DE3782848T2

DE3782848T2 - Steuerschaltung fuer einen umrichter.

Info

Publication number: DE3782848T2
Application number: DE8787105791T
Authority: DE
Inventors: Takao Kawabata; Yushin Yamamoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1986-04-22
Filing date: 1987-04-18
Publication date: 1993-04-01
Anticipated expiration: 2007-04-19
Also published as: EP0243840A3; EP0243840A2; EP0243840B1; DE3782848D1; US4757434A

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung in einem Umrichter zum Erzeugen von sinusförmigem Wechselstrom durch vielfaches Schalten von Schaltelementen während einer Periode und mittels eines L-C-Ausgangsfilters mit einer Serieninduktivität und einem Parallelkondensator, über das einer Last sinusförmige Wechselspannung zugeleitet wird, unter Benutzung von Spannungsrückkopplung und Stromrückkopplung.
In industriellen Anwendungsfällen werden Stromrichter wie Wechselrichter und Konverter benutzt, um stabile elektrische Stromversorgungen mit niedriger Impedanz darzustellen. Z.B. ist in einem Artikel "Inverter Output Voltage Waveform Closed Loop Control Technique", der in Intelec Papers, Tokyo, 18.-21. Oktober 1983 auf den Seiten 205 - 212 veröffentlicht wurde, ein Regelverfahren zum Regeln der Ausgangsspannung eines Wechselrichters beschrieben. Figur 1 zeigt ein Blockdiagramm, das aus Figur 5 des vorstehenden Artikels auf Seite 207 wiedergibt und zum Vergleich mit der vorliegenden Erfindung abgewandelt wurde. Das System enthält einen Wechselrichterhauptkreis 1, eine Induktivität 2 und einen Kondensator 3, die zusammen einen Wechselstrom-Leistungsfilter bilden. Darüber hinaus ist eine Gleichstromquelle 4, eine Last 5, eine Treiberschaltung 6 für den Wechselrichterhauptkreis 1, ein Wechselstromreferenzspannungsgenerator 7 zum Erzeugen einer sinusförmigen Referenzspannung, ein Verstärker 8 und ein Impulsbreitenmodulator (PWM) 9 vorgesehen, der aus einem Komparator 9a und einem Trägerwellengenerator 9b besteht.
Nachfolgend soll die Funktion beschrieben werden. Über dem Kondensator 3 wird eine sinusförmige Ausgangsspannung in Übereinstimmung mit dem Steuerausgang der PWM- Schaltung 9 erzeugt. Der Verstärker 8 und die PWM-Schaltung 9 steuern den Schaltvorgang des Wechselrichters 1 in der Weise, daß die Ausgangsspannung gleich der sinusförmigen Referenzspannung des Wechselstromreferenzspannungsgenerators 7 ist.
Die PWM-Schaltung 9, die aus einem Dreieck-Trägerwellengenerator 9b und einem Komparator 9a besteht, bestimmt den Schaltzeitpunkt bei der Impulsbreitenmodulation in Übereinstimmung mit einem virtuellen sinusförmigen Signal, das durch die Verstärkung der Spannungsdifferenz durch den Verstärker 8 geliefert wird. Da der Verstärker 8 eine bestimmte endliche Verstärkung aus Gründen der Stabilität hat, enthält die Ausgangsspannung des Wechselrichters 1 einen kleinen Fehler gegenüber der Referenzspannung des Wechselstromreferenzspannungsgenerators 8. Das System arbeitet in der Weise, daß die Ausgangsspannung des Wechselrichters der Referenzspannung folgt.
Konventionelle Steuerschaltung für einen Umrichter wie z.B. einen Inverter sind wie vorstehend beschrieben aufgebaut, und der Wechselrichter arbeitet, gesehen von der Lastseite, als Spannungsquelle mit sehr niedriger Impedanz. Ein Kurzschluß in der Last oder der Einschaltstrom eines Transformators führen deshalb dazu, daß der Wechselrichter einen exzessiven Ausgangsstrom liefert, so daß der Schutz des Wechselrichters schwierig ist. Wird der Wechselrichter außerdem durch eine Last wie einem Gleichrichter belastet, der starke Verzerrungen verursacht, so können die durch diese Last erzeugten Spannungsverzerrungen nicht vollständig eliminiert werden, weil wegen des vorbeschriebenen Prinzips des Regelvorganges die Korrektur der Spannung erst stattfindet, nachdem ein Spannungsfehler aufgetreten ist.
Aus der EP-A-85 541 ist eine Stromversorgung für einen Synchronmotor bekannt, bei der sowohl Spannungsrückkopplung als auch Stromrückkopplung benutzt wird.
Die EP-A-215 362, die gemäß Artikel 54(3) EPC berücksichtigt werden muß, zeigt eine Wechselstromversorgung, bei der Maßnahmen zur Eliminierung von Wellenformverzerrungen in einem Spannungs-Wechselrichter vorgesehen sind.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung für einen Umrichter bzw. Wechselrichter mit exzellentem Übergangsverhalten vorzuschlagen, damit dieser eine sinusförmige Spannung mit niedriger Verzerrung beim Anschluß linearer oder nicht-linearer Lasten liefert. Gleichzeitig soll der Umrichter gegen exzessive Lastströme auf einfache Weise geschützt sein.
Gemäß der Erfindung ist eine Steuerschaltung in einem Umrichter gekennzeichnet durch eine unterlagerte Stromregelschleife, mit der der Augenblickswert des durch die Induktivität fließenden Stromes in Übereinstimmung mit einem Stromreferenzwert geregelt wird, der durch die Summe folgender Größen gegeben ist:
a) einer Laststromkomponente, die in der mit dem L-C- Ausgangsfilter verbundenen Last gemessen wird,
b) einer Kondensatorstromkomponente, die dem im Kondensator des L-C-Ausgangsfilters fließenden Strom entspricht,
c) einer Modifikationsstromkomponente, die einem Fehler in der Ausgangsspannung des L-C-Ausgangsfilters gegenüber der sinusförmigen Referenzspannung entspricht.
Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen definiert.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Es zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild einer konventionellen Steuerschaltung für einen bekannten Wechselrichter;
Figur 2 ein Blockschaltbild für eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figuren 3A + 3B Darstellungen von Beispielen einer Wechselrichter-Hauptschaltung, wie sie für die vorliegende Erfindung angewandt werden;
Figur 4 ein Blockschaltbild einer PWM- Schaltung in der ersten Ausführungsform nach Figur 2;
Figur 5 Signalwellenformen zur Erläuterung der Funktion einer Spannungsfehlerdetektorschaltung, die die Steuerschaltung der ersten Ausführungsform nach Figur 2 bildet;
Figur 6 ein Blockschaltbild für eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figuren 7 - 19 Darstellungen zur Erläuterung eines digitalen Abtastregelungssystems, das in Übereinstimmung mit der Steuerschaltung nach Figur 6 aufgebaut, im einzelnen:
Figur 7 ein Blockschaltbild der Systemanordnung;
Figur 8 ein Blockschaltbild der Hauptschaltung in einem kontinuierlichen System;
Figur 9 ein Blockschaltbild einer Hauptschaltung in einem Abtastdatensystem;
Figur 10 ein Blockschaltbild zur Darstellung des gesamten "Dead Beat"- Stromregelsystems in einem Proportional-Integral-System;
Figur 11 ein Blockschaltbild für den Controller für die "Dead Beat"- Stromregelung für die abgetasteten Daten;
Figur 12 ein Diagramm eines Modells des Spannungsregelungssystems;
Figur 13 ein Blockschaltbild für die quadratische Vorhersage eines Laststromes;
Figur 14 ein Blockschaltbild der gesamten "Dead Beat"-Spannungsregelung;
Figur 15 ein Blockschaltbild des Controllers für die "Dead Beat"- Spannungsregelung mit abgetasteten Daten;
Figur 16 ein Zeitdiagramm zur Darstellung des Rechenprozesses der "Dead Beat"-Stromregelung und Laststrom-Vorhersage;
Figur 17 ein Blockschaltbild zur Darstellung einer speziellen Schaltung zur Ausführung der digitalen Abtastregelung;
Figur 18 ein Flußdiagramm zur Darstellung des Steuerprogramms, wobei Figur 18A das Initialisierungs-Programm beim Einschalten der Stromquelle zeigt, während Figur 18B den Rechenprozeß der "Dead Beat"-Regelung zeigt;
Figuren 19a - 19e Wellenformen an verschiedenen Punkten der Anordnung nach Figur 6 bei der Durchführung der "Dead Beat"-Regelung; und
Figur 20 ein Blockschaltbild zu einer dritten Ausführungsform einer Steuerschaltung für einen Umrichter gemäß der vorliegenden Erfindung.

BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN

Nachfolgend sollen bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben werden.
Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung. Ein Spannungs-Wechselrichter 1 wandelt Gleichstrom in Wechselstrom mit wählbarer Spannung und Frequenz um. Der Wechselrichter enthält typischerweise ein einphasige oder dreiphasige Vollwellen-Brückenschaltung mit Schaltelementen S1 bis S4, wie sie in Figur 3A gezeigt sind, oder mit Schaltelementen S5 bis S10, wie sie in Figur 3B gezeigt sind, und in Verbindung mit Impulsbreitenmodulation durch ein dreieckförmiges Trägersignal von 1 bis 2 kHz oder darüber arbeiten. Eine Induktivität 2 und ein Kondensator 3 dienen zur Entfernung höherer harmonischer, um eine sinusförmige Ausgangsspannung zu erhalten.
Die Anordnung nach Figur 2 enthält darüber hinaus eine Gleichstromquelle 4, eine Last 5, eine Treiberschaltung 6 für die Schaltelemente, z.B. S1 bis S4 oder S5 bis S10, des Wechselrichters 1, sowie eine Steuerschaltung
10. Ein Stromsensor 11a ist am Ausgang des Wechselrichters 1 derart angeordnet, daß er den Ausgangsstrom IA des Wechselrichters mißt. Ein anderer Stromsensor 11b ist am Eingang der Last 5 angeordnet, um den Laststrom IL zu messen. Ein Spannungssensor 11c mißt die Ausgangsspannung Vc des Wechselrichters und liefert diese an die Steuerschaltung. In der Figur 2 sind Bezugszeichen oberhalb 100 den Komponenten der Steuerschaltung 10 zugeordnet. Die Steuerschaltung 10 enthält einen Referenzspannungsgenerator 101 für eine sinusförmige Wechselspannung, eine Phasenvoreilschaltung 102, die die Phase der Referenzwechselspannung VR um 90º voreilen läßt, um ein Signal VR90 zu erzeugen (es ist auch möglich, daß VR- Signal aus dem Signal VR90 durch Verzögerung abzuleiten). Darüber hinaus ist eine Rechenschaltung 103, ein Tiefpaßfilter 104 (zur Entfernung hochfrequenter Komponenten aus dem Laststrom IL, denen der Wechselrichter nicht folgen kann) und ein Begrenzer 105 vorgesehen, der den Befehlswert IR für den Wechselrichterstrom unterhalb eines zulässigen Wertes für den Wechselrichter hält. Schließlich ist ein Stromsteuerungsverstärker 106, ein Tiefpaßfilter 107 (das die aufgrund der PWM-Modulation erzeugte Welligkeit im Ausgangsstrom IA des Wechselrichters entfernt), eine Spannungsfehler-Detektorschaltung 109, Integrierverstärker 110, 111 und 112, sowie Multiplizierer 113 und 114 vorgesehen.
Figur 4 zeigt nun ein Blockschaltbild einer PWM-Schaltung 108, wie sie in der Ausführungsform nach Figur 2 benutzt wird. Diese Schaltung besteht aus einem Komparator 108a und einem Trägerwellengenerator 108b, der eine Trägerwelle in Dreiecksform erzeugt.
Als nächstes soll nun die Funktionsweise der vorliegenden Ausführungsform in Verbindung mit den Figuren 2, 4 und 5 beschrieben werden. Figur 5 zeigt Einzelheiten der Arbeitsweise der Spannungsfehler-Detektorschaltung. Bei dieser Ausführungsform enthält die Steuerschaltung 10 eine unterlagerte Stromregelschleife zum Bewirken einer schnellen Stromregelung, sowie eine Spannungsregelschleife, die langsamer arbeitet als die unterlagerte Schleife (minor loop). Durch die unterlagerte Stromregelschleife spricht der Ausgangsstrom IA des Wechselrichters sofort auf den Strombefehl IRL an, der so eingestellt wurde, daß der Wechselrichter eine sinusförmige Ausgangsspannung erzeugt, und auf diese Weise wird die sinusförmige Ausgangsspannung erzeugt, die der Wechselstromreferenzspannung folgt. Im einzelnen arbeitet die unterlagerte Stromregelschleife wie folgt. Der Ausgangsstrom IA des Wechselrichters wird durch den Sensor 11a als Stromsignal IA1 gemessen und durch das Tiefpaßfilter 107 von der Welligkeitskomponente aufgrund der PWM-Modulation befreit, so daß sich das Stromsignal IA2 ergibt. Der Fehler des Ausgangsstromes IA des Wechselrichters gegenüber dem Strom des Strombefehls IRL wird durch den Verstärker 106 verstärkt, der ein Ausgangssignal IE1 an die PWM-Schaltung 108 liefert. Der Modulationsausgang PWMO wird durch die Treiberschaltung 6 verstärkt, die das Ausgangssignal PWM1 an den Wechselrichter liefert, und wird impulsbreitenmoduliert. Durch Vorsehen einer kleineren Zeitverzögerung und einer höheren Verstärkung für die unterlagerte Stromregelschleife wird eine schnelle Stromregelung erzielt.
Als nächstes werden die Bestimmung des Strombefehls IRL sowie die Arbeitsweise der Spannungsregelschleife beschrieben. Der durch den Wechselrichter zu liefernde Strom entspricht der Summe des durch den Kondensator 3 fließenden Stromes IC und des Laststromes IL. Dementsprechend ist der Strombefehl IR für den Wechselrichter der Kondensatorstrom ICR zuzüglich des Laststrombefehls ILR und eines kleinen Kompensationswertes IVR zur Minimierung des Spannungsfehlers.
Der Kondensatoranteil ICR des Strombefehls wird wie folgt erzeugt. Zunächst stehen die Kondensatorspannung Vc und der Kondensatorstrom Ic in folgender Beziehung:
Hierbei ist die Kondensatorspannung Vc = Vcp sin (ωt):
Hierbei ist Vcp der Spitzenwert der Kondensatorspannung Vc.
Dementsprechend hat der dem Kondensator zuzuführende Strom, um die vorbestimmte sinusförmige Spannung zu erzeugen, einen Wert, der der Referenzwechselspannung VR um 90º in der Phase voreilt, multipliziert durch den Wert ωC. Der Kondensatoranteil ICR des Strombefehls kann also dem Ausgang der 90º-Voreilschaltung 102 mittels einer Rechenschaltung 103 entnommen werden, die eine Verstärkung von ωC hat. Wenn die Stromregelschleife dem Referenzwert folgt, der der Spannungsreferenz (wie beschrieben) um 90º voreilt, kann der Wechselrichter die Nennspannung im unbelasteten Zustand erzeugen. In einem solchen unbelasteten Zustand arbeitet der Wechselrichter auf den parallel zur Stromquelle geschalteten Kondensator und benimmt sich nicht wie eine Spannungsquelle niedriger Impedanz, wie sie bei einem allgemeinen Wechselrichter mit sinusförmigem Ausgang üblich ist. Um dies zu berücksichtigen, ist die erfindungsgemäße Schaltung so ausgebildet, daß die unterlagerte Stromregelschleife des Wechselrichters dem Strombefehl aufgrund der Last so schnell wie möglich folgt, um auf diese Weise von der Lastseite eine Spannungsquelle mit niedriger Impedanz darzustellen. Der Last-Befehlsstrom hat dann eine verzerrte Wellenform mit vielen harmonischen wie im Falle einer Gleichrichter-Last. Indem diese verzerrte Stromwellenform ohne Verzögerungen erzeugt wird, kann der Stromquellen-Wechselrichter offensichtlich als Spannungsquelle dienen.
Wird jedoch berücksichtigt, daß harmonische Laststromkomponenten von einer höheren als der 11. Ordnung z.B. durch den Ausgangskondensator 3 geliefert werden und keine signifikanten Spannungsverzerrungen bewirken, und da die unterlagerte Stromregelschleife mit extrem schnellem Ansprechen unwirtschaftlich ist, wird die gesamte Steuerschaltung so entworfen, daß Laststromkomponenten oberhalb der 11. Ordnung hauptsächlich durch den Parallelkondensator 3 zur Verfügung gestellt werden, während harmonische unterhalb der 7. Ordnung durch den Wechselrichter geliefert werden. Das Tiefpaßfilter 104 wird dazu benutzt, harmonische oberhalb der 11. Ordnung zu reduzieren und harmonische unterhalb der 7. Ordnung zuzulassen, damit sie eine Stromreferenz ILR entsprechend dem Laststrom erzeugen, die Komponenten von der Grundwelle bis zu harmonischen Komponenten bis zur 7. Ordnung enthalten. Der Wechselrichter folgt diesem Referenzwert, wodurch ein Wechselrichterbetrieb erzielt wird, der bei nichtlinearer Last die Spannungsverzerrungen nicht erhöht.
Als nächstes soll der Zweck der Spannungsregelschleife zur Erzeugung der Modifikationskomponente IVR und ihre Funktion beschrieben werden. Das vorbeschriebene Regelsystem ist ein Vorwärtsregelungssystem für den Kondensatorstrom IC, damit dieser dem angestrebten sinusförmigen Strom ICR folgt; ebenso wird der Laststrombefehlswert ILR in Vorwärtsrichtung geliefert. Auf diese Weise wird ein Kondensatorstrom IC erhalten, der fast gleich dem gewünschten Strom ICR ist, während die Ausgangsspannung Vc des Wechselrichters gegenüber der Wechselstromreferenzspannung VR einen kleinen Fehler VE hat aufgrund der begrenzten Genauigkeit der Kapazität des Kondensators 3 und aufgrund eines dauernden Fehlers in der unterlagerten Stromregelschleife. Aus diesem Grunde wird ein Kompensationsstrom IVR erzeugt, der den Fehler VE minimiert, und der dem Strombefehl für den Inverter hinzugefügt wird. Die Werte der Kompensationskomponente IVR werden wie folgt ermittelt. Zunächst wird der Spannungsfehler VE durch den Spannungsfehlerdetektorkreis 109 in einen Spannungsfehler VP (der den aktiven Strom repräsentiert) und einen Fehler VQ (der die reaktive Stromkomponente repräsentiert) sowie einen Fehler VD (der die Gleichstromkomponente ist) zerlegt. Ein Ansteigen des aktiven Stromes im Ausgangsstrom IA des Wechselrichters führt zu einem Voreilen der Phase der Ausgangsspannung Vc des Wechselrichters, während ein Erhöhen des reaktiven Stromes dazu führt, daß die Ausgangsspannung Vc des Wechselrichters eine erhöhte Amplitude erhält. Wird zu dem Befehl ein kleiner Gleichstrom addiert, so kann eine unsymmetrische Ausgangsspannung des Wechselrichters, im positiven und negativen Mittelwert, korrigiert werden. Einige Beispiele für diesen Vorgang durch die Spannungsfehler-Detektorschaltung 109 sind in Figur 5 gezeigt.
Figur 5(a) zeigt einen Fehler in der Spannungsamplitude gegenüber der Referenzspannung der gleichen Phase. Dieser Fehler ändert sich abhängig von dem reaktiven Strom des Wechselrichters, und der Fehler tritt deutlich bei 90º und 270º der Referenzspannung auf. Dementsprechend kann durch Feststellen des Fehlers zu den Zeitpunkten T1 und T3 nach Figur 5(b) ein Signal VQ, das den Amplitudenfehler wiedergibt, durch die folgende Rechnung ermittelt werden:
VQ = V(T1) - VR(T1) - V(T3) + VR(T3)
Figur 5(c) zeigt den Fall eines Phasenfehlers gegenüber der Referenzspannung. Dieser Fehler ändert sich abhängig von dem aktiven Strom des Wechselrichters, und der Fehler tritt deutlich bei 0º und 180º der Referenzspannung auf. Durch Feststellen des Fehlers zu den Zeitpunkten T0 und T2 in Figur 5(d) kann ein Signal VP, das den Phasenfehler anzeigt, durch Lösung der folgenden Rechnung erhalten werden:
VP = V(T0) - VR(T0) - V(T2) + VR(T2)
Figur 5(e) zeigt den Fall eines Fehlers in der Gleichstromkomponente gegenüber der Referenzspannung. Dieser Fehler ist über die gesamte Periode konstant und kann entsprechend Figur 5(f) durch die folgende Rechnung ermittelt werden:
VD=V(T0)-VR(T0)+V(T1)-VR(T1)+V(T2)-VR(T2)+V(T3)-VR(T3)
Bei der oben beschriebenen Fehlerfeststellung repräsentiert das Signal VQ den Amplitudenfehler, der durch den reaktiven Strom korrigiert werden kann, das Signal VP repräsentiert den Phasenfehler, der durch den aktiven Strom korrigiert werden kann, und das Signal VD repräsentiert den Positiv/Negativ-Symmetriefehler, der durch den Gleichstrom korrigiert werden kann. Diese Signale werden durch Integrationsverstärker 110, 111 und 112 und Multiplizierer 113 und 114 verarbeitet und in einen aktiven Kompensationsstrom IP, einen reaktiven Kompensationsstrom IQ und einen Gleichstrom-Kompensationsstrom ID umgewandelt, wobei ihre Summe den Kompensationswert IVR ausmachen. Dieser Wert IVR dient zur Korrektur eines geringen Spannungsfehlers, und sein Wert ist kleiner als der kapazitive Anteil ICR am Strombefehl. Die Integrationsverstärker 110, 111 und 112 sind sättigbare Verstärker, um auf diese Weise eine Grenze für den Kompensationswert IVR zu ziehen. Der Wert IVR bewirkt eine Feinjustage des Ausgangsstroms des Wechselrichters, so daß der Fehler minimal wird. Obwohl in dem vorbeschriebenen Ausführungsbeispiel die Signale VQ, VP und VD durch Abtasten festgestellt werden, ist es natürlich auch möglich, ähnliche Signale kontinuierlich festzustellen.
Bei der Schaltung nach Figur 2 wird die Summe der Strombefehlswerte ICR, ILR und IVR durch den Begrenzer 105 der unterlagerten Stromregelschleife mit dem Verstärker 106 zugeführt. Aufgrund des Begrenzers 105 wird kein Befehlswert ausgegeben, der den zulässigen kurzzeitigen Stromwert des Wechselrichters überschreitet, so daß der Wechselrichter sicher arbeitet, da er gegen Überströme geschützt wird.
Obwohl beim vorbeschriebenen Ausführungsbeispiel die Steuerschaltung 10 so ausgebildet ist, daß sie die Kompensationswerte IVR durch Kompensation in den Integrationsverstärkern 110, 111 und 112 und in den Multiplizierern 113 und 114 auf der Basis der Ausgangssignale der Spannungsfehler-Detektorschaltung 109 erzeugt, kann die vorliegende Erfindung auch andersartig ausgebildet sein. Die Steuerschaltung 10 kann wie in Figur 6 gezeigt aufgebaut sein, wie nachfolgend aus der Beschreibung des zweiten Ausführungsbeispiels hervorgeht.
In Figur 6 sind gleiche oder äquivalente Komponenten zu denen nach den Figuren 1 und 2 durch die gleichen Symbole bezeichnet, und die Gleichstromquelle 4 sowie die Steuerschaltung 6 sind aus Übersichtsgründen in der Zeichnung fortgelassen. Die Steuerschaltung 20 der zweiten Ausführungsform enthält Komponenten, die durch Bezugszeichen oberhalb 200 bezeichnet sind. Es handelt sich hierbei um einen Referenzspannungsgenerator 201 mit sinusförmiger Wechselspannung, einen Befehlswert-Generator 202 für den Wert IC* = ωCpE cosωt, der als Stromreferenz für den Kondensator dient und eine Phasenvoreilung von 90º gegenüber einer Wechselstromreferenzspannung (Bezugszeichen 201) hat, die den Wert VC* = E sinωt hat. Darüber hinaus sind ein Taktgenerator 203 (zur Erzeugung einer Zeitbasis für diese Schaltungen), eine Spannungsfehler-Detektorschaltung 209, eine Spannungsregelschaltung 210 (zur Erzeugung eines Steuersignals JC) und eine Schaltung 204 vorgesehen, die ein Vorwärtsregelsignal IL* für den Laststrom auf der Basis des festgestellten Laststromes IL erzeugt. Weiterhin ist eine Addierschaltung 211 vorgesehen, die eine Summe IA* der oben erwähnten Signale IC*, JC und IL* erzeugt. Ein Begrenzer 205 begrenzt den Strombefehl IA* des Wechselrichters auf den Maximalstrom, und darüber hinaus sind ein Stromregelverstärker 206, ein Tiefpaßfilter 207 und eine PWM-Schaltung 208 vorgesehen. Das Tiefpaßfilter 207 entfernt eine Welligkeitskomponente aus dem Ausgangsstrom IA des Wechselrichters, die durch die Impulsbreitenmodulation hervorgerufen ist.
Als nächstes soll die Funktion dieser Ausführungsform in Verbindung mit Figur 6 beschrieben werden. Bei dieser Ausführungsform enthält die Steuerschaltung 20 eine unterlagerte Stromregelschleife, die für die Augenblickswerte eine Stromregelung durchführt, sowie eine Spannungsregelschleife mit genügend großer Geschwindigkeit. Es wird ein Strombefehl IA* berechnet, der für den Wechselrichter notwendig ist, um die sinusförmige Ausgangswechselspannung zu erzeugen. Der Ausgangsstrom IA des Wechselrichters folgt dem Befehlswert aufgrund der unterlagerten Stromregelschleife, und die sinusförmige Ausgangsspannung folgt der Wechselstromreferenzspannung. Im einzelnen arbeitet die unterlagerte Stromregelschleife wie folgt. Der Ausgangsstrom IA des Wechselrichters wird durch einen Sensor 11a gemessen, der ein Stromsignal IA1 erzeugt, das über das Tiefpaßfilter 207 geleitet wird, um die Welligkeit aufgrund der Impulsbreitenmodulation zu entfernen; es ergibt sich ein Stromsignal IA2. Der Fehler zwischen dem Ausgangsstrom IA des Wechselrichters gegenüber dem Strombefehl IA* wird durch den Verstärker 206 verstärkt, der sein Ausgangssignal IE1 an die PWM-Schaltung 208 liefert. Der Modulationsausgang wird dem Wechselrichter zugeführt, so daß dieser impulsbreitenmoduliert wird. Eine sehr schnelle Betriebsweise des Systems wird dadurch erreicht, daß die unterlagerte Stromregelschleife eine kleinere Verzögerung und höhere Verstärkung aufweist.
Als nächstes werden die Bestimmung des Strombefehls IA* und die Funktion der Spannungsregelschleife beschrieben.
Der Strom, den der Wechselrichter produzieren soll, ist der Strom IC, der durch den Kondensator 3 fließt, und der Laststrom IL. Dementsprechend ist der Strombefehl IA* des Wechselrichters die Summe aus der Kondensatorkomponente IC* und der Lastkomponente IL* des Strombefehls, wobei die Kompensationswerte JC zur Minimierung des Spannungsfehlers hinzukommen.
Die Kondensatorkomponente ICR des Strombefehls wird wie folgt berechnet. Zuerst wird die Beziehung zwischen der Kondensatorspannung VC und dem Kondensatorstrom IC durch die folgende Formel ausgedrückt:
Dementsprechend ist der Strom, der dem Kondensator zugeführt werden muß, um eine sinusförmige Spannung zu erzeugen, der Wert ωCpE cosωt, der der Wechselstromreferenzspannung E sinωt um 90º voreilt. Indem die Stromregelschleife diesem Befehlswert folgt, kann der Wechselrichter die Nennspannung im unbelasteten Zustand erzeugen. In diesem unbelasteten Zustand der Spannungsbereitstellung arbeitet der Wechselrichter mit einem Kondensator, der der Stromquelle parallel geschaltet ist, und benimmt sich nicht wie eine Spannungsquelle niedriger Impedanz, wie sie normalerweise für einen Wechselrichter mit sinusförmigen Ausgangssignal üblich ist. Dementsprechend ist gemäß der vorliegenden Erfindung die unterlagerte Stromregelschleife des Wechselrichters so ausgebildet, daß sie auf Stromanforderungen durch die Last sehr schnell anspricht, so daß das System, von der Last gesehen, eine Spannungsquelle mit niedriger Impedanz bildet. Der Lastanforderungsstrom hat eine verzerrte Wellenform mit so vielen harmonischen, wie es im Falle einer Gleichrichter-Last der Fall ist. Durch Zuführen einer solchen Laststromwellenform als Vorwärtssignal bewirkt, daß der Wechselrichter den Ausgangsstrom ohne Verzögerungen bereitstellt, und der Wechselrichter als Stromquelle arbeitet wie eine sinusförmige Spannungsquelle.
In der Praxis kann der Wechselrichter jedoch harmonischen Komponenten oberhalb der 20. Ordnung z.B. nicht leicht folgen. Außerdem treten im Ausgangssignal Welligkeitskomponenten aufgrund der Impulsbreitenmodulation auf. Diese harmonischen Komponenten hoher Ordnung werden jedoch durch den Filterkondensator Cp erzeugt, so daß ein sinusförmiges Ausgangssignal erhalten wird.
Als nächstes soll der Zweck der Spannungsregelschleife zum Erzeugen des Kompensationswertes JC und ihre Funktion beschrieben werden. Das vorstehend beschriebene Regelsystem ist eine Rückkopplungsregelung für den Kondensatorstrom IC, damit dieser dem gewünschten sinusförmigen Strom IC* folgen kann, zuzüglich eines Vorwärts-Steueranteils des Laststrombefehls IL*. Die überlagerte Spannungsregelschleife, die sich außerhalb der unterlagerten Regelschleife befindet, hat die Funktion, daß System dadurch zu stabilisieren, daß die Abweichung der Ausgangsspannung von der sinusförmigen Befehlsspannung aufgrund verschiedener Variationen und unbestimmter Faktoren korrigiert wird. Diese Faktoren sind wie folgt:
(i) Eine Abweichung der Ausgangsspannung, weil der Wechselrichter einer zu starken Änderung des Laststromes nicht folgen kann.
(ii) Eine Abweichung der Ausgangsspannung aufgrund des Fehlers in der Stromregelschleife, wie er durch einen abrupten Wechsel in der Eingangsgleichspannung zum Wechselrichter hervorgerufen wird.
(iii) Ein Stromfehler aufgrund einer Zeitverzögerung im Schalterbetrieb und in der Kurzschlüsse in den Wechselrichterzweigen verhindernden Sperrzeit Td.
Aufgrund der Störungen der Ausgangsspannung durch diese Einflüsse unterscheidet sich der Laststrom von seiner ursprünglichen Wellenform, und das Einführen des festgestellten Laststromes in Vorwärtsrichtung wird die Ausgangsspannung weiter stören, so daß das ganze zu einem unstabilen System führt. Um das Regelsystem zu stabilisieren, indem solche kurzzeitigen Störungen der Ausgangsspannung korrigiert werden, stellt das Spannungsregelsystem das Kompensationssignal JC bereit, das dazu führt, daß die sinusförmige Wellenform der Ausgangsspannung aufrechterhalten wird.
Die Summe der drei Signale IC*, IL* und JC, die auf einen Wert unterhalb des maximal zulässigen Stromes der Schaltelemente durch den Begrenzer begrenzt wird, gelangt als Referenzwert in die unterlagerte Stromregelschleife. Der Wechselrichter arbeitet somit stabil und unterdrückt einen exzessiven Ausgangsstrom aufgrund seiner eigenen Eigenschaften.
Im Gegensatz zu der analogen Konfiguration des oben beschriebenen Regelsystems arbeitet das folgende System als digitales Abtastregelsystem und wird hiermit als Doppel-"Dead Beat"-Regelsystem bezeichnet. Die "Dead Beat"-Regelung ist ein allgemeiner Ausdruck, der ein endliches Zeitabgleichregelsystem bezeichnet.
Figur 7 zeigt die Ausbildung eine solchen Systems. Für die Zustandsvariablen IA und VC, eine Eingangsvariable VA und eine externe Störung IL (wie in der Figur gezeigt) werden Abtastzustandsgleichungen abgeleitet. Die hierbei benutzten Parameter sind folgende:
VD: Batteriespannung
VA: Ausgangsspannung des Wechselrichters
VC: Kondensatorspannung
IA: Ausgangsstrom des Inverters
IC: Kondensatorstrom
IL: Laststrom
VA*(k): Spannungsbefehl des Wechselrichters
VC(k): Gemessene Kondensatorspannung
IA(k): Gemessener Ausgangsstrom des Wechselrichters
IL(k): Gemessener Laststrom
Ls: Induktivität des Ausgangsfilters
Cp: Kondensator des Ausgangsfilters.
Die Schaltungsgleichungen sind wie folgt:
Die Gleichungen (1) können in der Form von Matrixgleichungen ausgedrückt werden:
Wird die Gleichung (2) durch die folgende Gleichung (3) ersetzt, so wird Gleichung 2 durch das Blockschaltbild nach Figur 8 dargestellt.
(t) = ' x(t) + 'u(t) + 'w(t) .....(3)
Hierbei bedeutet Zustandsvariable, u bedeutet eine Eingangsvariable, w bedeutet eine externe Störung und eine Einheitsmatrix.
Bei Annahme von VA(t) = VA(kT) und IL(t) = IL(kT) in dem Zeitraum kT ≤ t ≤ (k+1)T (hierbei bedeutet T eine Diskretisierungsperiode) gibt Gleichung (3) eine diskrete Zustandsgleichung (4), und dies entspricht dem Blockdiagramm nach Figur 9.
(k + 1) = x (k) + u(k) + w(k) .....(4)
Hierbei werden , und durch Gleichungen (5), (6) und (7) ausgedrückt, hierbei ist α = 1 . Die Gleichungen (5), (6) und (7) gehen aus der Veröffentlichung "Digital Control Systems" von B. C. Kuo, Kapitel 4, hervor.
Zuerst wird das "Dead Beat"-System für die unterlagerte Stromregelschleife wie folgt gebildet. Aus den Gleichungen (4) bis (7) kann der Ausgangsstrom des Wechselrichters mit der folgenden Gleichung bestimmt werden:
IA(k+1)=a&sub1;&sub1;IA(k)+a&sub1;&sub2;VC(k)+b&sub1;VA(k)+f&sub1;IL(k) .....(8)
Wird a&sub1;&sub1; = A, b&sub1; = -a&sub1;&sub2; = B und f&sub1; = F gesetzt, so ergibt eine z-Transformation der Gleichung folgendes:
ZIA(Z) = AIA(Z) - BVC(Z) + BVA(Z) + FIL(Z) .....(9)
Wird die Reaktor-Anwendungsspannung gleich V'A(Z) = VA(Z) - VC(Z) gesetzt, und wird eine Vorwärtsgröße (FL/B)IL(Z) eingeführt, um die Störungsgröße FIL(Z), die durch den Laststrom hervorgerufen wird, aufzuheben, so entsteht ein "Dead Beat"-System in der Form eines Proportional-Integral-Systems, wie es Figur 10 zeigt.
Die für IL(Z) zuständigen Größen heben einander auf, und durch Entfall dieser Größen ergibt sich die Schleifenübertragungsfunktion G&sub0;(Z):
In diesem Fall ergibt sich die Gleichung 1+G&sub0;(Z) für die Charakteristik des geschlossenen Schleifensystems wie folgt:
Z&sub2; - {(G&sub2; - G&sub1;)B + A + 1} Z + (A + G&sub2;B) = 0 .. (11)
Werden die beiden Wurzeln der Gleichung gleich Null gemacht als Zustand einer endlichen Anpassung, so erhält man G&sub1; = 1/B und G&sub2; = -A/B.
Durch inverse Z-Transformation für das Regelsystem nach Figur 10 und durch Addition der Kondensatorspannungskomponente wird ein Abtastdaten-Stromregelsystem geschaffen, wie es aus Figur 11 hervorgeht.
Als nächstes wird das Spannungsregelsystem gebildet unter Annahme, daß der Wechselrichter und die Induktivität des Ausgangsfilters in Kombination wie eine ideale Stromquelle wirken, wie in Figur 12 gezeigt.
Ein Vorhersagewert IL*(k) wird hier benutzt, der durch quadratische Vorhersage (4) entsprechend dem Blockdiagramm nach Figur 13 bestimmt wird. Eine Vorhersage zweiter Ordnung ist eine Methode, bei der die Laststromwerte IL an drei Zeitpunkten, t = kTS, t = (k - 1)TS und t = (k - 2)TS benutzt werden, um eine quadratische Kurve und Laststromwerte in der Zukunft anzunehmen, d.h., t = (k + 1)TS und t = (k + 2)TS werden auf der Kurve vorhergesagt.
Auf der Basis der Figur 12 wird die Schaltungsgleichung wie folgt abgeleitet.
Wird angenommen, daß IL* etwa gleich IL ist, so kann die Gleichung (13) wie folgt reduziert werden:
Wird die Gleichung (14) diskret gemacht, mit Resultaten für die Zeit T, so ergibt sich die folgende Gleichung:
Wird der Fehler der Kondensatorspannung gegenüber der Referenzspannung zu EVC(k) = VC(k) - VC*(k - 1), so wird die Gleichung (15) zur Gleichung (16) reduziert:
Dementsprechend wird auf der Basis von VC*(k) = VC*(k-1) + (T/Cp)IC*(k) die Gleichung (16) wie folgt reduziert:
Durch Z-Transformation der Gleichung (17) ergibt sich das folgende Resultat:
Wird das Spannungsregelsystem als ein Proportionalregelsystem nach Figur 14 ausgebildet, so wird der Wert G&sub3; zum Erreichen eines endlichen Abgleichs erhalten. Das Spannungsregelsystem hat eine Schleifentransferfunktion G&sub0;(Z) wie folgt:
Wird also die Wurzel der Gleichung für die Schleifentransferfunktion gleich Null gemacht, erhält man G&sub3; = Cp/T. Durch inverse Z-Transformation des Regelsystems nach Figur 14 kann ein Abtastdaten-Spannungsregelsystem nach Figur 15 erhalten werden.
Das Hauptmerkmal dieses Verfahrens ist das Einsetzen eines Spannungsregelsystems außerhalb des Stromregelsystems, um ein Doppel-"Dead Beat"-Regelsystem zu schaffen. Aufgrund der hohen Ansprechgeschwindigkeit durch die "Dead Beat"-Regelung für das Spannungsregelsystem werden Spannungsabweichungen aufgrund der Einflüsse (i - iii) sofort korrigiert, und es entsteht ein stabiles Regelsystem.
Um eine "Dead Beat"-Regelung, wie oben beschrieben, zu realisieren, kann die für eine solche Regelung notwendige Computerzeit ein Problem werden, da der Wechselrichter keinen Ausgangsimpuls erzeugen kann, bevor die Berechnung jeder Abtastzeit abgeschlossen ist. Ist die notwendige Rechenzeit TC, so ist die Abtastzeit TS mehr als zehnmal so groß wie TC, wie sie normalerweise angewandt wird, um eine hohe Ausnutzung der Impulsbreite des Wechselrichters zu erhalten. Bei der "Dead Beat"-Regelung beträgt die Rechenzeit TC normalerweise 100 bis 300 Mikrosekunden. Wird eine Rechenzeit TC von 100 Mikrosekunden angenommen, so wird die Abtastzeit TS etwa eine Millisekunde. In einem solchen Fall kann die PWM-Schaltfrequenz jedoch nicht höher als 1 Khz gewählt werden. Um dieses Problem zu lösen, wird ein neues Verfahren zur Kompensation der Rechenzeit eingeführt, wie nachstehend erläutert.
Um den Effekt der Rechenzeit zu kompensieren, wird eine doppelte Periode der Abtastzeit TS für den Schritt T einer "Dead Beat"-Regelung angewandt. Es wird Bezug genommen auf Figur 16, in der die Schrittanzahl der Abtastung mit m bezeichnet wird, um eine Unterscheidung von der Diskretisierung k der "Dead Beat"-Regelung zu ermöglichen. Zum Zeitpunkt t = m TS wird eine Prediktion des Laststromes IL*(m) vorgenommen, und zwar wird t = (m+1)TS abgeleitet, indem IL(m-2), IL(m-1), IL(m) durch eine Prediktionsmethode zweiter Ordnung angewandt wird. Dieser Wert wird benutzt als ungefähre Vorhersage des Laststromes zum Zeitpunkt t = (m+2)TS. Dann wird der Rechenvorgang der "Dead Beat"-Regelung begonnen, um die notwendige Spannung des Wechselrichters zu erhalten, bei der der Laststrom, der zum Zeitpunkt t = m TS gleich IL(m) ist, zum Zeitpunkt t = (m+2)TS auf IL*(m) zu bringen. Für diese Berechnung benötigt der Mikroprozessor nach Figur 16 die Zeit T&sub1;. Während der Zeit t = mTS bis t = (m+1)TS wird das Ergebnis der vorherigen Rechnung VA(m) an die PWM- Schaltung gegeben.
Wird angenommen, daß das Resultat VAO(m) der obigen Rechnung die Linie X&sub1;-X&sub2; in Figur 16 ist, dann wird klar, daß VA(m) kurz war, wie durch die Fläche SA angedeutet ist. Um diesen Nachteil zu kompensieren, wird VA(m+1), die der Gleichung SB bis SA entspricht, berechnet: VA(m+1) = 2 VA0(m) - VA(m) und während des nächsten Zeitraumes TS an die PWM-Schaltung gegeben.
In der vorstehenden Erläuterung wird angenommen, daß der Kondensator Cp von der Last 5 getrennt ist, wie in Figur 6 gezeigt. Jedoch in einer anderen Ausführungsform, bei der der Kondensator als ein Teil der Last 5 aufgefaßt wird, und dann in diesem Fall, wird der Block 202 für den Kondensatorstrombefehl eliminiert und der Strom IA des Wechselrichters, d.h. das Ausgangssignal des Sensors 11a, wird anstelle des Laststromes IL, d.h. dem Ausgangssignal des Sensors 11b, als Vorwärtssignal angewandt. Auch in diesem Fall kann der gleiche Aufbau der unterlagerten Stromregelschleife angewandt werden. Dies bedeutet, daß zur Darstellung der unterlagerten Stromschleife der Kondensator Cp explizit wie in den Gleichungen (1) bis (11) berücksichtigt wird.
Eine spezielle Schaltung zur Durchführung der digitalen Abtastregelung, wie in Figur 17 gezeigt, enthält ein Mikroprozessorsystem 230, das die Rechnung der vorstehend beschriebenen "Dead Beat"-Regelung durchführt. Ein Quarzoszillator 231 ist als Zeitbasis vorgesehen, sowie eine Zählerschaltung A 232, die 512 Schritte zählt, eine Zählerschaltung B 233, die 130 Schritte zählt, Sample- Hold-Schaltungen 234, 235 und 236, die die Spannung VC sowie die Ströme IA und IL abtasten und speichern. Darüber hinaus ist ein Multiplexer 237, ein A/D-Konverter 238, ein Flip-Flop 239 und ein Komparator 240 vorgesehen. Das Mikroprozessorsystem 230 besteht aus einem Ein- Chip-Mikroprozessor 230A, einem Quarzoszillator 230B, einer Latch-Schaltung 230C, einem ROM 230D, Invertern 230E und 230I, einem Widerstand 230F, einem Schalter 230G und einer Einschalt-Rückstellschaltung 230H. Bezeichnung Bezugszeichen Mikroprozessor Quarzoszillator Latch-Schaltung ROM-Speicher Quarzoszillator Zählerschaltung Sample-Hold-Schaltung Multiplexer A/D-Wandler Flip-Flop Komparator
Nachfolgend soll die Funktion der Steuerschaltung mit vorstehendem Aufbau beschrieben werden. Der Ein-Chip- Mikroprozessor 230A arbeitet in Verbindung mit dem Quarzoszillator 230B als Systemtakt, der mit dem Anschluß X1 verbunden ist. Die Latch-Schaltung 230C ist mit dem Anschluß PD7-0 des Adressendatenbus des Mikroprozessors 230A verbunden, und verriegeln die niedrigeren 8 Bits der Adresse bei Auftreten eines Signals am Anschluß ALE. Der Anschluß PF5-0 des Ports F gibt die oberen 6 Bits der Adresse aus, und bei einer Adresse von 0000H-1FFFH wird das ROM 230D angesteuert. Das Steuerprogramm ist im ROM 230D gespeichert, und Daten werden in den Ein-Chip- Mikroprozessor 230A abhängig vom Signal am -Anschluß eingelesen. Der Schalter 230G ist ein Schalter für den Start/Stop-Betrieb der Inverter und mit dem Arbeitswiderstand 230F verbunden, während der Verbindungspunkt an den Anschluß PB4 des Mikroprozessors 230A angeschlossen ist. Die Einschalt-Rückstellschaltung 230H ist an den
-Anschluß verbunden und stellt den Ein-Chip-Mikroprozessor 230A zurück, wenn die Betriebsspannung eingeschaltet wird.
Die Zählerschaltung A 232 führt die Frequenzteilung des Ausgangssignals des Quarzoszillators 231 als Zeitbasis durch und erzeugt ein Sägezahnsignal, das den Referenzwert für die Impulsbreitenmodulation bildet, sowie ein Interrupt-Signal zur Bestimmung der Abtastzeit. Das Interrupt-Signal wird dem Interrupt-Eingang INT1 des Ein-Chip-Mikroprozessors 230A zugeführt, und die Ausführung des Steuerprogramms wird durch dieses Interrupt- Signal gestartet. Die Zählerschaltung B 233 empfängt das Ausgangssignal der Zählerschaltung A 232 und teilt die Frequenz weiter. Hierdurch wird die Zeitreferenz für die sinusförmige Spannungsreferenz erzeugt und als 8-Bit- Signal dem Anschluß PA7-0 des Ports A des Ein-Chip- Mikroprozessors 230A zugeführt. Die Zählerschaltung A 232 besteht aus Programmzählern 232A, 232B, und 232C, während die Zählerschaltung B 233 aus den Programmzählern 233A und 233B besteht. Um eine sinusförmige Ausgangsspannung von 60 Hz zu erzeugen, wird in diesen Zählerschaltungen die Zeitbasis von 3,9936 MHz des Quarzoszillators 231 in der Zählerschaltung A 232 durch 512 geteilt, und dann weiter in der Zählerschaltung B 233 durch den Divisor 130. Da das Interrupt-Signal der Frequenzteilung des Sägezahnsignals durch 2 entspricht, wird die sinusförmige Ausgangsspannung von 60 Hz durch die Trägerfrequenz von 15,6 Khz und die Abtastfrequenz 7,8 Khz gesteuert. Da die Periode der Impulsbreitenmodulation 64 Mikrosekunden, also gleich der Hälfte der Abtastperiode von 128 Mikrosekunden ist, bedeutet dies, daß zweimal mit derselben Impulsbreite ausgegeben wird. Dies findet deshalb statt, weil die Trägerfrequenz höher als der Tonfrequenzbereich liegt.
Die Spannung VC sowie die Ströme IA und IL für die Wellenformsteuerung werden von den Sample-Hold-Schaltungen 234 bis 236 aufgenommen. Um Signale zur gleichen Zeit aufzunehmen, wird das gleiche Signal wie das dem Interrupt-Anschluß INT&sub1; zugeführte Interrupt-Signal gemeinsam allen Sample-Hold-Schaltungen 234 bis 236 zugeführt. Diese Sample-Hold-Schaltungen 234 bis 236 arbeiten in der Weise, daß der Wert, der während des Interrupt-Signals auftritt, während der halben Abtastzeit gespeichert und während der verbleibenden halben Abtastzeit abgetastet wird. Die Analogsignale, die in den Sample- Hold-Schaltungen 234 bis 236 gespeichert sind, werden durch den Multiplexer 237 ausgewählt und durch den A/D- Konverter in Digitalsignale umgewandelt. Der Betrieb des Multiplexers 237 und des A/D-Konverters 238 wird durch die Anschlüsse PB0 bis PB3 des Ports B des Ein-Chip-Mikroprozessors 230A gesteuert. Hat z.B. der A/D-Konverter 238 die Adresse 200H, so wählt der Mikroprozessor 230A durch ein Signal vom Anschluß PF5 über den Inverter 230E ein Chip aus, und ein Analogsignal wird durch ein Signal am Anschluß in den A/D-Konverter 238 eingelesen. Der Ausgangsspannungsbefehl für den Wechselrichter ist das Rechenergebnis des Ein-Chip-Mikroprozessors 230A und wird vom Anschluß PC7-0 des Ports C an die Latch-Schaltung 239 zu jedem Abtastzeitpunkt gegeben und mit dem Sägezahnsignal des Zählers A mittels des Komparators 240 verglichen, um das PWM-Signal zu erzeugen.
Nachfolgend soll nun die Ausführung des Steuerprogramms unter Bezug auf die Flußdiagramme der Figuren 18A und 18B beschrieben werden.
Wird die Betriebsspannung eingeschaltet, so wird der Mikroprozessor 230A durch den
-Anschluß zurückgesetzt. Wie in Figur 18A zu sehen ist, führt der Mikroprozessor 230A das Initialisierungs-Programm aus und setzt den Port (ST 1). Als nächstes wird unterschieden, ob der Schalter 230G in einem Zustand ist, den Wechselrichter zu starten (ST 2). Befindet sich der Schalter 230G im Startzustand, so läßt es der Mikroprozessor 230A zu, daß der Interrupt empfangen wird (ST 3), und es stellt sich der Interrupt-Wartezustand ein (ST 4). Da der Rechenvorgang für die "Dead Beat"-Regelung per Interrupt von 7,8 Khz ausgeführt wird, muß die Operationszeit des Mikroprozessors 230A 1/7,8 kHz = 128,2 Mikrosekunden oder weniger betragen. Dementsprechend sind die Maximalwerte der Prozessorzeit und die akkumulierte Zeit für jeden Block an der Seite des Flußdiagramms des Interrupt-Programms in Figur 18B gezeigt. Diese Werte gelten als Rechenzeiten, wenn ein Mikroprozessor D7810 benutzt wird. Der Mikroprozessor 230A führt die Berechnung der Schritte ST 5 bis ST 12, wie nachfolgend beschrieben, in maximal 126 Mikrosekunden durch.
Nachfolgend soll der Rechenvorgang des Interrupt-Programms in Verbindung mit dem Flußdiagramm nach Figur 18B beschrieben werden.
ST 5: Befindet sich der Schalter 230G im Ruhezustand des Wechselrichters, so wird das initialisierte Programm ausgeführt.
ST 6: Die Spannung VC, die Ströme IA und IL werden aus dem A/D-Konverter 238 ausgelesen.
ST 7: Der Laststrom wird vorhergesagt.
ST 8: Die Spannungsregelschleife wird berechnet, und der Strombefehl IA* wird erzeugt.
ST 9: Der Strombefehl IA* wird durch den Begrenzer begrenzt.
ST 10: Die Stromregelschleife wird berechnet, und der Ausgangsspannungsbefehl VA des Wechselrichters wird erzeugt.
ST 11: Die Totzeit des Vorganges wird kompensiert.
ST 12: Der Ausgangsspannungsbefehl VA des Wechselrichters wird durch den Begrenzer begrenzt, durch die Gleichspannung dividiert und als Schaltverhältnis-Befehlswert an die PWM-Schaltung gegeben.
Um bei der vorstehend beschriebenen Rechnung die Verarbeitungszeit zu reduzieren, kann die Berechnung der Regelverstärkung durch Multiplikation nur durch Anwendung der Daten-Tabelle durchgeführt werden, bei der die Regelverstärkung vorher durch Multiplikation durchgeführt wurde. Aus diesem Grunde braucht der eigentliche Rechenvorgang nicht mehr durchgeführt werden. Ebenso kann die Division durch die Gleichspannung im Schritt ST 12 durch Auslesen der Daten-Tabelle durchgeführt werden, um eine zeitaufwendige Rechnung zu vermeiden.
Figur 19 zeigt einen Satz von Wellenformen an verschiedenen Punkten des Systems, das nach dem vorbeschriebenen Prinzip arbeitet, d.h., der Wechselrichter ist mit einer Eingangskondensator-Gleichrichter-Last kombiniert. Die Verzerrungen der Ausgangsspannung betragen weniger als 5 % für eine Gleichrichter-Last, d.h., die Leistung des Wechselrichters in kW wird mit 0,8 multipliziert. Eine Simulation bewies, daß die Qualität der Verzerrungen weiter verbessert werden kann, indem die Abtastperiode niedriger als 100 Mikrosekunden gemacht wird.
Obwohl die Ausführungsform nach Figur 6 einen Stromsensor 11b benutzt, um den Laststrom IL zu messen, so kann dieser Stromsensor auch fortgelassen werden, wenn der folgende Laststrom-Algorithmus angewandt wird.
Nach Figur 7 kann der Laststrom IL durch die nachfolgende Gleichung (20) ausgedrückt werden:
Danach kann der Laststrom IL als Differenz des Wechselrichterstromes IA und des Kondensatorstromes IC berechnet werden. Ebenso kann der Kondensatorstrom IC durch Differentialrechnung aus der Kondensatorspannung Vc geschätzt und mit einem konstanten Kondensatorwert Cp multipliziert werden.
Auf diese Weise kann der Laststrom also indirekt abgeschätzt werden, ohne den Laststromsensor 11b vorzusehen.
Obgleich die vorstehenden Ausführungsformen in Verbindung mit einem Einphasen-Wechselrichter beschrieben wurden, so kann dieses Konzept der Steuerung eines PWM- Wechselrichters auch auf einen Dreiphasen-Wechselrichter mit einer ähnlichen Steuerschaltung für jede Phase und unter Benutzung einer Dreiphasen-Wechselstromreferenzspannung angewendet werden.
Obwohl in den vorstehenden Ausführungsformen die unterlagerte Stromregelschleife für Fälle eines Dreieckswellen-Vergleichssystems und für ein digitales Abgleichregelsystem beschrieben wurde, können auch andere Verfahren angewendet werden, wie z.B. ein Hysterese-Vergleichssystem.
Auch wenn die vorstehenden Beschreibung sich auf einen Spannungs-Wechselrichter bezieht, so kann die vorliegende Erfindung auch auf ein Wechselrichter-Zyklokonvertersystem beziehen, bei dem (wie in Figur 20 als dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt) ein Hochfrequenz-Wechselrichter 300 mit seinem Ausgang über einen Transformator 303 einen Zyklokonverter 301 mit wählbarer Frequenz ansteuert, und anschließend über ein Filter 302 eine sinusförmige Wellenform formt, bevor diese einer Last zugeführt wird.
Auch wenn in der vorstehenden Beschreibung der Ausdruck "Kondensatorspannung" als der zu regelnde Wert benutzt wird, so kann stattdessen auch der Ausdruck "Ausgangsleitungsspannung" verwendet werden.
Wie vorstehend erläutert, ist die erfindungsgemäße Steuerschaltung so aufgebaut, daß sie einen Strombefehlswert für einen Konverter erzeugt, der eine sinusförmige Ausgangsspannung liefern soll. Hierbei soll eine Augenblickswertregelung angewandt werden, so daß der konvertierte Ausgangsstrom dem Strombefehl folgt, damit die Regelung effektiv mit ausreichender Genauigkeit und gutem Ansprechen der konvertierten Ausgangsspannung erfolgt. Die Ausgangsspannung soll eine kleinere Verzerrung bei Lastströmen mit harmonischen haben, und es soll eine Überstromsicherung der Schaltelemente dadurch erfolgen, daß die unterlagerte Stromregelschleife Einschaltströme oder Kurzschlüsse in der Last ausregelt. Insbesondere harmonische Komponenten im Laststrom werden durch Vorwärtsregelung berücksichtigt, und nicht durch Rückführen von Spannungsfehlersignalen. Durch diese Maßnahmen kann eine genaue Ausgangsspannung und eine zufriedenstellende Wellenform erzeugt werden.

Claims

1. Steuerschaltung in einem Umrichter zum Erzeugen von sinusförmigem Wechselstrom durch vielfaches Schalten von Schaltelementen während einer Periode und mittels eines L-C-Ausgangsfilters mit einer Serieninduktivität (2) und einem Parallelkondensator (3), über das einer Last sinusförmige Wechselspannung zugeleitet wird, unter Benutzung von Spannungsrückkopplung und Stromrückkopplung, gekennzeichnet durch eine unterlagerte Stromregelschleife (11a, 107; 11a, 207), mit der der Augenblickswert des durch die Induktivität (2) fließenden Stromes (I) in Übereinstimmung mit einem Stromreferenzwert (IR; IA*) geregelt wird, der durch folgende Summe folgender Größen gegeben ist:

a) einer Laststromkomponente (ILR; IL*), die in der mit dem L-C-Ausgangsfilter (2, 3) verbundenen Last (5) gemessen wird,

b) einer Kondensatorstromkomponente (ICR; IC*), die dem im Kondensator (3) des L-C-Ausgangsfilters (2, 3) fließenden Strom entspricht,

c) einer Modifikationsstromkomponente (IVR; IC), die einem Fehler in der Ausgangsspannung (VC) des L-C- Ausgangsfilters (2, 3) gegenüber der sinusförmigen Referenzspannung (VR; VC*) entspricht.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatorstromkomponente (ICR; IC*) durch eine Rechenschaltung (103; 202) aus einer phasenverschobenen Spannungskomponente (VR90) der sinusförmigen Referenzspannung (VR) abgeleitet wird.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Laststromkomponente (ILR; IL*) einem vorbestimmten Wert des Laststromes entspricht.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Wert des Laststroms durch ein quadratisches Vorhersageverfahren unter Benutzung von derzeitigen und vorhergehenden Laststromwerten ermittelt wird.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die unterlagerte Stromregelschleife ein Abtastdaten-Regelsystem ist.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifikationsstromkomponente (IVR; IC) durch Abtastdatenregelung unter Benutzung eines finiten Abgleichregelsystems ermittelt wird.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter aus einem Wechselrichter (1) besteht, der Gleichstrom in Wechselstrom umwandelt.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktoren der finiten Abgleichregelung durch eine Diskretisierungszeit T bestimmt werden, die der zweifachen Abtastzeit TS entspricht.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Abtastperiode das

Resultat VA(m) der Berechnung der letzten Abtastzeit ausgegeben wird, um den Ausgangswert dieser Abtastzeit zu bestimmen,

daß nach der Berechnung des Ausgangswertes der Wert VA0(m) dieser Diskretisierungsperiode ermittelt wird und daß

der Ausgangswert VA(m+1) der nächsten Abtastzeit der Regelschaltung als

VA(m+1) = 2 VA0(m) - VA(m)

bestimmt wird.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Messung des der Last (5) zugeführten Stromes auf indirektem Wege erfolgt, indem der Ausgangsstrom (IA) des Umrichters und der Strom im Filterkondensator (3) gemessen werden und hieraus die Differenz (IA - IC) gebildet wird.

11. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Umrichter ein Zyklokonverter (301) ist, der Wechselstrom einer höheren Frequenz als der Netzfrequenz in eine andere Frequenz umwandelt.