JP2632418B2 - 高周波ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents
高周波ｐｗｍインバータ装置Info
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- JP2632418B2 JP2632418B2 JP1311810A JP31181089A JP2632418B2 JP 2632418 B2 JP2632418 B2 JP 2632418B2 JP 1311810 A JP1311810 A JP 1311810A JP 31181089 A JP31181089 A JP 31181089A JP 2632418 B2 JP2632418 B2 JP 2632418B2
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- Japan
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- circuit
- output voltage
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無停電電源装置や誘導電動機制御等に利用
されているインバータ装置において、小容量のものに限
らず、非線形負荷（コンデンサインプット型の整流器負
荷等）や、急激な負荷変動に対しても出力電圧変動が小
さく、波形歪の少ないインバータ装置に利用する、高周
波PWMインバータ装置に関するものである。
されているインバータ装置において、小容量のものに限
らず、非線形負荷（コンデンサインプット型の整流器負
荷等）や、急激な負荷変動に対しても出力電圧変動が小
さく、波形歪の少ないインバータ装置に利用する、高周
波PWMインバータ装置に関するものである。
第１図は従来用いられているPWMインバータ装置の回
路図である。第１図において、１は直流入力を、スイッ
チング素子をフルブリッジ接続して直流交流電力変換パ
ルス幅変調し交流方形波電圧に変換するインバータ、２
は高調波成分の低減を行う電力出力用ローパスフィルタ
回路、３は制御回路である。制御回路３において、４は
交流出力電圧VOUTを整流平滑して、基準電圧ESとの差電
圧を出力する入力演算回路、５は交流出力電圧VOUTの基
準電圧波形VSを発生させる基準正弦波発生回路、６は基
準電圧波形VS、入力演算回路４からの差電圧とを掛算す
る掛算回路、７は三角波電圧VTを発生させる三角波発生
回路、８は三角波電圧VTと、掛算回路６から出力される
比較電圧VCとを比較する比較回路である。
路図である。第１図において、１は直流入力を、スイッ
チング素子をフルブリッジ接続して直流交流電力変換パ
ルス幅変調し交流方形波電圧に変換するインバータ、２
は高調波成分の低減を行う電力出力用ローパスフィルタ
回路、３は制御回路である。制御回路３において、４は
交流出力電圧VOUTを整流平滑して、基準電圧ESとの差電
圧を出力する入力演算回路、５は交流出力電圧VOUTの基
準電圧波形VSを発生させる基準正弦波発生回路、６は基
準電圧波形VS、入力演算回路４からの差電圧とを掛算す
る掛算回路、７は三角波電圧VTを発生させる三角波発生
回路、８は三角波電圧VTと、掛算回路６から出力される
比較電圧VCとを比較する比較回路である。
次に動作について説明する。ここで電力出力用ローパ
スフィルタ２のカットオフ周波数をFCとし、FCに較べて
基準正弦波発生回路５の周波数を十分に低く、さらに三
角波発生回路７の周波数（スイッチング周波数）を十分
高く設定する。入力演算回路４で、基準電圧ESと、整流
平滑した交流出力電圧の平均電圧FFとの差電圧を出力
し、その差電圧と基準正弦波発生回路５の出力電圧V
Sを、掛算回路６で掛算し、比較電圧VC＝VS×（ES−
EF）を得る。次に、この比較電圧VCと、三角波発生回路
７の出力電圧VTとを比較回路８で比較することで、比較
電圧VCの電圧値に比例した、パルス幅を変調させたパル
ス幅変調信号（PWM信号）を得、インバータ１の各スイ
ッチング素子を制御して、電力出力用ローパスフィルタ
回路２の出力電圧が、基準電圧ESと一致するようにフィ
ードバック制御している。
スフィルタ２のカットオフ周波数をFCとし、FCに較べて
基準正弦波発生回路５の周波数を十分に低く、さらに三
角波発生回路７の周波数（スイッチング周波数）を十分
高く設定する。入力演算回路４で、基準電圧ESと、整流
平滑した交流出力電圧の平均電圧FFとの差電圧を出力
し、その差電圧と基準正弦波発生回路５の出力電圧V
Sを、掛算回路６で掛算し、比較電圧VC＝VS×（ES−
EF）を得る。次に、この比較電圧VCと、三角波発生回路
７の出力電圧VTとを比較回路８で比較することで、比較
電圧VCの電圧値に比例した、パルス幅を変調させたパル
ス幅変調信号（PWM信号）を得、インバータ１の各スイ
ッチング素子を制御して、電力出力用ローパスフィルタ
回路２の出力電圧が、基準電圧ESと一致するようにフィ
ードバック制御している。
すなわち、負荷変動等により交流出力電圧VOUTの平均
電圧が変動した時に、基準電圧と一致するように比較電
圧VCを制御して、交流出力電圧VOUTの変動を抑制してい
る。
電圧が変動した時に、基準電圧と一致するように比較電
圧VCを制御して、交流出力電圧VOUTの変動を抑制してい
る。
従来のPWMインバータ装置は以上のように構成されて
いるので、急激な負荷変動による交流出力電圧の変動が
あった時には、入力演算回路４の平滑動作のために制御
作用に遅れが発生し、交流出力電圧が安定するまでの整
定時間が大きくなり、数サイクル後にようやく安定する
問題点があった。また、コンデンサインプット型の整流
負荷等の非線形負荷に対しては、交流出力電圧の歪みを
補正する機能を持たないという問題点があった。
いるので、急激な負荷変動による交流出力電圧の変動が
あった時には、入力演算回路４の平滑動作のために制御
作用に遅れが発生し、交流出力電圧が安定するまでの整
定時間が大きくなり、数サイクル後にようやく安定する
問題点があった。また、コンデンサインプット型の整流
負荷等の非線形負荷に対しては、交流出力電圧の歪みを
補正する機能を持たないという問題点があった。
上記問題点を解決するために、本発明に係わるPWMイ
ンバータ装置は、スイッチング素子をフルブリッジ接
続、あるいは、ハーフブリッジ接続した直流交流電力変
換部の出力に接続され、電力出力となる交流正弦波電圧
を得るための電力出力用ローパスフィルタを備え、PWM
キャリア周波数信号成分の振幅の大きさを検出して、出
力電圧を安定化するためのパルス幅帰還制御部を有する
PWMインバータ装置において、電力出力用ローパスフィ
ルタの出力から、出力電圧波形に含まれる高調波成分の
うち、PWMのキャリア周波数成分を取り出し、これをゲ
イン１以上に増幅するための位相90゜進み特性のPD動作
ハイパスフィルタを有することを特長とする。
ンバータ装置は、スイッチング素子をフルブリッジ接
続、あるいは、ハーフブリッジ接続した直流交流電力変
換部の出力に接続され、電力出力となる交流正弦波電圧
を得るための電力出力用ローパスフィルタを備え、PWM
キャリア周波数信号成分の振幅の大きさを検出して、出
力電圧を安定化するためのパルス幅帰還制御部を有する
PWMインバータ装置において、電力出力用ローパスフィ
ルタの出力から、出力電圧波形に含まれる高調波成分の
うち、PWMのキャリア周波数成分を取り出し、これをゲ
イン１以上に増幅するための位相90゜進み特性のPD動作
ハイパスフィルタを有することを特長とする。
スイッチング素子をフルブリッジ接続した直流交流電
力変換部（インバータ）の出力に接続される正弦波の交
流電圧を得るための電力出力用ローパスフィルタから出
力される交流正弦波に僅かに重畳されるPWMスイッチン
グによる高調波を、抵抗・コンデンサで構成される位相
進み回路で出力電圧を検出し、PD動作することで、正弦
波の交流出力電圧波形に含まれるPWMキャリア周波数成
分を強調し、その信号と、交流出力電圧波形の基準とな
る、基準正弦波との差を誤差増幅する。次に、キャリア
三角波と誤差増幅器から出力される電圧を比較して、イ
ンバータのスイッチング素子を制御することで、交流出
力電圧の安定化をはかる。すなわち、電力出力用ローパ
スフィルタに接続される負荷が急激に変化して、供給し
ている交流出力電圧波形が、基準電圧波形に較べて乱れ
を生じた場合に、上記90゜位相進み回路のPD動作によっ
て、スイッチング周波数毎に誤差増幅器へ変動が帰還さ
れて、ただちにPWMのパルス幅を修正する。
力変換部（インバータ）の出力に接続される正弦波の交
流電圧を得るための電力出力用ローパスフィルタから出
力される交流正弦波に僅かに重畳されるPWMスイッチン
グによる高調波を、抵抗・コンデンサで構成される位相
進み回路で出力電圧を検出し、PD動作することで、正弦
波の交流出力電圧波形に含まれるPWMキャリア周波数成
分を強調し、その信号と、交流出力電圧波形の基準とな
る、基準正弦波との差を誤差増幅する。次に、キャリア
三角波と誤差増幅器から出力される電圧を比較して、イ
ンバータのスイッチング素子を制御することで、交流出
力電圧の安定化をはかる。すなわち、電力出力用ローパ
スフィルタに接続される負荷が急激に変化して、供給し
ている交流出力電圧波形が、基準電圧波形に較べて乱れ
を生じた場合に、上記90゜位相進み回路のPD動作によっ
て、スイッチング周波数毎に誤差増幅器へ変動が帰還さ
れて、ただちにPWMのパルス幅を修正する。
また、LCで構成される電力出力用ローパスフィルタの
出力端子から、交流出力電圧を検出した場合、検出電圧
は２次遅れとなり、位相が180゜遅れてフィードバック
ループ系のオープンループゲインを、１以上にできない
（位相180゜の遅れで、ゲインが１以上になった場合、
異常発振をおこし、ループ系が不安定動作になる。）
が、位相進み回路のPD動作により、位相遅れが結果とし
て90゜になるため、オープンループゲインを１以上に上
げることが可能になり、制御ゲインを大きくすることが
できる。
出力端子から、交流出力電圧を検出した場合、検出電圧
は２次遅れとなり、位相が180゜遅れてフィードバック
ループ系のオープンループゲインを、１以上にできない
（位相180゜の遅れで、ゲインが１以上になった場合、
異常発振をおこし、ループ系が不安定動作になる。）
が、位相進み回路のPD動作により、位相遅れが結果とし
て90゜になるため、オープンループゲインを１以上に上
げることが可能になり、制御ゲインを大きくすることが
できる。
本発明を、無停電電源装置に用いた実施例を、第１図
と同一部分に同一符号を付した第２図について説明す
る。第２図において、位相進み回路９は電力用出力ロー
パスフィルタ２によって低減された高調波成分を、再び
強調する回路、比例積分回路10は基準正弦波発生回路５
からの基準電圧波形VSと、位相進み回路９の出力電圧VF
との差を増幅した信号に、基準電圧波形VSを加えて、高
調波成分を減衰させる回路である。三角波発生回路７は
PWM変調するための回路、比較回路８比例積分回路10か
ら出力される比較電圧VCと、三角波発生回路７から出力
される三角波電圧VTを比較し、PWM信号を送出してイン
バータ１を制御する比較回路である。
と同一部分に同一符号を付した第２図について説明す
る。第２図において、位相進み回路９は電力用出力ロー
パスフィルタ２によって低減された高調波成分を、再び
強調する回路、比例積分回路10は基準正弦波発生回路５
からの基準電圧波形VSと、位相進み回路９の出力電圧VF
との差を増幅した信号に、基準電圧波形VSを加えて、高
調波成分を減衰させる回路である。三角波発生回路７は
PWM変調するための回路、比較回路８比例積分回路10か
ら出力される比較電圧VCと、三角波発生回路７から出力
される三角波電圧VTを比較し、PWM信号を送出してイン
バータ１を制御する比較回路である。
次に動作について説明する。ここで、電力用出力ロー
パスフィルタ２のカットオフ周波数FCを十分に低く設定
し、三角波発生回路７の三角波電圧VTの周波数FTは、十
分に高く設定する。また、位相進み回路９および比例積
分回路10のカットオフ周波数を、電力用出力フィルタ２
のカットオフ周波数FCと同じに設定する。第３図に示す
ように、交流出力電圧VOUTの一部を拡大してみると、僅
かに高調波成分を含んでおり、基準電圧波形VSの周波数
FSの基本波成分に、その高調波成分が重畳された波形に
なっている。それぞれをVFSとVFCとすると、位相進み回
路９の抵抗R2の両端から出力される電圧VFは、基本波成
分VFSに対しては抵抗R1とR2で分圧され、高調波成分VFC
に対してはコンデンサC1でバイパスされ、第４図に示す
ように出力電圧の高調波成分が強調された波形VFとなっ
て出力される。これを式で表すと、 VF＝｛R2/（R1＋R2）｝×VFS＋VFC となる。また、電力用出力ローパスフィルタ２によって
180゜遅れた位相は、上記位相進み回路９のPD動作によ
り、90゜の位相遅れに補正されている。比例積分回路10
は、基本波成分VFSに対しては、コンデンサC2のインピ
ーダンスが高いために、オープンゲインＡの増幅度とな
り、高調波成分VFCに対しては、コンデンサC2のインピ
ーダンスが低いため、増幅度はR4/R3となる。比例積分
回路10から出力される比較電圧VCを式で表すと、 VC＝VS−(R4/R3)×VFC＋{VS−R2/(R1＋R2)×VFS}×As となる。VSは基準電圧波形であり、（R4/R3）×VFCは強
調された高調波成分であり、（VS−R2/（R1＋R2）×
VFS）×Asは基準信号波形VSと交流出力電圧VOUTの基本
波成分VFSとの差を増幅した誤差項である。
パスフィルタ２のカットオフ周波数FCを十分に低く設定
し、三角波発生回路７の三角波電圧VTの周波数FTは、十
分に高く設定する。また、位相進み回路９および比例積
分回路10のカットオフ周波数を、電力用出力フィルタ２
のカットオフ周波数FCと同じに設定する。第３図に示す
ように、交流出力電圧VOUTの一部を拡大してみると、僅
かに高調波成分を含んでおり、基準電圧波形VSの周波数
FSの基本波成分に、その高調波成分が重畳された波形に
なっている。それぞれをVFSとVFCとすると、位相進み回
路９の抵抗R2の両端から出力される電圧VFは、基本波成
分VFSに対しては抵抗R1とR2で分圧され、高調波成分VFC
に対してはコンデンサC1でバイパスされ、第４図に示す
ように出力電圧の高調波成分が強調された波形VFとなっ
て出力される。これを式で表すと、 VF＝｛R2/（R1＋R2）｝×VFS＋VFC となる。また、電力用出力ローパスフィルタ２によって
180゜遅れた位相は、上記位相進み回路９のPD動作によ
り、90゜の位相遅れに補正されている。比例積分回路10
は、基本波成分VFSに対しては、コンデンサC2のインピ
ーダンスが高いために、オープンゲインＡの増幅度とな
り、高調波成分VFCに対しては、コンデンサC2のインピ
ーダンスが低いため、増幅度はR4/R3となる。比例積分
回路10から出力される比較電圧VCを式で表すと、 VC＝VS−(R4/R3)×VFC＋{VS−R2/(R1＋R2)×VFS}×As となる。VSは基準電圧波形であり、（R4/R3）×VFCは強
調された高調波成分であり、（VS−R2/（R1＋R2）×
VFS）×Asは基準信号波形VSと交流出力電圧VOUTの基本
波成分VFSとの差を増幅した誤差項である。
第５図の実線は比較回路８の定常時の動作波形であ
る。第５図において、VTは三角波発生回路７の三角波電
圧、VC比較電圧、さらにPWMはパルス幅変調信号であ
る。
る。第５図において、VTは三角波発生回路７の三角波電
圧、VC比較電圧、さらにPWMはパルス幅変調信号であ
る。
比較回路８の動作は、比較電圧VCと三角波電圧VTの電
圧比較を行い、比較電圧VCの電圧値に比例する、パルス
変調されたPWM信号を出力する。負荷変動等によって交
流出力電圧VOUTが変動すると、上記式の誤差項が変化す
ることで比較電圧VCが変化し、変調パルス毎に誤差項が
零になるようにパルス幅変調される。第５図の点線に表
される負荷変動による波形を用いて詳しく説明をする
と、負荷の急変により交流出力電圧VOUTが上昇したとす
ると、比例積分回路10は基準電圧波形VSとの誤差がなく
なるように比較電圧VCを制御し、点線で示すように比較
電圧VCを低下させる。この作用により、比較回路８から
出力されるPWM信号のパルス幅は狭くなり、インバータ
１の片アームのオン時間を狭め、交流出力電圧VOUTを一
定に維持する。
圧比較を行い、比較電圧VCの電圧値に比例する、パルス
変調されたPWM信号を出力する。負荷変動等によって交
流出力電圧VOUTが変動すると、上記式の誤差項が変化す
ることで比較電圧VCが変化し、変調パルス毎に誤差項が
零になるようにパルス幅変調される。第５図の点線に表
される負荷変動による波形を用いて詳しく説明をする
と、負荷の急変により交流出力電圧VOUTが上昇したとす
ると、比例積分回路10は基準電圧波形VSとの誤差がなく
なるように比較電圧VCを制御し、点線で示すように比較
電圧VCを低下させる。この作用により、比較回路８から
出力されるPWM信号のパルス幅は狭くなり、インバータ
１の片アームのオン時間を狭め、交流出力電圧VOUTを一
定に維持する。
また、三角波電圧VTと比較信号VCに重畳されている高
調波成分の傾斜が異符号となるために安定した制御動作
となる。本発明を応用した無停電電源としては、種々の
外乱に対しても極めて安定して出力を発生する。第６図
（ａ）は無停電電源装置の負荷を、無負荷から最大負荷
に急変させたときの、電圧変動の様子を表しており、負
荷電流（電力）の急変に対しても電圧が変動していな
い。また、（ｂ）はコンデンサ負荷時の出力電圧波形と
電流波形を示しているが、出力電圧のピーク部分が歪む
ことなく安定に動作している。
調波成分の傾斜が異符号となるために安定した制御動作
となる。本発明を応用した無停電電源としては、種々の
外乱に対しても極めて安定して出力を発生する。第６図
（ａ）は無停電電源装置の負荷を、無負荷から最大負荷
に急変させたときの、電圧変動の様子を表しており、負
荷電流（電力）の急変に対しても電圧が変動していな
い。また、（ｂ）はコンデンサ負荷時の出力電圧波形と
電流波形を示しているが、出力電圧のピーク部分が歪む
ことなく安定に動作している。
以上のように本発明は、PWM変調パルス毎に、外部に
供給する出力電圧を基準電圧波形に電圧追従制御してい
るために、非線形負荷や急激な負荷変動にも出力電圧変
動は小さく、波形歪みの少ないという効果を生ずる。ま
た、電力出力用ローパスフィルタの出力端子（インバー
タ装置の最終出力段）からフィードバックをしているた
め、出力電流が大きくなった場合においても出力電圧を
安定化できる。さらに、電力出力用ローパスフィルタに
よって位相が180゜遅れるにも拘らず、90゜位相進み回
路のPD動作により、トータルの位相遅れが90゜に抑える
ことができ、フィードバックループ系のオープンループ
ゲインを１以上に設定することが可能になり、このため
小さな負荷変動に対する誤差検出の応答性が高速になる
から、出力電圧を一定にする整定時間も短くなり、基準
電圧波形に対して忠実な交流正弦波を出力することがで
きる。
供給する出力電圧を基準電圧波形に電圧追従制御してい
るために、非線形負荷や急激な負荷変動にも出力電圧変
動は小さく、波形歪みの少ないという効果を生ずる。ま
た、電力出力用ローパスフィルタの出力端子（インバー
タ装置の最終出力段）からフィードバックをしているた
め、出力電流が大きくなった場合においても出力電圧を
安定化できる。さらに、電力出力用ローパスフィルタに
よって位相が180゜遅れるにも拘らず、90゜位相進み回
路のPD動作により、トータルの位相遅れが90゜に抑える
ことができ、フィードバックループ系のオープンループ
ゲインを１以上に設定することが可能になり、このため
小さな負荷変動に対する誤差検出の応答性が高速になる
から、出力電圧を一定にする整定時間も短くなり、基準
電圧波形に対して忠実な交流正弦波を出力することがで
きる。
第１図は従来のPWMインバータ装置の回路図、第２図は
本発明によるPWMインバータ装置の回路図、第３図は僅
かな高調波成分を含んだ交流出力電圧波形、第４図は位
相進み回路９の出力電圧波形、第５図のVCおよびVTは第
２図の比較回路８の入力波形、PWM信号は第２図の比較
回路８の出力波形、第６図は無停電電源装置に応用した
際の、負荷変動に対する交流出力電圧の応答波形であ
る。
本発明によるPWMインバータ装置の回路図、第３図は僅
かな高調波成分を含んだ交流出力電圧波形、第４図は位
相進み回路９の出力電圧波形、第５図のVCおよびVTは第
２図の比較回路８の入力波形、PWM信号は第２図の比較
回路８の出力波形、第６図は無停電電源装置に応用した
際の、負荷変動に対する交流出力電圧の応答波形であ
る。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小嶋 寛徳 青森県弘前市大字富栄字平岡40 審査官 松澤 福三郎 (56)参考文献 特開 昭63−167677（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】スイッチング素子をブリッジ接続した直流
交流電力変換部（インバータ）と該出力に接続され交流
正弦波を出力する電力出力用ローパスフィルタを備え、
出力電圧を安定化するためのパルス幅の帰還制御部を有
するPWMインバータ装置において、電力出力用ローパス
フィルタの出力に、出力電圧波形に含まれるPWMのキャ
リア周波数成分を取り出すべく接続された、PWMのキャ
リア周波数において位相90゜進み特性の比例・微分（P
D）動作ハイパスフィルタを有することを特徴とする高
周波PWMインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1311810A JP2632418B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | 高周波ｐｗｍインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1311810A JP2632418B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | 高周波ｐｗｍインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03173359A JPH03173359A (ja) | 1991-07-26 |
| JP2632418B2 true JP2632418B2 (ja) | 1997-07-23 |
Family
ID=18021694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1311810A Expired - Lifetime JP2632418B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | 高周波ｐｗｍインバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2632418B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07108096B2 (ja) * | 1986-12-25 | 1995-11-15 | 愛知電機株式会社 | 無停電電源装置の制御方式 |
-
1989
- 1989-11-30 JP JP1311810A patent/JP2632418B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03173359A (ja) | 1991-07-26 |
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