm{i\; sin\omega \; tdt)}}^2\mathrm{+(}\frac{2}{T}{\∫}_0^T{\mathrm{icos\omega \; tdt)}}^2}\mathrm{\dots \dots (7)}$

其中T是比v的周期大整数倍的时间。

因此，可根据v和i来测得Lσ。

以下是说明估计磁通位置和计算器14的操作的基本原理。如图 6中所示，假设磁通Φ的方向与其上加有上述交变电压v的绕组C的电动势方向间形成的角度为Φ。这种情况下，由于Φ等于π/2或3π/2时Lσ最小而Φ等于0或π时Lσ最大，因此，Lσ作为2Φ的函数而变化，可用下面的表达式8来表示Lσ。

Lσ＝Lσm（1+acos2Φ）……（8）

其中Lσm：Lσ的平均值

a：Lσ的变化宽度

这时，为了使用与前文所述相同的方法来测量Lσ，将交变电压加在“Φ＝Φ1+ (π)/4 和Φ＝Φ1-π/4的绕组上。假设每一Lσ为Lσ1和Lσ2，可得到下面的表达式。

Lσ1＝Lσm（1-asin2Φ1）……（9）

Lσ＝Lσm（1+asin2Φ）……（10）

由表达式（9）和（10），可得到下面的表达式。

Lσ_m＝ (Lσ1+Lσ2)/2 ……（11）

而且，通过将交变电压加在“Φ＝Φ1”的绕组上来测量Lσ3时，可由表达式（9）和（12）得到下面的表达式。

Lσ＝Lσm（1+acos2Φ）……（12）

Φ1＝ 1/2 tan^-1(Lσm-Lσ1)/(Lσ3-Lσm) ……（13）

即，可通过测量“Φ＝Φ1+π/4”、Φ1-π/4及Φ1”三点来得到Φ1并估计磁通位置。

计算器14根据上述估计原理来运算。以下参照图5和7的矢量图来描述计算器14的工作情况。对于矢量控制而言，理想的状态是轴d与磁通Φ的方向一致，然而，通过假设前者与后者不一致可假设存在一角度差Φ1。以下按顺序描述方式1、2和3。

[方式1]

当vld″通过开关电路32时将正弦波信号（（1/ $\sqrt{2}$ ）Sinωt）加在vld^＊上，且当vlq^＊″通过开关电路33时将上述正弦波信号加在vlq^＊上。这一状态相对应于这样一种情况，即交变电压v被加在其磁动势具有方式1的方向（与d轴呈45°）的绕组上。这时，在上述方向产生一交变的磁动势，且有一交变电流i流过。由于即使从d轴观测，电流i的相位也不变化，因此可由ild检测该相位。所以，通过使用乘法器34和35，积分器36和37及电感计算器38并根据ild及sinωt和cosωt信号来计算表达式7可得到Lσ1。因而，Lσl被储存在计算器38中。

[方式2]

当vld^＊穿过开关电路32时信号（（1/ $\sqrt{2}$ ）sinωt）被加在每一电压指令值上，而当vlq^＊穿过开关电路33时与上述信号反相的信号（-（1/

）sinωt）被加在每一电压指令值上。在上述状态下，以图7中方式2的方向施加电压v。所以，交变电流i以同一方向流过。由于可用于上述相同的方法由ild检测得电流i，可进行与方式1中相同的计算过程来得到Lσ2。随后，Lσ2同样地被储存。

[方式3]

将信号（sinωt）加在每一作为vld“的电压指令值上并假设vlq”为零。在上述状态下，以图7中方式3的方向（d轴）施加电压v。因此，可直接测得交变电流i，且以与上述相同的方法来得到Lσ并将它储存起来。

根据测得的Lσ1，Lσ1和Lσ3由计算器39对表达式11和13进行运算，并估计相对d轴的磁通位置Φ。

以下参照图1对使用本发明原理的整体无速度传感器矢量控制系统的工作进行描述。该系统的基本工作情况前文已作了描述。为了解决其低速工作时准确率降低这一问题，在本发明的实施例中增加了磁通位置计算器14。在工作期间由计算器14输出的交流信号vld″和vlq″被连续地加在vld^＊和vlq^＊上，因此电流ild含有相应于 vld^＊″和vlq^＊″的电流分量。虽然电流ild中原先已含有相应于电动机电流之基波分量的直流分量，在计算表达式7的Lσ时这一影响被易略。因此，以独立于工作状态的方式测量Φ1，即，它与转速无关或它不受初极电阻波动的影响。

如上所述，这个Φ1对应于磁通方向偏离d轴的一“偏移角”。因此，通过补偿元件15或16将一相应于Φ1的信号加在计算器10的输入或输出端以校正ω1^＊或θ^＊。在这种情况下，用于坐标变换器4和电流分量检测器7的相位判断值（已校正的θ^＊）与实际磁通相位θ相同。

因此，即使是在由于初级电阻的波动使得θ^＊不等于θ的低速工作区域内，使θ^＊等于θ并准确地控制一矢量通常也是可能的。

由此，上文所述的低速工作区域中速度和转矩控制的准确率降低的问题已得到解决。

图8示出了本发明的另一实施例，在前面的实施例中，提出了一种在无速度传感器矢量控制的低速工作区域内补偿其准确率的降低的方式。而在本实施例中，提出了一种不遵循已有原理的无速度传感器矢量控制系统。即，由电流调节器8的输出信号ωl^＊，通过图1中的系统来控制逆变器的输出频率。输出信号ωl^＊仅与电压指令值vlq^＊有关，在本实施例中它不用作频率控制。而作为一种替换，由磁通位置计算器14输出的磁通位置角Φ1通过补偿元件15加在相位计算器10上。即使在本实施例中，控制频率ωl使Φ1等于0。因此，θ^＊等于θ且可进行矢量控制。

而且，因为由滑差频率计算器12以与前述相同的方法根据表达式5来计算滑差频率估计值ωs^-，通过从ωl^＊中减去ωs^-可得到速度估计值ωr^-。与第一个实施例相同，通过将ωr^-反馈回速度调节器13来控制速度。

这一实施例使得在从速度为零开始的整个速度区域内精确地控 制转速和转矩成为可能。

图9示出了本发明的又一实施例。在这一实施例中，本发明被用于一无速度传感器矢量控制系统中，该系统带有用来控制逆变器输出电流瞬态值il以使之与正弦波电流指令il^＊相同的交流控制系统。即，采用本发明的第一和第二实施例的逆变器控制是电压控制型的，但本实施例使用了所谓的电流控制型式。

图9的实施例在下面几点上与第一和第二实施例有较大差别。图9中，标号83代表根据电流指令ild^＊和ilq^＊及相位判断θ^＊来计算三相电流指令il^＊的坐标变换器，84代表输入il^＊和il之差并输出电压指令vl^＊的交变电流调节器，87代表通过将一个磁通用作相位判断将il变换为旋转场坐标并检测出转矩电流ilq来的电流分量检测器，所述磁通是通过对电动机电压检测得的值vl进行积分或对其指令值vl^＊进行积分而得到的。88代表输出相对应于转矩电流指令值ilq^＊和所测得值ilq之间的差的速度估计值ωr^-的q轴分量电流调节器，10代表对频率指令ωl^＊进行积分并输出相位判断信号θ^＊的相位计算器，所述频率指令ωl^＊是通过将ωr^-和来自滑差频率计算器12的滑差频率估计值ωs^-相加而得到的，93代表根据θ^＊将电动机电压检测值vl或其指令值vl^＊转换为旋转场坐标并检测d轴电压vld的电压分量检测器，94代表将正弦波信号ild″和ilq″加到ild^＊和ilq^＊上并根据在上述条件下产生的vld分量来估计磁通位置角Φ1的磁通位置计算器，95代表将Φ1加到电流调节器88上并校正ω1^＊和θ^＊的补偿元件。

以下对控制系统的基本工作作出解释。这一系统亦可粗略地分为三部分。第一部分是输出电流控制部分，它包括坐标变换器83，交变电流调节器84，脉冲宽度调制器5和电流检测器6。在坐标变换器83中，由d轴和q轴的电流指令值ild^＊和ilq^＊计算三相电流指令值il^＊。三相的指令值互相间区别仅在于相位相差120°。因此，下面的表达式14反示出u相电流指令值iu^＊。

iu^＊＝|il^＊|·cos（σ^＊+γ^＊）……（14）

其中

$\mathrm{｜il*\; ｜=}\sqrt{I{}_{\mathrm{1d}}*{}^2{\mathrm{+I}}_{\mathrm{1q}}{}^2}{\mathrm{,\gamma *=tan}}^{\mathrm{-1}}\frac{i_{\mathrm{1q}}}{I_{\mathrm{1d}}*}$

在交变电流调节器84中，根据il^＊和il间的差来计算vl^＊。而且，在脉冲宽度调制器5中，vl^＊被转换为一个脉冲宽度调制信号，并由此控制逆变器1的输出电压vl。因此，以与il^＊成比例的方式来控制il，其结果是，根据ild^＊、ilq^＊和θ^＊来控制il。

第二部分是一速度估计部分，它包括电流分量检测器87，q轴分量电流调节器88，滑差频率计算器12和相位计算器10。在电流分量检测器87中，首先根据下面的表达式15来检测电动机磁通Φ。

$\mathrm{\phi =}{\∫}_{}^{}\mathrm{(v-r*i)dt-L\sigma *i\; \dots \dots (15)}$

其中

rl^＊：初级电阻设置值

Lσ：漏电感设置值

通过将上述Φ除以幅值|Φ|来计算具有恒定幅值的正弦波磁通相位信号（sinθ和cosθ）。基于上述信号，根据表达式3（以θ代替θ^＊）来计算值ilq。在电流调节器88中，根据ilq^＊和ilq之间的差来计算ωr^-。即，在以上所述的根据ilq^＊和ilq^＊来控制i的条件下，ilq和ilq^＊之间的差是由于下文将提及的θ^＊与磁通相位θ不同相而造成的。因此，由电流调节器88来控制ω^＊从而校正这一差值。其结果是，可达到θ^＊＝θ并准确地进行矢量控制。由于电动机磁通Φ2d^＊被保持在一预定值Φ2d^＊，它不经受矢量控制中的转矩变化，在滑差频率估计器12可可根据表达式5（用ilq^＊代替ilq）准确地估计出ωs^-（＝ωl^＊-ωs）。在相位计算器10中通过对ωl^＊进行积分可以获得上述的θ^＊，并用作坐标变换器83和电压分量检测器93的相位判断。

第三部分是一速度控制部分，它包括速度指令电路11和速度调 节器13。在速度调节器13中根据速度指令值ωr^＊和ωr^-之间的差来计算值ilq^＊，且由于根据ilq^＊和表达式4来控制力矩τe，因而速度被控制，并使得ωr^-等于ωr^＊。这是无速度传感器矢量控制的基本工作。然而即使在这一实施例中，由于尤其在低频工作处初级电阻的波动，会降低控制准确率。这是由于如表达式15中所示rl^＊被用作一算术常数来计算磁通Φ，且当rl^＊不等于实际r时，Φ中会有一误差。由于磁通估计相位的误差亦会造成检测误差，因此不能达到θ^＊＝θ，矢量控制便不够准确。与前文所述实施例中情况相同，速度和转矩的控制准确率会降低。

因此，在本实施例中，加入电压分量检测器93和磁通位置计算器94来解决上述问题。图10示出了借助磁通位置计算器94来进行计算的大致情况。在图10中，标号31A代表一个输出两相正弦波信号（sinωt和cosωt）的信号发生器，32A代表一个输入信号为sinωt和分别对应于方式1、2和3的输出信号为（1/

）sinωt、（1/

）sinωt和sinωt的开关电路，33A代表一个分别对应于方式1、2和3的输出信号为（1/

）sinωt、-（1/

）sinωt和0的开关电路，34A代表一个把电压vld与信号（cosωt）相乘的乘法器，36A代表一个对乘法器34A的输出进行积分的积分器，38A代表一个根据积分器36A的输出值来测定每一方式中的电感值Lσ1，Lσ2和Lσ3的电感计算器，39A代表一个根据每一个Lσ来计算位置角Φ1的度算器。

下面将描述磁通位置计算的原理和详细过程。基本概念与上述相同。而且，借助计算器39A进行计算的详细过程是与那些借助计算器39进行计算的情况一样的。因此，对直到获得Lσ1、Lσ2和Lσ3之前的详细过程描述如下。

第一，将一个具有不同于基波频率的正弦波电流i（＝sinωt）加在电动机上，从而去观察由于具有电流i而产生的交变电压v。当i的角频率ω比次级时间常数T2的倒数足够大时，因为v/i的传递函数可由初级超前系统来近似，所以由下面的表达式16表示出v。

v＝（Rσ+jωLσ）i……（16）

通过基于i对测得的v进行傅里叶变换，得到一个与i同相的分量及一个与i相位相差90°的分量、并假设前一分量等于表达式16右边的第一项而后一分量等于其第二项，可由表达式17得到Lσ。

$\mathrm{L\sigma =}\frac{1}{\omega }\frac{\frac{2}{T}{\∫}_0^T\mathrm{vcos\omega \; tdt}}{\mathrm{｜i\; ｜}}\mathrm{\dots \dots (17)}$

在这种情况下，|i|表示电流强度，它是一个预置值。

如上文所述，本实施例与前述实施例的区别在于，在前述的实施例中，在绕组上施加一交变电压v，根据由于施加v而产生的电流i来测量Lσ，但在本实施例中，在绕组中通以交变电流i，从而根据由于施加了该电流而产生的电压v来测量Lσ，随后进行的计算与前述实施例相同，其中，电流i被加在Φ＝Φ1+π/4、P-π/4和Φ1的三个绕组中，从而来测量Lσ1、Lσ2及Lσ3并计算Φ1。即，在图10中，通过开关电路32A和33A将如上述每一方式所决定的ild″和ilq″加在ild^＊和ilq^＊上，且上述正弦波电流i被叠加在电动机电流il上。其结果是，交变电流i以图7中每一种方式所示方式1、2和3的方向流过，由此在每一个方向上产生交变电压v。由于在d轴上电压v以同相的形式出现，可由d轴电压1d来检测该电压v。根据下面的表达式18来计算电压1d并对其进行检测。

$\mathrm{vu=}\frac{1}{3}{\mathrm{(2v}}_U\mathrm{-v}{}_v\mathrm{-v}{}_W\mathrm{)cos\theta *+}\frac{1}{\sqrt{3}}{\mathrm{(v}}_v\mathrm{-v}{}_w\mathrm{)sin\theta *\dots \dots (18)}$

其中

v_U、v_V、v_W：电动机的相电压

在乘法器34A，积分器36A和电感计算器38A中，根据vld和信号（cosωt）对表达式17进行计算以顺序地得到Lσ1、Lσ2和Lσ3。随后，在计算器39A中计算Φ1。运算的详细过程与计算器38和39中所进行的过程相同。因此，这里略去了对它的描述。

以下对图9中所示的整体系统的工作进行解释。系统的基本工作前面已作了描述。为了解决在低速工作时准确率降低的问题，增加了磁通位置计算器94，且独立于电动机的工作状态对其输出计算值Φ1进行测量，即，该测量与转速无关或不受初级电阻波动的影响。如前文所述的，值Φ1相应于磁通偏移d轴的“偏移角”。因此，通过补偿元件95（负极性）将一相应于Φ1的信号加在电流调节器88的输入上以校正ω1^＊和θ^＊从而使Φ1逐渐为零。在这种情况下，θ^＊与实际磁通相位θ相同。

如上所述，现在已能够使甚至处于θ^＊不等于θ的低速区域中的θ^＊等于θ，并能够准确地控制一个矢量。即，本实施例与前述实施例相同，亦可使在包括了速度为零的整个区域中准确地控制速度和转矩成为可能。

图11示出了本发明另一实施例。在图9的实施例中，提供了一种用来补偿低速工作区域中工作性能降低的方法。而在本实施例中，提出了一种不使用现有原理的无速度传感器矢量控制系统，即，图9中的系统通过q轴分量电流调节器88、根据ilq^＊和ilq之间的差值来计算速度估计值ωr^-。然而，本实施例不使用速度估计值ωr^-，而是通过补偿元件96将Φ1加到相位计算器10上以控制ωl^＊，并从元件96的输出上得到ωr^-。即使在本实施例中，亦对频率ω1^＊进行控制致使Φ等于0。因此，θ^＊与θ逐渐相等且可完成矢量控制，其它部件的工作与图9中部件的工作相同。

在图1和9的实施例中，在工作过程中磁通位置计算器连续地进行工作。在高速区域，初级电阻的影响被忽略。因此，在高速区域，即使是通过停止磁通位置计算器的工作用传统的方式来实现控制亦可具有与上文所述相同的优点。

上述实施例通过对Φ中进行三点测量来得到三种型式的Lσ从而计算Φ1。然而，通过对Φ进行一点测量来得到单个Lσ亦可计算Φ1。即，通过在实际工作以前，在电动机静态工作（ω^＊＝0）期间对Φ进行三点测量来得到表达式18中的Lσm和“a”，并在实际工作期间将Lσm和“a”的值作为已知值代入表达式12来计算Φ1。Lσm和“a”可由如下文所述的方法得到。即，在静态工作（ω1^＊＝0）期间，在流过一预定的励磁电流ild的同时，通过将ild^＊设置为一预定值并对Φ进行三点测量来得到三种型式的Lσ。通过将所述三种型式的Lσ分别假设为Lσ₁₀、Lσ₂₀和Lσ₃₀，可根据表达式9至13用下面的表达式19和20来表示Lσm和“a”。

$\mathrm{L\sigma m=}\frac{{\mathrm{L\sigma m+L\sigma }}_{\mathrm{20}}}{2}\mathrm{\dots \dots (19)\; a=}\frac{1}{\mathrm{L\sigma m}}\sqrt{\mathrm{(L\sigma }{}_{\mathrm{30}}\mathrm{-L\sigma m)}{}^2{\mathrm{+(L\sigma }}_{\mathrm{10}}\mathrm{-L\sigma m)}{}^2}\mathrm{\dots \dots (20)}$

由于只要磁通（励磁电流）是常数Lσm和“a”的值便是常数，在实际工作情况下，可通过将这些值代入表达式12来得出Φ1。即，通过仅在d轴的电压或电流上叠加一交流信号，可根据下面的表达式21通过对Φ进行一点测量来算出Φ1。

Φ₁＝ 1/2 cos^-1（ (Lσm-Lσ3)/(a) ）……（21）

同样，可以先根据表达式19在静态工作期间通过对Φ进行两点测量仅得到Lσ，然后根据表达式21在实际工作期间通过对Φ进行两点测量来得出“a”和Φ1。

不仅可以将正弦波信号而且可以将其它交流信号都用作用来进行磁通位置计算的交流信号。这是因为与上文所提及的一样，根据交流信号的基波分量、通过对电动机电流或电压进行傅里叶变换可计算出Lσ。

上述实施例根据包含在电动机电流或电压中的有关分量，通过将交流信号迭加在逆变器的指令信号上来算出Lσ。然而，也可使用一与逆变器相分离的装置来独立地进行计算。通过将来自该装置的Φ1送入逆变器并进行相同的控制可得到同样的结果。

而且，上述实施例以Φ1来改变相位判断θ^＊。然而只要Φ1的函数与Φ1成比例，便可不仅通过Φ1而且通过Φ1的函数来得到同样的结果。

以下对使用一速度传感器的矢量控制中补偿次级电阻波动的方法进行说明，尤其对实现包括了速度为零处且无需温度传感器的补偿的方法（这是本发明的另一目的）进行了说明。图12示出了采用本发明来完成上述补偿的矢量控制系统。图12中，标号1、2、4至7、10、11和14与图1中所示的相同，故省略了对它们的说明。标号101代表根据电流指令ild^＊和ilq^＊及频率指令ω1^＊来计算由电压指令vld^＊和vlq^＊感生的电动势的无相互作用控制器，9和8A是输出相应于每一个电流偏差“ild^＊-ild”和“ilq^＊-ilq”的一数值的d轴和q轴分量电流调节器，104代表检测电动机之转速ωr的速度检测器，13代表通过输出相应于ωr^＊和ωr之差的ilq^＊来控制速度的速度调节器，106代表通过将ilq^＊乘以一系数来输出滑差频率指令值ωs^＊的滑差频率计算器，107代表设置用作上述系数的次级电阻rl^＊的次级电阻设置器，108代表将ωs^＊和ωrl相加并输出ω^＊的加法器，109代表将一对应于来自磁通位置计算器14的磁通位置角Φ1的信号送到加法器108上的补偿元件，110代表通过将一对应于Φ1的信号加到加法器111上来校正r2^＊的补偿元件。

以下对控制系统的工作进行说明。该系统粗略地分为四个部分。第一部分用作一个输出电压控制部分，它包括无相互作用控制器101，坐标变换器4和脉冲宽度调制器5。

在无相互作用控制器101中，根据下面的表达式22来计算电动机电压所感生的电动势分量eld^＊和elq^＊。

ed^＊＝-ω^＊（1+1′）iq^＊

ed^＊＝ω^＊（1+1′）id^＊+ω^＊（M/L）Φd^＊……（22）

电流调节器9和8A的输出被加到eld^＊和elq^＊上，且对电压指令vld^＊和vlq^＊进行计算。与图1中实施例的情况相同，由坐标变换器4和脉冲宽度调制器5来控制逆变器输出电压v。

第二部分用作一电流控制部分，它包括电流检测器6，电流分量检测器7，和两个电流控制器9和8A。电流分量检测器7中，以与图1中实施例相同的方式来检测电流分量ild和ilq，由于是对应于ild和ilq中每一控制偏差来校正vld^＊和vlq^＊的，ild和ilq被控制致使它们分别与ild^＊和ilq^＊相等。在这种情况下，电动机产生的力矩τe由表达式4来表示，且它被控制成与ilq^＊成比例。

第三部分用作一个速度控制部分，其中包括速度指令电路11，速度检测器104和速度调节器13。由于相对应于速度偏差“ωr^＊-ωr”来计算ilq^＊，且转矩τe如上所述被控制成与ilq^＊成比例，速度被控制致使ωr等于ωr^＊。

第四部分用作频率控制部分，它包括滑差频率计算器106，次级电阻设置器107和加法器108。在计算器106中，根据下面的表达式23来计算滑差频率指令值ωs^＊。

$\mathrm{\omega \; S*=}\frac{{\mathrm{r\; 2}}^2{i}_{\mathrm{1q}}}{L_2{\mathrm{*i}}_{\mathrm{ld}}*}\mathrm{\dots \dots (23)}$

其中

r₂ ^＊：次级电阻设置值

L2^＊：次级电感设置值

随后，在加法器108中，将ωr和ωs^＊相加得到ωl^＊，且在相位计算器10中，对ωl^＊进行积分以得到θ^＊。在这种情况下，逆变器输出频率被控制为ωl^＊，且电动机的滑差频率被控制为ωs^＊。

以上是对使用速度传感器的矢量控制的基本工作所作的说明。当滑差频率ωs如下面的表达式24所示那样受到控制时，上述θ^＊逐渐等于θ，从而可对电动机的磁通和转矩进行精确的控制。

$\mathrm{\omega \; s=}\frac{\mathrm{r\; 2}}{\mathrm{L2}}\frac{i_{\mathrm{1q}}}{{\mathrm{2i}}_{\mathrm{1d}}}\mathrm{\dots \dots (24)}$

然而，事实上，由于滑差频率是根据表达式22用次级电阻设置值r2^＊计算得的ωs^＊来控制的，如果由于电动机次级绕组的温度变化而引起次级电阻波动，则ωs^＊不等于ωs，因而θ^＊不等于θ。在这种情况下，不能根据指令值ild^＊和ilq^＊来控制磁通和转矩，因此无法实现精确的控制。

因而，本实施例附加使用了磁通计算器14来解决这一问题。即，与图1中的实施例相同，来自计算器14的正弦波信号vld^＊″和vlq^＊″被分别加到电压指令vld^＊和vlq^＊上，随后根据由于上述相加而产生的电流ild分量来测量电感值，并估计磁通位置Φ1。由于Φ1等同于磁通方向相对d轴的“偏移角”，可通过补偿元件109将Φ1加到加法器108并校正ω1^＊从而使Φ1接近于零。在这种情况下，θ^＊等于θ（在ω1＝0的情况下）。因此，即便由于次级电阻波动使ωs^＊由正确值ωs发生变化，滑差频率仍被校正至正确值ωs，θ^＊可保持与θ相等，且可根据指令值ild^＊和ilq^＊来精确地控制磁通和转矩。

通过以校正次级电阻设置值γ2^＊来代替校正滑差频率亦可实现相同的控制。即，通过补偿元件110将Φ1加到加法器11上并校正r2^＊（经校正的值“r2^＊+△r2”等于实际值r2），可使ω1等于零，θ^＊逐渐等于θ，从而实现精确的控制。

图13示出了本发明的又一实施例。在这一实施例中，本发明被用来补偿矢量控制系统中次级电阻的波动，所述系统带有一反馈控制逆变器输出电流瞬时值11的交流控制系统。图13中，与图9和12中具有相同功能的部分具有相同的标号，这里省略了对它们所作的描述。

以下是对上述控制系统的工作所作的说明，电流控制与图9中相同，速度控制和频率控制与图12中相同，且磁通位置的计算与图 9中相同。因此，以下对其要点进行说明。

根据交流指令值il^＊来控制逆变器输出电流il，所述指令值il^＊是在坐标变换器83中根据转矩-电流指令值ilq^＊和励磁-电流指令值ild^＊计算得的。逆变器输出频率受转速ωr和滑差频率指令值ωs^＊之和值ωl^＊的控制。根据表达式23来控制滑差频率。然而，如果次级电阻值r2发生波动，则θ^＊不等于θ，无法实现精确的控制。因此，磁通位置计算器94被附加地用来得到磁通位置角Φ1，且通过补偿器109将Φ1输入到加法器108以校正ω1^＊或通过补偿器110将Φ1输入到加法器111以校正r2^＊。由此，与前文所述的实施例相同，实现了精确的控制。

因此，即使由于次级电阻的波动使θ^＊不等于θ，使θ^＊与θ相等并在速度为零处附近进行补偿（这至今为止仍是尤为困难的）是可能实现的。

在前文所提及的实施例中，在工作期间磁通位置计算器连续地进行工作以补偿次级电阻的波动。然而，通过使用现有补偿方法例如根据感应电动势或电动机磁通的波动来校正滑差频率的方法亦可在高速区域实现足够精确的补偿。因此，在高速区域内可通过停止磁通位置计算器的工作并进行现有的补偿方法来获得与前文提及的实施例相同的优点。

如上所述，本发明实现了下述目标，它提供了能在包括速度接近于零处的整个速度区域上准确地控制速度的无速度传感器矢量控制系统，且它提供了一种使用速度传感器、在包括速度接近于零的整个速度区域上补偿次级电阻波动的矢量控制系统。

以下说明了当本发明的磁通位置计算方法和使用磁通位置计算方法的电动机控制方法被用在不同类型的系统中时的实施例。

通过图14和15中所示的装置可基本地实现感应电动机的磁通位置计算方法。图14中，标号120代表用来输出一个将要被加在一感应电动机例如一矢量控制器（不带有或带有一传感器）或v/F控制器上的最终指令电压的指令值发生器，121代表一个作为逆变器或线性放大器的励磁器，它输出一个已被指令电压校正的电压，6代表检测感应电机的初级电流的电流传感器，2代表一个感应电动机，124代表磁通位置计算器，它用来产生一个识别电压vh^＊，并由电压vh^＊和感应电机的初级电流来计算磁通位置Φ1，1241代表一个从感应电机的初级电流中仅吸取一个与识别电压的频率相同的电流分量ih的信号吸取器例如一个滤波器，1242代表一个由vh^＊和ih来计算感应电机的磁通位置Φ1的Φ1计算器。

同样地，在图15中，标号130代表一个用来输出一个将地被加在感应电机上的最终指令电流的指令值发生器，例如一矢量控制器（不带有或带有一传感器）或一滑差频率控制器，131代表一个作为逆变器或线性放大器的励磁器，它输出一个已被指令电流校正的电流，132代表检测感应电机初级电压的电压传感器，2代表一个感应电动机，133代表一个磁通位置计算器，它用来产生一个识别电流ih^＊，并由电流ih^＊和感应电机的初级电流来计算磁通位置Φ，1331代表一个从感应电机的初级电压中仅吸取与识别电流的频率相同的一电压分量vh的信号吸取器例如一个滤波器，1332代表一个由ih^＊和vh计算感应电机的磁通位置Φ的Φ计算器。

采用图14或15，根据上述计算方法可以得到电动机中的一磁通位置，通过结合图14和15中的实施例亦可由电流传感器和电压传感器的值来计算工磁通位置。结合后的实施例准确率更高。图14中的标号1241和1242及图15中的1331和1332表示实现了图7至13中所示的磁通位置计算方法的装置。

图16示出了一个采用磁通位置计算器的交流伺服系统的实施例。通过采用该系统，可改善起动状态及低速时的控制响应。图16中，标号140代表一个产生位置指令P^＊的位置指令发生器，141代 表一个通过利用实际位置）、位置指令P^＊及来自磁通计算器的磁通位置数据Φ1（或相应于Φ1的值）来计算逆变器的指令电压的位置控制器，1代表一个根据输入指令电压vl^＊将电压加在感应电机上的逆变器，143代表一个由感应电机驱动的机械系统（控制对象），144代表一个用来检测控制对象位置的位置传感器。标号2、6和124与图14相同。

感应电动机的伺服系统被用于主轴驱动或类似场合。由于这一系统以高速旋转，从机械强度的角度而言，将速度传感器安装在电动机上将是一个问题。因此，希望不使用速度传感器。对于主轴驱动而言，需要在低速区域具有足够的转矩。而使用图16中所示的伺服系统便可达到此要求并亦可实现高性能的位置控制。

图17示出了一个采用一个磁通位置计算器的轧机驱动系统的实施例。通过采用该系统，在不使用速度传感器的条件下实现了高的滚轧准确性。在图17中，标号150代表一个产生用于电动机的速度指令ωr^＊的速度指令发生器，151代表一个利用电动机转速ωr、速度指令ωr^＊及来自磁通位置计算器的磁通位置数据Φ1（或相应于Φ1的值）来计算用于逆变器的指令电压的速度控制器（例如矢量控制器），152代表一个根据电动机的初级电流来估计电动机速度的速度计算器，153代表一个由感应电机驱动的轧机系统。标号1、2、6和124与图16相同。

目前，许多带有速度传感器的矢量控制感应电机被用于铁或钢的生产流水线或类似的场合中。然而，大多数电动机被安装在环境恶劣、存在灰尘、振动及加热（温度上升）的地方。因此，安装在电动机中的速度传感器亦处于恶劣的条件下，使得传感器经常发生故障。而且，基于电动机所处的环境难以对它进行维护，从而需花费大量时间来修理损坏的电动机。因此，人们注意到了对无速度传感器电动机控制系统的应用。至今在低速区域内速度控制精确性较低，因此，在同 一流水线上所用电动机之间存在着转矩互不相同的问题，从而无法实现平稳的工作。

然而，本发明的轧机驱动系统在包括速度为零处的整个速度区域上实现了精确的控制。因此解决了上述的问题，且由于不使用传感器因而实现了无需维修。

图18示出了使用上述磁通位置计算器的转矩控制系统的一种实施例。该系统用于一电气机动有轨车和电气电动车。通过使用该系统，提高了工作效率并减小了电动机的尺寸。图18中，标号160代表一个产生电动机转矩指令t^＊的转矩指令发生器，161代表一个通过利用实际电动机转矩t，转矩指令t^＊和来自磁通位置计算器的磁通位置数据Φ1（或相应于Φ1的值）来计算用于逆变器的指令电压的转矩控制器，162代表一个根据电动机初级电流来估计电动机转矩的转矩计算器，163代表一个用于电气机动有轨车或电气电动车的驱动系统。标号1、2、6和124与图16中相同。

电气机动有轨车和电气电动车即使在低速工作例如起动或加速时亦需要具有足够大的转矩。尤其在上坡的情况下，由于必需克服地心引力，即使在速度为零时亦要求有足够大的转矩。

因此，至今使用带有速度传感器的系统，它检测电动机的速度并借助这个检测得到的速度来控制逆变器的输出频率。

然而，由于电动机所处位置发生许多振动，使速度传感器的可靠性成为问题，因此要求使用一种无速度传感器的系统。由于本发明无需使用速度传感器便可在包括速度为零处的整个速度区域上得到足够的转矩，因此它实现了一种可靠的系统。而且，由于即使在低速区域内亦能在等效于转矩的电流与实际转矩之间保持一定的比例关系，本发明提高了系统的效率并减小了电动机的尺寸，因而不会消耗过多的电流。

图19示出了一个采用磁通位置计算器的电梯系统。借助这个系统，能简化系统的结构和减小系统的尺寸。

图19中，170代表一个产生用于电梯机车的位置指令P^＊的位置指令发生器，171代表一个根据电梯机车的实际位置P和用于电梯机车的位置指令P^＊来计算速度指令ωr^＊的位置控制器，172代表一个根据电动机速度ωr和速度指令ωr^＊来计算转矩指令τe^＊的速度控制器，173代表一个根据电动机转矩τe^＊和转矩指令τe^＊来计算用于逆变器的指令电压的转矩控制器，174代表一个由电动机转矩来估计电动机速度的速度计算器，175代表一个根据电动机的初级电流来估计电动机转矩的转矩计算器，176代表一个由一台感应电机驱动的电梯系统，177代表一个用来检测电梯机车位置的位置传感器。来自磁通位置计算器124的磁通位置数据Φ（或相应于Φ的值）被根据需要输入控制器171至173中。标号1、2、6和124与图16相同。

电梯系统需要具有一个大的起动转矩以克服地心引力或在旋转停止时的静摩擦力。因此，使用现有技术时，在低速区域内转矩变得不够大，从而一个大电流流过电动机和逆变器来补偿转矩的不足。因此，存在系统的尺寸增大的问题。

由于本发明在不使用速度传感器的情况下并在包括速度为0的整个速度区域上实现了精确的控制，因而简化了系统的结构，解决了上述转矩不足及由转矩不足而产生的问题。

上面已示出了一些使用了图14中的磁通位置计算器的系统的实施例。然而，通过以图15所示的磁通计算器来代替图14中的磁通计算器和电流控制型逆变器可得到同样的优点。

而且，上面示出了无速度传感器系统的实施例。然而，对于采用速度传感器的系统而言，通过根据电动机磁通位置的数据来校正次级电阻，同样可提高控制的准确性和响应的速度。例如，采用了速度传感器的矢量控制被用作生产流水线和轧机驱动中的主单元驱动。 然而，由于如在“现有技术”部分所述的电动机的温度变化导致了次级电阻的波动，从而产生了一个问题（故障）。相应于转矩的电动机电压（磁通）的波动增大了逆变器输出电压的可允许最大值，并增大了逆变器的尺寸。且，一个转矩控制的迟滞使高速响应难以实现。本发明的带有速度传感器的矢量控制系统解决了上述问题，在高利润的条件下实现了高速响应且高性能的系统。

目前带有速度传感器的系统经常被用在电气机动有轨车、电气电动车和交流伺服系统中。然而，通过在其中使用本发明的控制系统，可得到与上述轧机驱动相同的优点。由于本发明使在一电动机中精确地估计磁通位置成为可能，实现了根据磁通位置进行矢量控制，且实现了在包括速度接近于零处对位置、速度及矢量的精确控制。

Claims (14)

1、一种确定感应电动机中磁通的方法，其特征在于，包括以下步骤：将一频率不同于交流电源输出频率的交流分量叠加在装置中交流电源的输出上从而由所述交流电源驱动感应电机，根据作为上述叠加之结果、相应于交流分量在电动机中产生的交流值与交流分量之间的关系来检测对应于电动机铁芯的饱和状态的物理值，并由此根据所测得的物理值得出电动机的磁通位置(角度)。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述物理值是电动机绕组的漏电感。

3、如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述交流电源是一个电力变换器，它可自由地控制其输出电压或电流及其频率，且通过将交流信号加到表示输出电压或输出电流的指令值上从而将交流分量叠加在输出上。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述变换器是一个电力变换器，它根据在旋转场坐标系中正交的d轴和q轴上的每一电压指令值或电流指令值及其频率指令值来输出交流电，所述交流信号被加到d轴或q轴上的每一个电压指令值或每一个电流指令值上，在相加情况下，根据转换为旋转场坐标值的电动机电压或电流来测量电动机的漏电感，且根据所测得的漏电感来得到电动机的磁通位置（角度）。

5、如权利要求4所述的方法，其特征在于，相应于至少三种方式中的每一种方式、借助一预定值将交流信号加到d轴和q轴的每一电压指令值或每一电流指令值上，从而对应于每一种方式按三个不同的方向在电动机内产生交变的磁动势，且根据变换为转换场坐标值的电动机电压或电流及在上述产生交变磁动势的情况下的交变信号、相对应于每一方式来测量三个电感值以得到电动机磁通基波的位置（角度）。

6、如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述三个不同的方向相互间电角度相差45°。

7、如权利要求5所述的方法，其特征在于，在实际工作开始之前交流信号从变换器输出加到电动机上从而先对电动机的漏电感进行测量并计算和储存特征值或数值（两平均值或平均值之一及变化宽度），且在工作期间，通过采用所述方式的一种或两种来测量电感从而根据电感值和特征值或数值来得到电动机磁通位置（角度）。

8、一种通过电力变换器驱动并控制感应电动机的方法，其特征在于，所述电力变换器根据指令信号可选择地控制输出电压或输出电流及其频率，它包括下述步骤：

对根据由权利要求3至7中任一种方法得到的电动机磁通位置信号改变输出电压或输出电流的频率或相位。

9、如权利要求8所述的感应电动机控制方法，其特征在于，电动机的转矩电流乘以一系数后得到的滑差频率指令值与转速检测值相加的总和得到所述频率的指令信号，且所述系数随着由权利要求3至7中任一种方法得到的电动机磁通的位置信号而变化。

10、如权利要求8所述的感应电动机控制方法，其特征在于，所述电力变换器输出电压或电流的频率和相位仅在变换器的输出频率等于或小于一预定值时才随着磁通位置信号变化。

11、一种交流伺服系统，其特征在于，包括输出交流电的电力变换器，由变换器驱动并控制的感应电动机，与感应电动机相连接的机械系统，至少检测机构系统之位置的装置，指示位置的装置，产生输出信号从而使所检测得的位置值达到指令值的位置控制装置，以及根据输出信号控制变换器的装置;其中

提供了通过结合权利要求3至7中任一方法而得到的磁通位置计算器，有一根据来自磁通位置计算装置的磁通位置数据校正位置控制装置的输出信号。

12、一种控制滚轴转速的轧机驱动系统，其特征在于，包括输出交流电的电力变换器，由所述变换器驱动并控制的感应电动机，通过将感应电动机用作其动力源来驱动滚轴的轧机，至少估计或检测感应电动机或滚轴之转速的装置，指示转速的装置，产生输出信号从而使转速的估计值或检测值达到指令值的速度控制装置，及根据输出信号控制变换器的装置，其中

提供了通过结合权利要求3至7中任一种方法而得到的磁通位置计算装置，且根据来自磁通位置计算装置的磁通位置数据来校正速度控制装置的输出信号。

13、一种电气机动有轨车或电气电动车系统，其特征在于，包括输出交流电的电力变换器，由所述变换器驱动并控制的感应电动机，将感应电动机用作其动力源的电气机动有轨车或电气电动车，至少检测或估计电气机动有轨车或电气电动车的驱动转矩的装置，指示转矩的装置，产生一个输出信号从而使转矩的检测值或估计值达到指令值的转矩控制装置，其中

提供了通过结合权利要求3至7中任一方法所得到的磁通位置计算装置，并根据来自磁通位置计算装置的磁通位置数据来校正转矩控制装置的输出信号。

14、一种电梯驱动系统，其特征在于，包括输出交流电的电力变换器，由所述变换器驱动并控制的感应电动机，将感应电动机用作其动力源的电梯，检测电梯机车的位置的装置，拽示电梯机车位置的装置，产生一个第一输出信号从而使得电梯机车位置的检测值达到其指令值的位置控制装置，估计或检测感应电动机的转速的装置，将所述第一输出信号用作感应电动机的转速指令并产生一个第二输出信号从而使得感应电动机转速的估计值或检测值达到指令值的速度控制装置，估计或检测感应电动机的转矩的装置，将所述第二输出信号用作感应电动机的转矩指令并产生第三输出信号从而使得感应电动机转矩的估计值或检测值达到指令值的转矩控制装置，及根据所述第三输出信号来控制变换器的装置;其中

提供了通过结合权利要求3至7中任一种方法所得到的磁通位置计算装置，并根据来自磁通位置计算装置的磁通位置数据来校正第一、第二、第三输出信号中的至少一个。

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