JP3234909B2 - インバータ制御装置、およびインバータの制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明が属する技術分野】本発明は、電力変換器等に用
いられるインバータの出力波形制御を行うインバータ制
御装置、およびインバータの制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、インバータ装置として、図７
に示すものがある。このインバータ装置５０は、直流電
源５１を入力として交流の負荷５２を駆動するインバー
タ主回路５３の制御を行うものであって、ディジタル・
シグナル・プロセッサ（以下、ＤＳＰと称す）からなる
インバータ制御装置５４を使用してインバータ主回路５
３の出力電流を瞬時値制御している。

【０００３】以下、インバータ制御装置５４による制御
方法を説明する。すなわち、インバータ主回路５３の出
力電流を電流検出器５５で検出したうえで、その出力電
流をＡ／Ｄ変換器５６によって所定のサンプリング周波
数でＡ／Ｄ変換する。そして、Ａ／Ｄ変換した出力電流
信号Ｉ_Oを基準電流信号Ｉ_Cとともにインバータ制御装置
５４に入力する。

【０００４】インバータ制御装置５４はそのソフトウエ
アのプログラミングにより誤差増幅部５７とＰＷＭ演算
部５８とを備えており、まず、誤差増幅部５７が、出力
電流信号Ｉ_Oと基準電流信号Ｉ_Cとを基にして誤差増幅信
号Ｅ＝Ｋ(Ｉ_C―Ｉ_O)を計算する。ここでＫは比例ゲイン
である。

【０００５】ＰＷＭ演算部５８ではこの誤差増幅信号Ｅ
に基づいて、インバータ主回路５３を構成するスイッチ
ング素子（図示省略）のゲートオン時間Ｔ_onを算出す
る。そしてインバータ制御装置５４で算出したゲートオ
ン時間Ｔ_onをタイマ・カウンタ回路５９に出力する。タ
イマ・カウンタ回路５９では、入力されたゲートオン時
間Ｔ_onを基にして各スイッチング素子のゲート駆動信号
Ｇを作成して、ゲート駆動回路６０に出力する。ゲート
駆動回路６０では入力されたゲート駆動信号Ｇを基にし
てインバータ主回路５３のスイッチングを行う。

【０００６】なお、インバータ制御装置５４における出
力電流信号Ｉ_Oおよび基準電流信号Ｉcの入力タイミン
グ、誤差増幅信号Ｅの計算、ゲートオン時間Ｔ_onの計算
および出力のタイミングは所定のサンプリング周期で連
続的に実行されるようになっている。

【０００７】このインバータ制御装置５４を、比例制御
系とみなして説明すると、次のようになる。すなわち、
図８の制御ブロック図に示すように、インバータ（ＰＷ
Ｍ演算部５８，タイマ・カウンタ回路５９，ゲート駆動
回路６０，およびインバータ主回路５３等を含む）７１
の出力電流信号Ｉ_Oを電流検出回路７０（電流検出器５
５とＡ／Ｄ変換器５６が相当する）で検出して誤差増幅
部５７に入力する。誤差増幅部５７では、減算部５７ａ
において、別途入力される基準電流信号Ｉcから出力電
流信号Ｉ_Oを減算（Ｉc−Ｉ_O）し、さらにその減算結果
に対して比例制御部５７ｂにおいて比例ゲインＫで比例
補償（増幅）したうえで、その出力（＝誤差増幅信号）
Ｅをインバータ７１に出力する。インバータ７１では、
比例制御部５７ｂの出力Ｅを基にして出力電流信号Ｉ_O
を形成する。

【０００８】このようにして形成された出力電流信号Ｉ
_Oには、インバータ７１の構造上、避けることができな
い外乱Ｎが重畳される。外乱Ｎの一例として次のような
作用により生じる外乱Ｎがある。すなわち、インバータ
主回路５３を構成するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipol
ar Transistor）などのスイッチ素子のオン時のコレク
タ電流が実際のオン時間に比例しないことに起因する非
線形作用で外乱Ｎが発生する。このような外乱Ｎが生じ
ると、基本周波数の高調波歪みが出力電流に重畳され
る。

【０００９】このような外乱Ｎの影響を排除する方法と
して、比例制御部５７ｂの比例ゲインＫを無限大に大き
くすることが考えられる。比例ゲインＫは大きくすれば
するほど、出力電流信号Ｉ_Oに現れる外乱Ｎの影響が小
さくなり、理想的には比例ゲインＫを無限大とすること
により基準電流信号Ｉcと出力電流信号Ｉ_Oとの間の誤差
を０にすることができる。

【００１０】ところが、実際のインバータ制御装置５０
では、インバータ主回路５３やその周辺回路等において
遅延等の周波数特性を有しているため、比例ゲインＫを
大きくすると制御系が不安定となって発振を生じるた
め、比例ゲインＫを無闇に大きくすことは現実的な解決
策とは言えない。

【００１１】これに対して、従来のインバータ制御装置
５０においては、出力電流信号Ｉ_Oの高周波発振を抑制
するために、誤差増幅部５７の出力側に低域通過フィル
タ６１（図７参照）を設け、この低域通過フィルタ６１
によって比例制御部５７ｂの出力（＝誤差増幅信号）Ｅ
のろ波を行うことで高周波域の比例ゲインＫを下げ、ろ
波後の出力Ｆを用いてＰＷＭ演算を実行することも試み
られている。

【００１２】しかしながら、このような対策を施して
も、低域通過フィルタ６１自体に遅延が含まれており、
対策手段として設けた低域通過フィルタ６１によって新
たな遅延が生じるため、必ずしも高周波の発振現象を抑
制できるとは限らなかった。

【００１３】また、低域通過フィルタ６１を用いて高周
波域の比例ゲインＫを効率よく下げるためには、一般
に、・カットオフ周波数を低くする、・減衰量を大きく
する、といった手段が講じられるが、このような手段を
講じると、やはり低域通過フィルタ６１の遅延を大きく
してしまうため、簡単に比例ゲインＫを下げることもで
きなかった。

【００１４】そこで、本願発明の発明者らは、上述した
遅延の影響を排除したインバータ制御装置を、特願平７
−２６７４９５号でもって既に提案している。以下、説
明する。

【００１５】このインバータ制御装置は周期成分制御手
段によりインバータ出力を希望出力波形に調整してい
る。すなわち、まず、インバータ出力の基本波の１周期
を単位区間として、インバータ出力波形と希望出力波形
との間の誤差を算出することで、基本波の１周期分の誤
差波形パターンを形成する。そして、形成した誤差波形
パターンを問題となる遅延に対応する位相分だけ相対的
に進相させたうえで、前回の周期期間においてインバー
タを駆動したインバータ駆動波形パターンに加算する。
つまり、所定の進相処理を施した誤差波形パターンを積
分することによりインバータ駆動波形パターンを作成す
る。そして、このようにして作成したインバータ駆動波
形パターンに基づいてインバータ出力を制御する。

【００１６】これにより、遅延の影響を排除したうえ
で、インバータ出力波形を徐々に希望出力波形に一致す
るように調整することができ、さらには、前述したよう
な、ＩＧＢＴのオン時のコレクタ電流がオン時間に比例
しないことに起因する基本周波数の高調波歪みをキャン
セルすることが可能となる。

【００１７】

【発明か解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うにして、遅延の影響の排除と高調波歪みのキャンセル
を図った従来のインバータ制御装置においても、負荷が
急変した場合における波形制御が十分とはいえず、電流
波形の乱れや過電流等の好ましくない現象を生じさせる
という問題があった。以下、説明する。

【００１８】所定の進相処理を施した誤差波形パターン
を積分することによりインバータ駆動波形パターンを作
成する従来のインバータ制御装置では、遅延の影響を排
除するために誤差波形パターンを進相処理している。と
ころが、実際の波形処理において誤差波形パターンを進
ませることは不可能であるので、逆に誤差波形パターン
を遅らせることによって、インバータ駆動波形パターン
に対する相対的な進相処理を実行せざるを得ない。その
ため、誤差波形パターンの情報がインバータ出力に反映
されるのは１周期遅れることになる。

【００１９】ここで、インバータ７１に接続される負荷
５２が定常状態である場合、この方法は十分な制御効果
を発揮する。しかしながら、負荷が急変するような場合
には、その急変に対する制御の応答が少なくとも１周期
近く遅れることになり、この遅れの間に、電流波形の乱
れや、過電流等の望ましくない現象を生じさせた。

【００２０】本発明は上述のような問題点に鑑み、イン
バータ出力のフィードバック制御において高周波域での
発振の原因となる遅延を補償して安定な制御を行うとと
もに、出力波形歪みの改善、および負荷変動に対する応
答を向上させることを課題としている。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明は上述した課題を
解決するために、次のように構成にした。

【００２２】請求項１に記載のインバータ制御装置は、
希望出力波形とインバータ出力波形との間の誤差を検出
する誤差検出手段と、前記誤差の周期的な成分が減少す
るようにインバータ出力を制御する周期成分制御手段
と、前記誤差の非定常成分が減少するようにインバータ
出力を制御する非定常成分制御手段とを備えるインバー
タ制御装置であって、前記周期成分制御手段は、系統電
圧のゼロクロス検出パルスが入力されるＦＩＲフィルタ
と、インバータ駆動波形データを更新するためのＬＭＳ
アルゴリズム演算部と、前記ＦＩＲフィルタからの出力
信号が入力されるＰＷＭ演算部とを有し、インバータ駆
動波形データの更新操作は前記ＬＭＳアルゴリズム演算
部で行われ、更新されたインバータ駆動波形データは前
記ＦＩＲフィルタに与えられ、このＦＩＲフィルタの演
算動作により得られたフィルタ係数としての出力信号が
前記ＰＷＭ演算部に送出され、該ＰＷＭ演算部において
ＰＷＭ演算が行われ、前記誤差が最小となるようにイン
バータ出力が調整されることに特徴を有しており、これ
により次のような作用を有する。すなわち、周期成分制
御手段をデジタル信号処理回路によって構成することに
より、処理途中においてノイズが混入しにくくなる。

【００２３】請求項２に記載のインバータ制御装置は、
請求項１に係るインバータ制御装置であって、前記非定
常成分制御手段は、前記誤差を基にして誤差増幅信号を
形成する比例制御部と、前記誤差増幅信号を前記インバ
ータ駆動波形パターンに加算する加算部とを備えてお
り、前記出力制御部は、前記加算部の出力に基づいてイ
ンバータ出力を調整していることに特徴を有しており、
これにより、次のような作用を有する。非定常成分制御
手段を、比例制御手段と同様の構造で構成することがで
き、その分、非定常成分制御手段を簡単に構成すること
ができるようになる。

【００２４】請求項３に記載のインバータ制御装置は、
請求項２に係るインバータ制御装置であって、前記比例
制御部は、前記誤差の符号に応じて誤差増幅のゲインを
変化させていることに特徴を有しており、これにより次
のような作用を有する。すな わち、たとえば、希望出力
波形よりインバータ出力の波形が小さい場合はゲインを
低めに設定し、逆に大きくなった場合はゲインを大きく
設定することにより、負荷変動によるインバータの出力
過電流や過電圧をより速く抑制することが可能となる。

【００２５】請求項４に記載のインバータ制御装置は、
請求項１に係るインバータ制御装置であって、前記非定
常成分制御手段は、前記誤差の所定割合が減少するよう
に制御しており、前記周期成分制御手段は、前記誤差の
周期成分が零になるように制御して、定常状態では、基
本波成分の制御が自動的に周期成分制御手段に移行する
ことに特徴を有しており、これにより次のような作用を
有する。すなわち、まず、非定常成分制御手段がインバ
ータ出力波形制御の動作初期に周期成分の制御を受け待
ち、そののち、徐々に周期成分の制御が周期成分制御手
段に移行していくことになる。そして、負荷が定常な場
合はすべての制御が周期成分制御手段に移行することに
なる。

【００２６】請求項５に記載のインバータ制御装置は、
請求項１に係るインバータ制御装置であって、系統電圧
の１周期のうちの半周期は、前記フィルタ係数の適応演
算を行い、残りの半周期は適応演算を行わないことに特
徴を有しており、これにより次のような作用を有する。
すなわち、第２低域通過フィルタのための演算時間を確
保することが可能となる。

【００２７】請求項６に記載のインバータの制御方法
は、インバータ出力波形を希望出力波形に調整するイン
バータ制御方法であって、希望出力波形とインバータ出
力波形との間の誤差を検出し、この誤差を最小とするた
めに、インバータ駆動波形データの更新操作をＬＭＳア
ルゴリズム演算部で行い、系統電圧のゼロクロス検出パ
ルスと、更新されたインバータ駆動波形データをＦＩＲ
フィルタに与え、このＦＩＲフィルタの演算動作により
得られたフィルタ係数としての出力信号を前記ＰＷＭ演
算部に送出し、該ＰＷＭ演算部においてＰＷＭ演算が行
われ、前記誤差が最小となるようにインバータ出力が調
整されることに特徴を有している。これ により、次のよ
うな作用を有する。すなわち、インバータ出力がデジタ
ル信号処理されるので、処理途中においてノイズが混入
しにくくなる。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は本発明におけるインバータ
制御装置を組み込んだ系統連系インバータ装置１の全体
構成を示す図である。このインバータ装置１は太陽電池
２から出力された直流電力を商用電力系統３と同―の位
相、および周波数（５０／６０Ｈｚ）をもつ交流電力に
変換したのち、商用電力系統３に供給するものである。

【００２９】インバータ装置１は、コンデンサ４と、高
周波インバータブリッジ５と、高周波トランス６と、ダ
イオードブリッジ７と、フィルタ回路１０と、低周波イ
ンバータブリッジ１１と、連系リレー１２と、ＡＣフィ
ルタ１３と、インバータ出力電流検出器１４と、系統電
圧検出器１５と、Ａ／Ｄ変換器１６と、インバータ制御
装置１７とを備えている。

【００３０】コンデンサ４は、太陽電池２から入力され
る直流電圧の変動を抑制している。高周波インバータブ
リッジ５は、インバータ装置１に入力される直流電力を
高周波交流（十〜数百ＫＨｚ）に変換している。高周波
トランス６は、太陽電池２（―次側）と商用電力系統３
（二次側）とを絶縁している。ダイオードブリッジ７
は、高周波トランス６によって絶縁された高周波交流を
整流している。フィルタ回路１０は、ＤＣリアクトル８
およびコンデンサ９で構成されており、ダイオードブリ
ッジ７が整流した整流波形中に含まれる高周波成分を除
去して平滑化している。低周波インバータ１１は、フィ
ルタ回路１０の直流出力を低周波（５０／６０〜数百Ｈ
ｚ）で折返し制御を行って低周波の交流を作成してい
る。連系リレー１２は、インバータ出力、すなわち低周
波インバータブリッジ１１で作成された低周波交流と商
用電力系統３との連系および切り離しを行っている。Ａ
Ｃフィルタ１３は、インバータ出力の高調波成分を除去
している。インバータ出力電流検出器１４は、インバー
タ出力の電流値を検出している。系統電圧検出器１５
は、インバータ出力あるいは商用電力系統３の系統電圧
を検出している。Ａ／Ｄ変換器１６は出力電流検出器１
５が検出した電流値をＡ／Ｄ変換している。インバータ
制御装置１７は、高周波インバータブリッジ５および低
周波インバータブリッジ１１を制御している。

【００３１】なお、このインバータ装置１では、コンデ
ンサ４，高周波インバータブリッジ５，高周波トランス
６，ダイオードブリッジ７，フィルタ回路１０，低周波
インバータブリッジ１１，連系リレー１２，およびＡＣ
フィルタ１３からインバータ主回路が構成されている。

【００３２】インバータ制御装置１７は、低周波折返し
インバータ制御部２０と、低周波ゲート駆動部２１と、
高周波ＰＷＭインバータ制御部２２と、高周波ゲート駆
動部２３とを備えている。

【００３３】低周波折返しインバータ制御部２０は、商
用電力系統における系統電圧のゼロクロスを検出してゼ
ロクロス検出パルスＲを作成しており、このゼロクロス
検出パルスＲに同期して直流波形の折返し制御を行って
いる。

【００３４】低周波ゲート駆動部２１は、低周波折返し
インバータ制御部２０の制御に基づいて低周波インバー
タブリッジ１１のスイッチング制御用のパルス列を出力
している。また、ゼロクロス検出パルスＲは高周波ＰＷ
Ｍインバータ制御部２２へも供給されている。

【００３５】高周波ＰＷＭインバータ制御部２２は、イ
ンバータ出力電流波形が商用電力系統３における系統電
圧と同位相の正弦波となるように制御している。高周波
ゲート駆動部２３は、高周波ＰＷＭ制御部２２の制御に
基づいて高周波インバータブリッジ５のスイッチングを
行っている。

【００３６】次に、図２を参照して高周波ＰＷＭインバ
ータ制御部２２の構成を説明する。高周波ＰＷＭインバ
ータ制御部２２における処理は、すべてＤＳＰが有する
諸機能を用いて実現される。従って図２に示す高周波Ｐ
ＷＭインバータ制御部２２はＤＳＰ内で行われる処理の
構成を示すものである。

【００３７】高周波ＰＷＭインバータ制御部２２は、イ
ンバータ出力電流信号Ｉ_Oと基準電流信号Ｉcとを基にし
て誤差増幅を行う誤差増幅信号形成部２６と、誤差増幅
信号形成部２６の出力の高周波成分を除去する第１低域
通過フィルタ２７と、第１低域通過フィルタ２７の出力
に遅延をかける遅延部２８と、遅延部２８の出力を積分
する誤差波形積分部２９と、誤差波形積分部２９の出力
が有する高周波成分を除去する第２低域通過フィルタ３
０と、インバータ出力電流信号Ｉ_Oと基準電流信号Ｉcと
を基にして比例制御を行う比例制御部３１と、誤差波形
積分部２９の出力に比例制御部３１の出力を加算する加
算部３２と、加算部３２の加算結果に基づいてＰＷＭ演
算を行うＰＷＭ演算部３３とを備えている。

【００３８】誤差増幅信号形成部２６は、インバータ出
力電流信号Ｉ_Oの絶対値Ｉ_Aを形成する絶対値演算部２６
ａと、基準電流信号Ｉcを供給する基準波形メモリ２６
ｂと、絶対値Ｉ_Aと基準電流信号Ｉｃとから誤差信号ｅ
を形成する減算器２６ｃと、誤差信号ｅから第１の誤差
増幅信号ｅ１を形成する誤差増幅部２６ｄとを備えてい
る。

【００３９】誤差波形積分部２９は、この誤差波形積分
部２９で形成したインバータ駆動波形パターンを記憶す
る駆動波形メモリ２９ｂと、遅延部２８の出力に、駆動
波形メモリ２９ｂで記憶しているインバータ駆動波形パ
ターンＰを加算する加算部２９ａとを備えている。

【００４０】なお、インバータ装置１においては、本発
明の請求項１等に記載された誤差検出手段が誤差増幅信
号形成部２６により構成されており、請求項１，４等に
記載された出力制御部がＰＷＭ演算部３３により構成さ
れており、請求項２，５等に記載された駆動波形パター
ン形成部が誤差波形積分部２９と遅延部２８とから構成
されており、請求項４に記載された加算部が加算部３２
により構成されており、請求項６に記載された高周波除
去手段が第２低域通過フィルタ３０から構成されてい
る。

【００４１】次に、このように構成された高周波ＰＷＭ
インバータ制御部２２の動作を説明する。

【００４２】まず、誤差増幅信号形成部２６の動作を説
明する。絶対値演算部２６ａにおいて、Ａ／Ｄ変換器１
６から供給されるインバータ出力電流信号Ｉ_Oの絶対値
Ｉ_Aを形成する。減算部２６ｃでは、絶対値演算部２６
ａから供給される絶対値Ｉ_Aと、基準電流波形メモリ２
６ｂから供給される基準電流信号Ｉcとからその誤差信
号ｅ（＝Ｉ_A−Ｉ_O）を形成する。誤差増幅部２６ｄで
は、減算部２６ｃから供給される誤差信号ｅに誤差増幅
率αを乗算して第１の誤差増幅信号ｅ１（＝α（Ｉ_A−
Ｉc））を形成する。

【００４３】なお、基準波形メモリ２６ｂには半波長分
の正弦波データＳのテーブルが保存されており、出力電
流信号Ｉ_Oが入力（サンプリング）される毎に順次、正
弦波データＳがテーブルから読み出される。基準波形メ
モリ２６ｂから出力された正弦波データＳは出力指令Ｃ
によりその振幅が決定されて基準電流信号Ｉcとなる。
正弦波データＳの読み出し位置は、ゼロクロス検出パル
スＲが高周波ＰＷＭインバータ制御部（ＤＳＰ）２２に
入力されることによってリセットされる。

【００４４】第１低域通過フィルタ（ＦＩＲ）２７は、
誤差増幅信号形成部２６から入力された第１の誤差増幅
信号ｅ１に含まれる高周波成分を除去し、高周波ろ波済
みの信号ｆを遅延部２８に出力している。

【００４５】遅延部２８は信号ｆに時間（Ｔ―τ）の遅
延を与え、遅延済み信号ｆ’を誤差波形積分部２９に出
力している。ここでＴはインバータ出力電流信号Ｉ_Oの
基本周期、τはインバータ主回路、インバータ出力電流
検出器１４、第１低域通過フィルタ２７等によって構成
されるフィードバックループ内の遅延時間である。

【００４６】次に、このようにして形成された遅延済み
信号ｆ’を積分処理する誤差波形積分部２９の動作を説
明する。

【００４７】駆動波形メモリ２９ｂには、誤差波形積分
部２９によって形成されたインバータ駆動波形パターン
のうち、インバータ出力電流信号Ｉ_Oの基本周期Ｔの半
周期Ｔ／２の期間に相当する駆動波形パターンｇが保存
されている。駆動波形パターンｇは時系列に沿ったＩ個
のデータ（ｗ₀〜ｗ_I-1）で構成されている。これらのデ
ータｗ_0〜I-1は、インバータ出力電流信号Ｉ_Oのサンプ
リング毎に駆動波形メモリ２９ｂから順次読み出され、
加算器２９ａに送出される。このとき、駆動波形メモリ
２９ｂから読み出されるデータｗ_0〜I-1の読み出し位置
は、ゼロクロス検出パルスＲによってリセットされる。
すなわち、ゼロクロス検出パルスＲが入力される毎に再
度データｗ₀から順次読み出されるようになる。

【００４８】加算器２９ａは、駆動波形メモリ２９ｂか
ら順次読み出される駆動波形パターン（データｗ_0〜I-1
の系列で構成されている）ｇと、遅延部２８が出力する
信号ｆ’とを加算することで、インバータ駆動波形パタ
ーンＰを更新（積分）している。加算部２９ｂの加算に
より更新されたインバータ駆動波形パターンＰは、加算
部３２に出力されるとともに、駆動波形メモリ２９ｂに
も送られる。駆動波形メモリ２９ｂでは、インバータ駆
動波形パターンＰが入力されると、先に読み出した位置
の駆動波形パターンｇのデータｗ_0〜I-1を更新する。こ
のようなデータｗ_0〜I-1の更新をデータｗ_0〜I-1レベル
で説明すると、次のようになる。すなわち、駆動波形メ
モリ２９ｂから送出されたデータｗ_iは加算部２９ａに
おいて上述した加算処理が施されることでデータｗ_i’
に更新される。更新されたデータｗ_i’は駆動波形メモ
リ２９ｂに入力され、駆動波形メモリ２９ｂで記憶され
ているデータｗ_iに置き換わる。

【００４９】第２低域通過フィルタ３０は、駆動波形メ
モリ２９ｂに格納されているデータｗ_0〜I-1を順次読み
出して、駆動波形パターンｇが有する高周波成分を除去
したのち、再度、駆動波形メモリ２９ｂに格納してい
る。

【００５０】次に比例制御部３１の動作を説明する。

【００５１】比例制御部３１は、誤差増幅部部２６ｄと
同様の誤差増幅器から構成されており、減算器２６ｃで
形成された誤差信号ｅを比例ゲイン（＝誤差増幅率）Ｋ
で増幅して第２の誤差増幅信号ｅ２（＝Ｋ×ｅ）を形成
する。なお、本発明の請求項４等で記載された誤差増幅
信号はこの第２の誤差増幅信号ｅ２が相当している。

【００５２】比例制御部３１で形成した第２の誤差増幅
信号ｅ２は加算部３２に出力される。なお、比例制御部
３１と誤差増幅部２６ｄとは、互いに別途異なる比例ゲ
インＫ、誤差増幅率αの設定が可能になっている。

【００５３】加算部３２では誤差波形積分部２９から入
力されたインバータ駆動波形パターンＰに、比例制御部
３１から入力される第２の誤差増幅信号ｅ２を加算し
て、その加算結果Ｐ’をＰＷＭ演算部３３に出力してい
る。

【００５４】ＰＷＭ演算部３３は、加算結果Ｐ’をＰＷ
Ｍ変調してゲートオン時間Ｔ_onを算出して、高周波ゲー
ト駆動部２３に出力している。

【００５５】高周波ゲート駆動部２３はタイマ・カウン
タ回路３６とゲート駆動回路３７とを備えている。タイ
マ・カウンタ回路３６は高周波ＰＷＭ制御部２２から入
力されるたゲートオン時間Ｔ_onを基に、高周波インバー
タブリッジ５のスイッチング用のパルス列ＰＬを形成し
ている。ゲート駆動回路３７はタイマ・カウンタ回路３
６が形成したパルス列ＰＬを基にして高周波インバータ
ブリッジ５のスイッチングを行っている。

【００５６】次に、高周波ＰＷＭインバータ制御部２２
の制御動作を電流フィードバック制御とみなして説明す
る。高周波ＰＷＭインバータ制御部２２では、周期成分
制御手段と、非定常成分制御手段とを備えており、これ
らを並列状態で作動させることに特徴がある。周期成分
制御手段は、誤差波形積分制御により周期成分制御を行
っており、非定常成分制御手段は、比例制御（より厳密
にいえば上記誤差波形積分制御と比例制御との組み合わ
せ）によって非定常成分制御を行っている。

【００５７】非定常成分制御手段は、絶対値演算部２６
ａ、減算器２６ｃ、比例制御部３１、加算部３２、およ
びＰＷＭ演算部３３という処理経路で構成されている。
一方、周期成分制御手段は、誤差増幅信号形成部２６、
第１低域通過フィルタ２７、遅延部２８、誤差波形積分
部２９、第２低域通過フィルタ３０、加算部３２、およ
びＰＷＭ演算部３３という処理経路で構成されている。

【００５８】次に、周期成分制御手段を単体で動作させ
た場合の制御動作を説明する。周期成分制御手段では、
インバータ出力の所定周期期間（本実施の形態では基本
周波数の周期の１／２周期）を１セットとするインバー
タ駆動波形パターンＰを形成し、そのインバータ駆動波
形パターンＰに対してＰＷＭ演算を行う。インバータ駆
動波形パターンＰは、商用電力系統３の電圧に同期して
繰り返し用いられる。なお、本実施の形態では基本周波
数の周期の１／２周期としているが、１周期でも良い
し、ｎ周期（ｎ：自然数）でも良い。

【００５９】さらには、インバータ駆動波形パターンＰ
は次のようなフィードバック制御により更新される。す
なわち、駆動波形メモリ２９ｂにおいて前回の所定周期
期間の駆動波形パターンｇを記憶しておく―方、誤差信
号生成部２６において、所望の周期波形（基準電流信
号）Ｉｃとインバータ出力波形（インバータ出力電流信
号）Ｉoとの差である誤差波形パターン（＝誤差信号）
ｅを形成し、さらにこの誤差波形パターン（＝誤差信
号）ｅに係数α（＝誤差増幅率）を乗じて誤差増幅波形
パターン（＝第１の誤差増幅信号）ｅ１を形成する。係
数αは正の数であって制御の収束速度と収束時の精度に
関わる係数である。係数αが小さければ制御の収束は遅
いが収束時の精度は高い。一方、係数αが大きいと制御
の収束速度は速まるが収束時の変動が大きくなる。

【００６０】そして記憶している前回の所定周期期間の
駆動波形パターンｇに誤差増幅波形パターンｅ１を加算
することで、インバータ駆動波形パターンＰを更新す
る。

【００６１】このようにして更新されたインバータ駆動
波形パターンＰを用いて新たにＰＷＭ演算を行い、ゲー
トオン時間Ｔ_ONを形成しているので、インバータ出力電
流信号Ｉ_Oは徐々に所望の周期波形に近づいていく。

【００６２】たとえば、ＩＧＢＴのオン時のコレクタ電
流がゲートオン時間Ｔ_ONに比例しないことに起因する非
線形性をインバータ装置１が有していることがある。こ
の場合、ゲートオン時間Ｔ_ONが短いとインバータは不連
続モードで動作し、コレクタ電流波形は三角波状とな
る。反対にゲートオン時間Ｔ_ONが長くなるとインバータ
は連続モードで動作し、コレクタ電流波形は矩形波に近
くなる。このような状態になると、ゲートオン時間Ｔ_ON
と電流量が比例しなくなり、これに起因して電流歪みが
発生する。

【００６３】しかしながら、このような電流歪みはイン
バータ出力電流信号Ｉ_Oの基本周波数の奇数時高調波で
あって、基準電流信号Ｉcに同期した周期的成分の歪み
であることから、周期波形制御手段では、これらの電流
歪みを含めて制御することが可能である。

【００６４】さらに、高周波ＰＷＭインバータ制御部２
２を構成する周期波形制御手段では、誤差増幅波形パタ
ーン（＝第１の誤差増幅信号ｅ１）を時間Ｔ―τ（Ｔ：
インバータ出力電流信号Ｉ_Oの基本周期、τ：フィード
バックループ内の遅延時間）だけ遅らせる処理（遅延部
２８の作用）を施しており、そのために、駆動波形メモ
リ２９ｂにおいて記憶している駆動波形パターンｇ（こ
れは誤差増幅波形パターン（第１の誤差増幅信号）ｅ１
の位相を記憶している）は相対的に進相している。

【００６５】そしてこのときの遅延時間（Ｔ−τ）は、
基本周波数の１周期Ｔだけ遅らした上で、フィードバッ
クループ内の遅延時問τの分だけ進めたものとなってお
り、因果律を満たすように構成されている。これによ
り、前記フィードバックループ内で生じる遅延の影響を
排除することができるようになる。

【００６６】さらにまた、第２低域通過フィルタ３０に
より、適宜インバータ駆動波形パターンＰに対して高周
波除去を施しているため、遅延部２８に設定した遅延時
間（Ｔ−τ）のなかに、位相換算でπ／２以上の誤差が
生じてインバータ駆動波形パターンＰが発振するような
場合においても、第２低域通過フィルタ３０による高周
波除去により、このような発振を抑制することができ
る。なお、第２低域通過フィルタ３０における高周波除
去においても、その信号処理により遅延が生じるが、こ
の遅延もまた、上述した遅延の補償操作によって補償す
る遅延時間τ内に組み込んでしまえば、問題はない。

【００６７】インバータ駆動波形パターンＰのフィード
バック制御（これは主として誤差波形積分部２９が行
う）についてさらに詳細に説明する。

【００６８】高周波ＰＷＭインバータ制御部（ＤＳＰ）
２２におけるサンプリング周期をΔｔ、離散時間をｎと
すると、時間ｎにおいて遅延部２８から誤差波形積分部
２９に入力される信号ｆ’は、次の（１）式となる。

【００６９】 ｆ’＝ｆ(n−Ｌ) …（１） ｆ(n)：第１低域通過フィルタ２７の出力（＝高周波が
除去された誤差増幅信号ｅ１） Ｌ：（Ｔ―τ）／Δｔ 誤差波形積分部２９に入力された遅延部２８の出力ｆ’
は、加算部２９ａにおいて、次の式（２）に示すよう
に、駆動波形メモリ２９ｂで記憶している前回周期の駆
動波形パターンｇ(n)に加算されて、インバータ駆動波
形パターンＰ(n)となる。

【００７０】 Ｐ(n)＝ｇ(n)＋ｆ’…（２） ここで、駆動波形パターンｇ(n)は次の３式となる。

【００７１】 ｇ(n)＝ｗ_{n mod I}(n) …（３） Ｉ＝Ｔ／（２Δｔ） n mod _I：ｎをＩで割った余り Ｉ：駆動波形パターンｇ(n)を構成するデータＷ_i(i=0,
１,…,I-1)の総数Ｔ：インバータ出力電流信号Ｉ_Oの基
本周波数 Δｔ：高周波ＰＷＭインバータ制御部（ＤＳＰ）２２の
サンブリング周期さらに駆動波形メモリ２９ｂでは駆動
波形パターンｇ(n)のデータｗ_iを次の（４）式で更新す
る。

【００７２】 ｗ_{n mod I}(n+1)＝ｐ(n)…（４） インバータ駆動波形データｗ_iは初期状態ではすべて０
であるが、上記式（４）によって逐次更新され、徐々に
最適な値へと近づいていく。

【００７３】第２低域通過フィルタ３０は、駆動波形パ
ターンｇのデータ数列ｗ_iをろ波するものであり、駆動
波形パターンｇのデータ数列ｗ_iそのものを次の（５）
式で示すように、ＦＩＲ型の直線位相ローパスフィルタ
でフィルタリングする。

【数１】 Ｍ：第２低域通過フィルタ３０のタップ数（奇数） ｂ_m：フィルタ係数 駆動波形メモリ２９ｂで記憶している駆動波形パターン
ｇのデータｗ_iを、式（５）で算出したデータ数列Ｗ_i’
(n)に更新することで、駆動波形メモリ２９ｂに記憶す
る駆動波形パターンｇ(n)に含まれる高周波成分を除去
することができる。さらには、式（５）における（Ｍ―
１）／２はこのフィルタ処理における遅延時間であり、
右辺のインバータ駆動波形データｗをこの遅延分進める
ことにより、フィルタ処理における遅延を相殺してい
る。なお、式（５）の演算は他の演算処理との特別な同
期をとる必要はなく、処理時間に余裕がある時に適宜実
行すればよい。

【００７４】次に、周期成分制御手段による周期成分制
御を図３に示す波形に基づいて、具体的に説明する。

【００７５】図３（ａ）に示すように、高周波ＰＷＭイ
ンバータ制御部２２に入力される出力電流信号Ｉ_Oはイ
ンバータ装置１内での信号処理によって、基準電流信号
Ｉ_Cに対してτａだけ遅延している。そのため、減算部
２６ｃが出力する誤差信号ｅは、図３（ｂ）に示すよう
な波形となる。そして、この誤差信号ｅに対して誤差増
幅部２６ｄで誤差増幅率α（０＜α≦１）を乗算処理す
ることで、誤差増幅信号ｅ１を形成して、第１低域通過
フィルタ２７に出力する。第１低域通過フィルタ２７で
は、誤差増幅信号ｅ１の高周波成分を除去したのち、図
３（ｃ）に示す出力ｆとして遅延部２８に出力する。こ
のとき、第１低域通過フィルタ２７の出力ｆは、第１低
域通過フィルタ２７のろ波処理により、τｂだけ遅延し
た状態で出力される。

【００７６】遅延部２８は、誤差増幅信号ｅ１を図３
（ｄ）に示すように、時間Ｔ−τ（Ｔ＝インバータ出力
電流信号Ｉ_Oの基本周期、τ＝τａ＋τｂ）だけ遅延さ
せるたうえで、誤差波形積分部２９に出力する。

【００７７】誤差波形積分部２９では、遅延部２８の出
力ｆ’と、駆動波形メモリ２９ｂで記憶している前回の
周期期間での駆動波形パターンｇとを加算部２９ａで加
算処理を行うことで、図３（ｅ）に示すように、インバ
ータ駆動波形パターンＰを更新する。

【００７８】以上のように、周期成分制御手段では、外
乱Ｎの影響やインバータ装置１内に生じる遅延の影響を
排除することができる。しかしながら、遅延の影響を排
除するために行う相対的な進相処理により、負荷が急変
するような場合には、その急変に対する制御の応答が少
なくとも１周期近く遅れることになり、この遅れの間
に、電流波形の乱れや、過電流等の望ましくない現象を
生じさせるという不都合がある。

【００７９】次に、非定常成分制御手段を単体で動作さ
せた場合の制御動作を説明する。すなわち、誤差増幅部
５７で形成された誤差信号ｅ（＝Ｉc−Ｉ_O）は比例制御
部３１に入力される。比例制御部３１では、誤差信号ｅ
を比例ゲインＫで比例補償（増幅）して第２の誤差増幅
信号ｅ２を形成する。このようにして形成した第２の誤
差増幅信号ｅ２を基にして、ＰＷＭ演算部３３におい
て、ゲートオン時間Ｔ_ONを作成し、このゲートオン時間
Ｔ_ONに基づいて高周波ゲート駆動部２３が高周波インバ
ータブリッジ５をスイッチングする。

【００８０】ここで、インバータ制御装置１７等の伝達
特性を単位増幅であると仮定し、インバータ装置１その
もののゲインを１とすると、出力電流信号Ｉ_Oは、次の
（６）式となる。

【００８１】 Ｉ_O＝Ｉc×Ｋ／（１＋Ｋ） …（６） しかしながら、出力電流信号Ｉ_Oにはインバータ装置１
の構造上、避けることができない外乱Ｎが重畳される。
外乱Ｎの一例として次のような作用により生じる外乱Ｎ
がある。すなわち、インバータ主回路５３を構成するＩ
ＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの
スイッチ素子のオン時のコレクタ電流が実際のオン時間
に比例しないことに起因する非線形作用で外乱Ｎが発生
する。このような外乱Ｎが生じると、基本周波数の高調
波歪みが出力電流に重畳される。

【００８２】出力電流信号Ｉ_Oにはこのような外乱Ｎが
重畳されるので、実際の出力電流信号Ｉ_Oは次の（７）
式となる。

【００８３】 Ｉ_O＝Ｉc×Ｋ／（１＋Ｋ） ＋ Ｎ×１／（１＋Ｋ） …（７） このように、非定常成分制御手段は、基本的には、比例
制御手段と同様の制御動作により非定常成分制御を行っ
ており、外乱Ｎの影響を排除することができない。さら
には、インバータ装置１内に発生する遅延の影響を排除
することもできない。しかしながら、インバータ駆動波
形パターンＰに対して相対的な進相処理を行っておら
ず、負荷３が急変するような場合であっても、その急変
に対して迅速に応答制御することができ、負荷３の急変
によって電流波形の乱れや、過電流等の望ましくない現
象を生じさせるという不都合は起きない。

【００８４】インバータ装置１では、周期成分制御手段
と非定常成分制御手段とを併設して、これら制御手段の
制御操作を並行して行わせており、これにより、両制御
手段が、互いの欠点を補完し合い、前述の非線形性に起
因する外乱Ｎの影響の排除、遅延の影響の排除、および
負荷の急変に対する迅速な制御応答を実現している。

【００８５】以下、周期成分制御手段と非定常成分制御
手段とを並列に動作させたインバータ制御装置１７全体
の制御動作を図４を参照しながら説明する。なお、図４
では、図示の都合上、インバータ出力電流信号Ｉ_O等を
半周期分のみ記載している。

【００８６】周期成分制御手段においては、インバータ
駆動波形パターンＰに対して相対的な進相処理を行って
いるため、フィードバックの効果が現れるのは１周期遅
れる。そのため、制御動作を開始した最初の１周期は非
定常成分制御手段による制御だけがインバータ出力電流
信号Ｉ_Oに現れる。なお、以下、説明では説明を容易に
するため、非定常成分制御手段（比例制御部３１）の比
例ゲインＫ＝１、周期成分制御手段における収束係数μ
（＝誤差増幅部２６ｄの誤差増幅率α）＝１と仮定して
いる。

【００８７】まず最初の１周期目において、非定常成分
制御手段だけが機能して、そのときのインバータ出力電
流信号Ｉ_O(1)は、次の（８）式となる。

【００８８】 Ｉ_O(1)＝Ｉ₂₍₁₎＝Ｉ_C／２ …（８） Ｉ_2(1〜n)：非定常制御手段によって制御されたインバ
ータ出力電流信号 Ｉ_C：基準電流信号 このインバータ出力電流信号Ｉ_O(1)を図示すると、図４
（ａ）となる。さらに、このときの電流誤差（誤差信
号）ｅ₍₁₎（＝Ｉc−Ｉ_O(1)）は、周期成分制御手段によ
りフィードバックされ、次の周期期間において、周期制
御による出力電流信号Ｉ₁₍₂₎として現れる。このとき、
同様に、非定常成分制御手段による非定常成分制御によ
る出力電流信号Ｉ_{2(2 )}も現れる。出力電流信号Ｉ₂₍₂₎
は次の（９）式となる。

【００８９】 Ｉ₂₍₂₎＝（Ｉ_C―Ｉ₁₍₂₎）／２ …（９） Ｉ_1(2〜n)：周期成分制御手段によって制御されたイン
バータ出力電流信号したがって、２周期目のインバータ
出力電流信号Ｉ_O(2)は、次の（１０）式となる。

【００９０】 Ｉ_O(2)＝Ｉ₁₍₂₎＋Ｉ₂₍₂₎ ＝Ｉ_C／２＋Ｉ_C／４ …（１０） このインバータ出力電流信号Ｉ_O(2)を図示すると、図４
（ｂ）となる。

【００９１】さらに、このときの電流誤差（誤差信号）
ｅ₍₂₎（＝Ｉc−Ｉ_O(2)）は、周期成分制御手段によりフ
ィードバックされ、次の周期期間において、周期制御に
よる出力電流信号Ｉ₁₍₃₎として現れる。このとき、同様
に、非定常成分制御手段による非定常成分制御による出
力電流信号Ｉ₂₍₃₎も現れる。したがって、３周期目のイ
ンバータ出力電流信号Ｉ_O(3)は次の（１１）式となる。

【００９２】 Ｉ_O(3)＝Ｉ₁₍₃₎＋Ｉ₂₍₃₎ ＝（Ｉ_C／２＋Ｉ_C／４）＋Ｉ_C／８ …（１１） したがって、ｎ周期目のインバータ出力電流信号Ｉ_O(n)
は次の（１２）式となる。

【００９３】 Ｉ_O(n)＝Ｉ_1(n)＋Ｉ_2(n) …（１２） Ｉ_1(n)＝（１−２^1-n）×Ｉ_C Ｉ_2(n)＝２^-n×Ｉ_C このようにして、インバータ出力電流信号Ｉ_Oのすべて
が周期成分制御手段による制御を受ける電流成分Ｉ
_1(2〜n)に移行していく。しかしながら微妙な負荷変動
などによる非定常成分は、周期波形制御手段では制御不
可能であるので、これによって生じる電流誤差について
は、そのうちのいくらかが（Ｋ＝１のときは電流誤差の
１／２）を非定常成分制御手段が補うことになり、周期
成分制御手段単独の場合よりも電流歪みを小さくするこ
とが可能になる。

【００９４】なお、上述したインバータ装置１において
は、非定常成分制御手段（比例制御部３１）の比例ゲイ
ンＫは一定であることを前提にして説明したが、誤差信
号ｅの符号に応じて非定常成分制御手段（比例制御部３
１）の比例ゲインＫを変化させてもよい。たとえば、基
準電流信号Ｉcよりインバータ出力電流信号Ｉ_Oの波形が
小さい場合（誤差信号ｅの符号が＋となった場合）、比
例ゲインＫを低めに設定する一方、基準電流信号Ｉcよ
りインバータ出力電流信号Ｉ_Oの波形が大きい場合（誤
差信号ｅの符号が−となった場合）には、比例ゲインＫ
を大きく設定する。そうすれば、負荷の急激な変動によ
ってインバータ装置１の出力電流が過電流となるような
状態をより速く抑制することが可能となる。

【００９５】ところで、インバータ装置１では、非定常
成分制御手段として、比例制御手段（従来の技術参照）
と同様の構成を用いているが、比例制御手段は本来、周
期成分、非定常成分の区別なく、すべての信号成分を制
御する制御手段であり、比例制御手段単体では非定常成
分のみを対象とする制御は行えない。

【００９６】しかしながら、比例制御手段と周期成分制
御手段とを併設し、これら制御手段を並列動作させれ
ば、インバータ出力電流信号Ｉ_Oの周期成分が周期成分
制御手段により優先的に制御されるために、比例制御手
段により制御される信号成分は、専ら非定常成分とな
る。つまり、比例制御手段と周期成分制御手段とを並列
動作させれば、インバータ出力電流信号Ｉ_Oから周期成
分と非定常成分とを分離する機能（信号分離機能）を、
周期成分制御手段が果たし、これによって比例制御手段
が非定常成分制御手段として機能することになる。以
下、説明する。

【００９７】非定常成分制御手段（比例制御手段）の比
例ゲインをＫとすると、非定常成分制御手段（比例制御
手段）によって制御されたインバータ出力電流信号Ｉ_O2
は基準電流信号ＩcのＫ／（Ｋ＋１）倍の電流波形、つ
まり、Ｉ_O2＝Ｉc×Ｋ／（Ｋ＋１）となる。しかしなが
ら、非定常成分制御手段（比例制御手段）と周期成分制
御手段とを並列動作させると、非定常成分制御手段（比
例制御手段）により制御されるインバータ出力電流信号
Ｉ_O2’は基準電流信号Ｉcから周期成分制御手段により
制御されるインバータ出力電流信号Ｉ_O1を差し引いた電
流波形Ｉc−Ｉ_O1のＫ／（Ｋ＋１）倍の電流波形、つま
り、Ｉ_O2’＝（Ｉc−Ｉ_O2’）×Ｋ／（Ｋ＋１）とな
る。このことにより、周期成分制御手段の方が非定常成
分制御手段より優先されることがわかる。

【００９８】図５は、非定常成分制御手段（比例制御手
段）による制御において、ＩＧＢＴのオン時のコレクタ
電流がオン時間に比例しないことに起因する基本周波数
の高調波歪みを有する場合の動作波形の概念図を示すも
のである。ＩＧＢＴのオン時のコレクタ電流がオン時間
に比例しないことにより、制御動作を開始した最初の１
周期の非定常成分制御（比例制御）によるインバータ出
力電流信号Ｉ₂₍₁₎は図５（ａ）に示すように、奇数次高
調波を含む歪んだ波形となる。しかしながら、このイン
バータ装置１においては、非定常成分制御（比例制御）
と周期成分制御とを並列して動作させているため、次の
周期においてこれらの高調波歪みを補正するように周期
成分制御による電流出力が行われ、図５（ｂ）に示すよ
うに、歪みは若干補正されていく。このように、周期を
重ねていけば、図５（ｃ）に示すように、周期的な歪み
成分は周期成分制御によって徐々に補正されていく。そ
して、最終的には周期成分制御手段によって基本波とと
もに高調波成分も含めてインバータ出力電流信号Ｉ_Oの
すべてが周期成分制御手段の制御をうけた電流Ｉ₁に移
行していき、負荷変動などによる非定常成分だけを非定
常成分制御手段（比例制御手段）が補正することにな
る。したがって、どちらか一つの制御手段（周期成分制
御手段，非定常成分制御手段）によりインバータ出力電
流信号Ｉ_Oの制御を行う場合よりも電流歪みを小さくす
ることが可能となっている。

【００９９】以上のように、周期成分制御手段と非定常
成分制御手段とを並列動作させれば、出力波形歪の低減
（周期成分制御手段の効果）と、迅速な応答性（非定常
成分制御手段の効果）とを両立できるという、各制御手
段単独の動作では取得不可能であった効果を生じさせる
ことができる。

【０１００】なお、比例制御部３１の入力の前段に周期
成分と非定常成分を分離する信号分離器３８（図２参
照）を挿入し、比例制御部３１には、信号分離器２８を
介して非定常成分のみが入力されるように構成してもよ
い。

【０１０１】なお、インバータ装置１では、非定常成分
制御手段の電流フィードバックループ内で生じる遅延に
対する補償を行っていない。これは、従来の比例制御手
段に見られた高調波歪みを、インバータ装置１の周期成
分制御手段によって補償することができるため、非定常
成分制御手段における比例ゲインＫを高調波発振が生じ
ない程度に小さくすることができるためである。

【０１０２】本発明は、次に説明する適応ＦＩＲ（Fini
te Impulse Response）型ディジタルフィルタにより構
成された高周波ＰＷＭインバータ制御部４０においても
実施することができる。すなわち、本発明が有する周期
成分制御手段は、前述したように、インバータ出力電流
信号Ｉ_Oの基本彼の半周期を１単位とする周期波形の生
成を行い、系統電圧の零クロスに同期して出力すればよ
いわけであり、このような周期波形は基本彼の半周期分
の電流誤差波形を順次積分していくことにより形成され
る。そのため、本発明は、図６に示す適応ＦＩＲディジ
タルフィルタを用いた高周波ＰＷＭインバータ制御部４
０においても構成することができる。

【０１０３】高周波ＰＷＭインバータ制御部４０は、基
本的には、図２で示した構成とほぼ同じであるが、電流
増幅波形の積分操作において、前回周期期間における駆
動波形パターンｇに対して誤差波形パターン（＝誤差増
幅信号ｅ１）を相対的に進める演算に際して、駆動波形
パターンｇの方を遅らせることに特徴がある。

【０１０４】この高周波ＰＷＭインバータ制御部４０
は、図２の高周波ＰＷＭインバータ制御部２２における
誤差増幅部２６ｄ，遅延部２８，加算器２９ａ、および
駆動波形メモリ２９ｂに替えて、適応ＦＩＲフィルタ４
１，ＬＭＳアルゴリズム演算部４２、および遅延部４３
を備えている。なお、本発明の請求項３に記載されたフ
イルタ係数更新部は、この高周波ＰＷＭインバータ制御
部４０において、ＬＭＳアルゴリズム演算部４２から構
成されている。

【０１０５】以下、この高周波ＰＷＭインバータ制御部
４０の制御動作を説明する。

【０１０６】適応ＦＩＲフィルタ４１には、系統電圧の
ゼロクロス検出パルスＲである入力信号ｘ(n)が入力さ
れる。この入力信号ｘ(n)は、次の（１３）式となる。

【数２】 Ｎ＝Ｔ／（２Δｔ） Ｔ：系統電圧の周期 Δｔ：サンプリング周期 ｎ：サンプリング時間（離散時間） このような入力信号ｘ(n)が入力された適応ＦＩＲフィ
ルタ４１は、次の（１４）式で表される出力信号ｙ(n)
を出力する。

【数３】 Ｉ：適応ＦＩＲフィルタ４１のタップ数（Ｉ＝Ｎ） 式（１４）において、δ(n-mN_-i)は、ｉ＝ｎ−ｍＮのと
きだけ１の値をとることを考慮すれば、出力ｙ(n)は次
の（１５）式になる。

【０１０７】 ｙ(n)＝Ｗ_{n mod N}(n)…（１５） これにより、適応ＦＩＲフィルタ４１の出力ｙ(n)とし
て、フィルタ係数ｗ_iが順番に出力されることがわか
る。この出力信号ｙ(n)に基づいてＰＷＭ演算部３３に
おいてＰＷＭ演算が行われ、その演算結果に基づいてイ
ンバータ装置１が駆動される。つまり、高周波ＰＷＭイ
ンバータ制御部４０では、適応ＦＩＲフィルタ４１のフ
ィルタ係数ｗ_iがインバータ駆動波形パターンＰのデー
タｗ_iとなる。

【０１０８】一方、このようにして形成された系統連系
点のインバータ出力電流信号Ｉ_Oは、インバータ出力電
流検出器１４（図１参照）で検出される。検出されたイ
ンバータ出力電流信号Ｉ_OはＡ／Ｄ変換器１６（図１参
照）でデジタル信号Ｉ_O(n)に変換されたのち、高周波Ｐ
ＷＭインバータ制御部（ＤＳＰ）４０に入力される。高
周波ＰＷＭインバータ制御部４０に入力されたインバー
タ出力電流信号Ｉ_O(n)は絶対値演算部２６ａで絶対値Ｉ
_A(n)に変換される。減算器２６ｃは基準波形メモリ２６
ｂから出力された基準電流信号Ｉcと絶対値Ｉ_A(n)とを
比較して誤差信号ｅ(n)＝Ｉ_c(n)−Ｉ_A(n)を形成する。

【０１０９】第１低域通過フィルタ２７は、誤差信号ｅ
(n)に含まれているスイッチングノイズ等のアナログ系
高周波ノイズを除去して、電流誤差信号ｅ’(n)を形成
する。

【０１１０】ここで、適応ＦＩＲフィルタ４１の出力か
ら第１低域通過フィルタ２７の出力に到る経路の伝連関
数Ｃ(z)を、離散時間ｄの遅延（ｚ^-d）であると仮定す
る（Ｃ(z)＝ｚ^-d）。このような条件で、Ｅ(n)＝｛ｅ’
(n)｝²を評価関数として最小化するとき、評価関数Ｅ
(n)の勾配は、次の式（１６）となる。

【数４】 したがって、次の（１７）式に示すように、上述した式
（１６）の勾配とは逆の方向にフィルタ係数ｗ_i(n)を徐
々に更新していけば、評価関数Ｅ(n)、すなわち電流誤
差信号ｅ’(n)のパワーが最小値に徐々に近づいてい
く。なお、このような制御を行うためには、位相誤差が
π／２以下であることが制御条件となるのはいうまでも
ない。

【数５】 μ：収束係数であって正の小さな値をとり、この係数は
誤差増幅部２６ｄの誤差増幅率αが相当する最終的に得
られるインバータ駆動波形データの更新アルゴリズム
は、上記式（１７）となり、この更新式（１７）は誤差
信号ｅ(n)をμ倍して積分を行う形となっている。

【０１１１】なお、実際の高周波ＰＷＭインバータ制御
部４０では、上述した式（１７）ではなく、次に示す式
（１８）を用いている。これは次のような理由によって
いる。すなわち、系統電圧の１周期のうちの半周期間は
フィルタ係数ｗ_iの適応演算を行い、残りの半周期間は
適応演算を行わないようにして、第２低域通過フィルタ
３０のための演算時間を確保している。

【数６】 式（１８）において、ｒ(n)はゼロクロス検出パルス列
であるＸ(n)を一つおきに間引いたパルス列を意味して
おり、このｒ(n)には遅延部４２によって離散時間ｄの
遅延が付加されている。この遅延処理ｄが、式（１８）
におけるインバータ駆動波形データの更新に際し、誤差
波形パターンを相対的に進相させる作用（実質的にはイ
ンバータ駆動波形パターンを遅らせる作用を発揮する。

【０１１２】なお、高周波ＰＷＭインバータ制御部４０
においては、式（１８）によるインバータ駆動波形デー
タの更新操作は、ＬＭＳアルゴリズム演算部４２におい
て行われる。また、高周波ＰＷＭインバータ制御部４０
では、第２低域通過フィルタ３０は、適応ＦＩＲフィル
タ４１のフィルタ係数列ｗ_iの高周波成分除去のために
用いられ、その処理動作は高周波ＰＷＭインバータ制御
部２２における第２低域通過フィルタ３０の処理動作
（式（５）参照）と同様であるため、その説明は省略す
る。さらには、高周波ＰＷＭインバータ制御部４０にお
ける比例制御部３１の処理動作も、高周波ＰＷＭインバ
ータ制御部２２における比例制御部３１と同様であるた
め、その説明は省略する。

【０１１３】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば次のよう
な効果が得られる。請求項１の効果 周期成分制御手段をデジタル信号処理回路によって構成
することで、処理途中においてノイズが混入しにくくな
った。これにより、安定したインバータ波形制御を実現
することができた。請求項２の効果 非定常成分制御手段を、比例制御手段と同様の構造で構
成することができるので、その分、非定常成分制御手段
を簡単に構成することができるようになって、本発明の
効果を奏するインバータ制御装置を安価に提供すること
ができた。請求項３の効果 負荷変動によるインバータの出力過電流や過電圧をより
速く抑制することが可能となり、その分、さらに安定し
たインバータ出力波形制御を実現することができた。 請求項４の効果 まず、非定常成分制御手段がインバータ出力波形制御の
動作初期に周期成分の制御を受け待ち、そののち、徐々
に周期成分の制御が周期成分制御手段に移行していくこ
とになる。そして、負荷が定常な場合はすべての制御が
周期成分制御手段に移行することになる。請求項５の効果 第２低減通過フィルタのための演算時間を確保すること
が可能となる。 請求項６の効果 インバータ出力がデジタル信号処理回路によって処理さ
れ、その処理途中においてノイズが混入しにくくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態におけるインバータ装置の
構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態のインバータ制御装置の構
成を示すブロック図である。

【図３】実施の形態のインバータ制御装置において、波
形形成途中に現れる信号波形をそれぞれ示す図である。

【図４】実施の形態のインバータ装置における各タイミ
ング時のインバータ出力電流信号の波形をそれぞれ示す
図である。

【図５】実施の形態のインバータ装置における各タイミ
ング時のインバータ出力電流信号の波形をそれぞれ示す
図である。

【図６】インバータ制御装置の変形例の構成を示すブロ
ック図である。

【図７】従来例のインバータ装置の構成を示すブロック
図である。

【図８】従来例のインバータ制御装置の構成を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

Ｉc 基準電流信号 Ｉ_O 出力
電流信号 ｅ 誤差信号 Ｅ 誤差増
幅信号 Ｉc 基準電流信号 ｅ１ 第１
の誤差増幅信号 ｅ２ 第２の誤差増幅信号 α 誤差
増幅率 Ｐ インバータ駆動波形パターン ｇ 駆動波
形パターン Ｐ’ 加算結果 １ インバータ装置 １７ インバ
ータ制御装置 ２２ 高周波ＰＷＭインバータ制御部 ２６ 誤差増幅信号形成部 ２６ａ 絶対
値演算部 ２６ｂ 基準波形メモリ ２６ｃ 減算
器 ２６ｄ 誤差増幅部 ２７ 第１
低域通過フィルタ ２８ 遅延部 ２９ 誤差
波形積分部 ２９ａ 加算器 ２９ｂ 駆動
波形メモリ ３０ 第２低域通過フィルタ ３１ 比例
制御部 ３２ 加算部 ３３ ＰＷ
Ｍ演算部 ３８ 信号分離器 ４０ 高周波ＰＷＭ
インバータ制御部 ４１ 適応ＦＩＲフィルタ ４２ ＬＭＳアルゴ
リズム演算部 ４３ 遅延部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 中田 浩史 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−8170（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−87748（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−62591（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 希望出力波形とインバータ出力波形との
   間の誤差を検出する誤差検出手段と、 前記誤差の周期的な成分が減少するようにインバータ出
   力を制御する周期成分制御手段と、 前記誤差の非定常成分が減少するようにインバータ出力
   を制御する非定常成分制御手段とを備えるインバータ制
   御装置であって、 前記周期成分制御手段は、 系統電圧のゼロクロス検出パルスが入力されるＦＩＲフ
   ィルタと、 インバータ駆動波形データを更新するためのＬＭＳアル
   ゴリズム演算部と、 前記ＦＩＲフィルタからの出力信号が入力されるＰＷＭ
   演算部とを有し、 インバータ駆動波形データの更新操作は前記ＬＭＳアル
   ゴリズム演算部で行われ、更新されたインバータ駆動波
   形データは前記ＦＩＲフィルタに与えられ、このＦＩＲ
   フィルタの演算動作により得られたフィルタ係数として
   の出力信号が前記ＰＷＭ演算部に送出され、該ＰＷＭ演
   算部においてＰＷＭ演算が行われ、前記誤差が最小とな
   るようにインバータ出力が調整されることを特徴とする
   インバータ制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のインバータ制御装置であ
   って、 前記非定常成分制御手段は、前記誤差を基にして誤差増
   幅信号を形成する比例制御部と、前記誤差増幅信号を前
   記インバータ駆動波形パターンに加算する加算部とを備
   えており、前記出力制御部は、前記加算部の出力に基づいてインバ
   ータ出力を調整していることを特徴とするインバータ制
   御装置。
3. 【請求項３】 請求項２記載のインバータ制御装置であ
   って、 前記比例制御部は、前記誤差の符号に応じて誤差増幅の
   ゲインを変化させていることを特徴とするインバータ制
   御装置。
4. 【請求項４】 請求項１記載のインバータ制御装置であ
   って、 前記非定常成分制御手段は、前記誤差の所定割合が減少
   するように制御しており、 前記周期成分制御手段は、
   残留誤差の周期成分が零になるように制御して、定常状
   態では、基本波成分の制御が自動的に周期成分制御手段
   に移行することを特徴とするインバータ制御装置。
5. 【請求項５】 請求項１記載のインバータ制御装置であ
   って、 系統電圧の１周期のうちの半周期間は、前記フィルタ係
   数の適応演算を行い、残りの半周期間は適応演算を行わ
   ないことを特徴とするインバータ制御装置。
6. 【請求項６】 インバータ出力波形を希望出力波形に調
   整するインバータの制御方法であって、 希望出力波形とインバータ出力波形との間の誤差を検出
   し、この誤差を最小とするために、インバータ駆動波形
   データの更新操作をＬＭＳアルゴリズム演算部で行い、
   系統電圧のゼロクロス検出パルスと、更新されたインバ
   ータ駆動波形データをＦＩＲフィルタに与え、このＦＩ
   Ｒフィルタの演算動作により得られたフィルタ係数とし
   ての出力信号を前記ＰＷＭ演算部に送出し、該ＰＷＭ演
   算部においてＰＷＭ演算を行う周期成分制御処理と、 検出した誤差の非定常成分が減少するようにインバータ
   出力を制御する非定常成分制御処理とを並行して行うこ
   とを特徴とするインバータの制御方法。