JP3212354B2 - 電圧形インバータ制御方法及びその装置 - Google Patents
電圧形インバータ制御方法及びその装置Info
- Publication number
- JP3212354B2 JP3212354B2 JP10531392A JP10531392A JP3212354B2 JP 3212354 B2 JP3212354 B2 JP 3212354B2 JP 10531392 A JP10531392 A JP 10531392A JP 10531392 A JP10531392 A JP 10531392A JP 3212354 B2 JP3212354 B2 JP 3212354B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- output
- source inverter
- filter capacitor
- control method
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電圧形インバータ装置に
用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方法の電圧形イ
ンバータ制御方法に関するものである。
用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方法の電圧形イ
ンバータ制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の出力電圧安定回路が組込まれた電
圧形インバータを示す図３および図４を用いて説明す
る。図３，図４において、三相交流電源１は整流器２と
フイルタコンデンサ３によって直流電圧に変換され、例
えばトランジスタからなるインバータ部４で三相交流電
源に変換されて誘導電動機５が駆動される。また、周波
数設定器８の電圧信号103 は（周波数／電圧）の変換器
９によって周波数信号104 に変換され、電圧演算部10で
（電圧／周波数）比の電圧信号105 になる。
圧形インバータを示す図３および図４を用いて説明す
る。図３，図４において、三相交流電源１は整流器２と
フイルタコンデンサ３によって直流電圧に変換され、例
えばトランジスタからなるインバータ部４で三相交流電
源に変換されて誘導電動機５が駆動される。また、周波
数設定器８の電圧信号103 は（周波数／電圧）の変換器
９によって周波数信号104 に変換され、電圧演算部10で
（電圧／周波数）比の電圧信号105 になる。
【０００３】ところで、一般に図３，図４に示した如く
に中間直流部に、コンデンサを有する電圧形インバータ
においては、インバータ出力電圧は入力電源電圧が変動
したときに比例して出力電圧が変るため、本来の出力電
圧と出力周波数の比を一定とした制御にならず、図３に
示す出力電圧一定制御方法が行なわれている。
に中間直流部に、コンデンサを有する電圧形インバータ
においては、インバータ出力電圧は入力電源電圧が変動
したときに比例して出力電圧が変るため、本来の出力電
圧と出力周波数の比を一定とした制御にならず、図３に
示す出力電圧一定制御方法が行なわれている。
【０００４】このような場合には、中間直流電圧を検出
する直流電圧検出器６による電圧信号101 の値をＶDC，
電圧演算部10の電圧信号105 の値をＭ，中間直流電圧の
基準設定値をＶDC＊とすると、電圧演算補正回路11の出
力106 はつぎの式（１）で表される。
する直流電圧検出器６による電圧信号101 の値をＶDC，
電圧演算部10の電圧信号105 の値をＭ，中間直流電圧の
基準設定値をＶDC＊とすると、電圧演算補正回路11の出
力106 はつぎの式（１）で表される。
【０００５】 Ｍ・（ＶＤＣ／ＶＤＣ ＊）・・・・・・・・・・（１） そして、この出力１０６によりパルス幅変調部（ＰＷＭ
部）１２によってパルス幅を変調することにより、イン
バータ出力電圧を安定する方法が用いられていた。
部）１２によってパルス幅を変調することにより、イン
バータ出力電圧を安定する方法が用いられていた。
【０００６】また、負荷に誘導電動機が接続されたとき
の無負荷運転時，または軽負荷運転時には不安定動作が
発生することがある。これは、誘導電動機のインダクタ
ンス分（以下Ｌと称する）と、インバータ本体の前述の
コンデンサの容量分（以下Ｃと称する）とにより、ＬＣ
共振が発生し、インバータの出力電圧が不安定となるこ
とが良く知られている。
の無負荷運転時，または軽負荷運転時には不安定動作が
発生することがある。これは、誘導電動機のインダクタ
ンス分（以下Ｌと称する）と、インバータ本体の前述の
コンデンサの容量分（以下Ｃと称する）とにより、ＬＣ
共振が発生し、インバータの出力電圧が不安定となるこ
とが良く知られている。
【０００７】この場合、中間直流部の電圧の変化分ΔＶ
DCを検出し、サンプル時間ΔＴ，補正ゲインＫに対し、
図４に示される電圧変動検出回路７出力の電圧信号102
である電圧補正分は式（２）で表される。
DCを検出し、サンプル時間ΔＴ，補正ゲインＫに対し、
図４に示される電圧変動検出回路７出力の電圧信号102
である電圧補正分は式（２）で表される。
【０００８】 （ΔＶDC／ΔＴ）・Ｋ ───────────（２） そして、この検出結果が加算器13にて電圧演算部10出力
の電圧信号105 と演算され、さらにその出力108 により
ＰＷＭ部12によってパルス幅を変調することにより安定
が図られるものとなる。さらには、これら図３，図４に
示される如き両者の制御法個々に用いられていた。
の電圧信号105 と演算され、さらにその出力108 により
ＰＷＭ部12によってパルス幅を変調することにより安定
が図られるものとなる。さらには、これら図３，図４に
示される如き両者の制御法個々に用いられていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来方式による両者
は、共に検出する個所が同一であり同様に電圧パルス幅
を制御するため、ＰＷＭインバータでは両者を併用する
ことは困難とされていた。その理由は、インバータのコ
ンデンサと負荷の誘導電動機のインダクタンスとのＬＣ
共振によるインバータ出力電圧の変動を抑制する場合、
中間直流電圧が上昇すれば電圧パルス幅を広げ、下降す
れば電圧パルス幅を狭める動作により、出力電圧の不安
定を抑制する制御を行う。
は、共に検出する個所が同一であり同様に電圧パルス幅
を制御するため、ＰＷＭインバータでは両者を併用する
ことは困難とされていた。その理由は、インバータのコ
ンデンサと負荷の誘導電動機のインダクタンスとのＬＣ
共振によるインバータ出力電圧の変動を抑制する場合、
中間直流電圧が上昇すれば電圧パルス幅を広げ、下降す
れば電圧パルス幅を狭める動作により、出力電圧の不安
定を抑制する制御を行う。
【００１０】一方、入力電源電圧の変動に対する出力電
圧の一定制御では、中間直流電圧が上昇すれば電圧パル
ス幅を狭ばめ、下降すれば電圧パルス幅を広げ、出力電
圧一定制御を行うように作用する。よって、この二つの
制御法は同一情報により制御するにも拘らず、互いに打
ち消す方向に作用するようになっている。すなわち、併
用した場合には両者の本来の機能が作用せず、逆に不安
定を助長することになっていた。
圧の一定制御では、中間直流電圧が上昇すれば電圧パル
ス幅を狭ばめ、下降すれば電圧パルス幅を広げ、出力電
圧一定制御を行うように作用する。よって、この二つの
制御法は同一情報により制御するにも拘らず、互いに打
ち消す方向に作用するようになっている。すなわち、併
用した場合には両者の本来の機能が作用せず、逆に不安
定を助長することになっていた。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前述した如く、ＬＣ共振
による出力電圧の安定化させるために中間直流電圧を検
出し、検出結果を電圧パルス幅制御によって出力電圧を
安定させる制御法と、入力電源電圧の変動などによって
発生する出力電圧の不安定を制御するため中間直流電圧
を検出し、その検出結果を電圧パルス幅制御によって出
力電圧を抑制すめ制御法とでは、中間直流電圧の変動を
検出するための時定数が前者制御法はＬＣ共振による共
振周波数に関与するものであって、後者制御法の時定数
は入力電源電圧の変動に関与するものであり、前者制御
法の時定数の方が速い。本発明は上述したような点に着
目し、両制御法の併用を実現するとともに、後者の制御
法の時定数を前者の制御法に対して十分遅くし、一例と
して前者に所定の遅れ時間をもたせることにより、両者
の特徴を損うことなく作用し得るものである。
による出力電圧の安定化させるために中間直流電圧を検
出し、検出結果を電圧パルス幅制御によって出力電圧を
安定させる制御法と、入力電源電圧の変動などによって
発生する出力電圧の不安定を制御するため中間直流電圧
を検出し、その検出結果を電圧パルス幅制御によって出
力電圧を抑制すめ制御法とでは、中間直流電圧の変動を
検出するための時定数が前者制御法はＬＣ共振による共
振周波数に関与するものであって、後者制御法の時定数
は入力電源電圧の変動に関与するものであり、前者制御
法の時定数の方が速い。本発明は上述したような点に着
目し、両制御法の併用を実現するとともに、後者の制御
法の時定数を前者の制御法に対して十分遅くし、一例と
して前者に所定の遅れ時間をもたせることにより、両者
の特徴を損うことなく作用し得るものである。
【００１２】
【作用】かくの如き解決手段により、後者では電圧検出
器出力を例えば積分器を介して十分遅いものとなり、前
者はＰＷＭ部に送られる信号が直接的に出力されるもの
となって後者機能が動作するよりも速く作用可能にな
り、よって、両者が干渉することがなくなる。以下、本
発明を図面を参照して詳細説明する。
器出力を例えば積分器を介して十分遅いものとなり、前
者はＰＷＭ部に送られる信号が直接的に出力されるもの
となって後者機能が動作するよりも速く作用可能にな
り、よって、両者が干渉することがなくなる。以下、本
発明を図面を参照して詳細説明する。
【００１３】
【実施例】図１は図３，図４に類して表した本発明の位
置実施例の要部構成を示すもので、14は積分器である。
また、図２は図１の電圧変動検出回路７の具体例を示す
もので、71は直流分カットのためのコンデンサ、72は徴
調整器、73は増幅器である。すなわち、図２におけるＬ
Ｃ共振による不安定補正用の電圧変動検出回路７におい
ては、コンデンサ71により中間直流電圧の変化量を検出
し、徴調整器72を介し増幅器73によって増幅され、電圧
信号102 として出力される。
置実施例の要部構成を示すもので、14は積分器である。
また、図２は図１の電圧変動検出回路７の具体例を示す
もので、71は直流分カットのためのコンデンサ、72は徴
調整器、73は増幅器である。すなわち、図２におけるＬ
Ｃ共振による不安定補正用の電圧変動検出回路７におい
ては、コンデンサ71により中間直流電圧の変化量を検出
し、徴調整器72を介し増幅器73によって増幅され、電圧
信号102 として出力される。
【００１４】さて、三相交流電源１の電源電圧変動によ
る電圧演算補正回路11に、直流電圧検出器６による検出
量が電圧信号101 として一旦積分器14に入力され、設定
された時定数分の遅れを介して与えられる。また、周波
数設定器８で指令された電圧信号103 は変換器９にて比
例した出力周波数の周波数信号104 に変換され、電圧演
算部10に入力される。
る電圧演算補正回路11に、直流電圧検出器６による検出
量が電圧信号101 として一旦積分器14に入力され、設定
された時定数分の遅れを介して与えられる。また、周波
数設定器８で指令された電圧信号103 は変換器９にて比
例した出力周波数の周波数信号104 に変換され、電圧演
算部10に入力される。
【００１５】電圧演算補正回路11にて電圧演算部10出力
の電圧信号105 に対する積分器14出力の信号110 の補正
が行われ、その出力106 が電圧演算補正値として加算器
13に出力される。一方、本来の中間直流電圧の変動分で
ある出力100 ，109 は直流分がカットされて電圧信号10
2 として加算器13に与えられる。
の電圧信号105 に対する積分器14出力の信号110 の補正
が行われ、その出力106 が電圧演算補正値として加算器
13に出力される。一方、本来の中間直流電圧の変動分で
ある出力100 ，109 は直流分がカットされて電圧信号10
2 として加算器13に与えられる。
【００１６】したがって、加算器13にて電圧演算補正回
路11出力に電圧変動検出回路７出力が加算され、その加
算結果が出力108 としてＰＷＭ部12に与えられ、ＰＷＭ
部12の出力107 によりパルス幅変調が行われ、インバー
タ部４出力の出力電圧により誘導電動機５の安定駆動が
行なわれる。勿論、中間直流電圧の電源変動に対する補
正は、積分器14のためにゆっくり補正され、問題ない遅
れで制御される。なお、図２で示したＬＣ共振による出
力電圧安定手段はハードウェアによるものとしたが、ソ
フトウェア上でも容易に実現可能なことは言うまでもな
い。
路11出力に電圧変動検出回路７出力が加算され、その加
算結果が出力108 としてＰＷＭ部12に与えられ、ＰＷＭ
部12の出力107 によりパルス幅変調が行われ、インバー
タ部４出力の出力電圧により誘導電動機５の安定駆動が
行なわれる。勿論、中間直流電圧の電源変動に対する補
正は、積分器14のためにゆっくり補正され、問題ない遅
れで制御される。なお、図２で示したＬＣ共振による出
力電圧安定手段はハードウェアによるものとしたが、ソ
フトウェア上でも容易に実現可能なことは言うまでもな
い。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたごとくに本発明によれば、Ｌ
Ｃ共振による出力電圧の変動抑制するために、中間直流
電圧を検出し、検出結果を電圧パルス幅制御部によって
出力電圧を安定させる制御法と、入力電源電圧の変動な
どによって起こる出力電圧一定制御を行うために中間直
流電圧を検出し、検出結果を電圧パルス幅制御によって
出力電圧の変動を抑える制御法とを、後者の制御要因で
ある出力電圧に補正が加わる立ち上がり時間の時定数を
制御能力を高めるために応答速度を上げるのではなく、
十分遅くすることで不安定を助長することなく、両者の
機能を併用でき、誘導電動機を安定駆動が可能となる格
別な電圧形インバータを実現し得る方法を提供できる。
Ｃ共振による出力電圧の変動抑制するために、中間直流
電圧を検出し、検出結果を電圧パルス幅制御部によって
出力電圧を安定させる制御法と、入力電源電圧の変動な
どによって起こる出力電圧一定制御を行うために中間直
流電圧を検出し、検出結果を電圧パルス幅制御によって
出力電圧の変動を抑える制御法とを、後者の制御要因で
ある出力電圧に補正が加わる立ち上がり時間の時定数を
制御能力を高めるために応答速度を上げるのではなく、
十分遅くすることで不安定を助長することなく、両者の
機能を併用でき、誘導電動機を安定駆動が可能となる格
別な電圧形インバータを実現し得る方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】図１は本発明による一実施例の電圧形インバー
タを示す回路図である。
タを示す回路図である。
【図２】図２は図１の電圧変動検出回路の一例を示す構
成図である。
成図である。
【図３】図３は従来例の入力電圧変動による出力電圧変
化対策手段が組込まれた電圧形インバータを示す回路図
である。
化対策手段が組込まれた電圧形インバータを示す回路図
である。
【図４】図４は他の従来例のＬＣ共振による出力電圧不
安定対策手段が組込まれた電圧形インバータを示す回路
図である。
安定対策手段が組込まれた電圧形インバータを示す回路
図である。
【００１９】
１ 三相交流電源 ２ 整流器 ３ フイルタコンデンサ ４ インバータ部 ５ 誘導電動機 ６ 直流電圧検出器 ７ 電圧変動検出回路 10 電圧演算部 11 電圧演算補正回路 12 パルス幅変調部（ＰＷＭ部） 13 加算器 14 積分器 71 コンデンサ 72 徴調整器 73 増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】 フィルタコンデンサを有する電圧形イン
バータの制御方法において、前記フィルタコンデンサの
電圧を検出する直流電圧検出器からの検出量を、設定さ
れた時定数分の遅れを与えて、電源電圧変動による電圧
演算補正回路に入力し、前記フィルタコンデンサの電圧
の変動量を、電圧変動検出回路によって検出し、前記電
圧演算補正回路からの出力と前記電圧変動検出回路から
の出力とを加算した出力に基づいて、ＰＷＭ変調を行う
ようにした電圧形インバータの制御方法。 - 【請求項２】 フィルタコンデンサを有する電圧形イン
バータの制御装置において、前記フィルタコンデンサの
電圧を検出する直流電圧検出器と、該直流電圧検出器か
らの検出量を設定された時定数分の遅れを与えて電源電
圧変動を伝達する電圧演算補正回路と、前記フィルタコ
ンデンサの電圧の変動量を検出する電圧変動検出回路
と、前記電圧演算補正回路からの出力と前記電圧変動検
出回路からの出力とを加算する加算器とから構成して、
ＰＷＭ変調を行うようにした電圧形インバータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10531392A JP3212354B2 (ja) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | 電圧形インバータ制御方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10531392A JP3212354B2 (ja) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | 電圧形インバータ制御方法及びその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05284752A JPH05284752A (ja) | 1993-10-29 |
| JP3212354B2 true JP3212354B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=14404220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10531392A Expired - Fee Related JP3212354B2 (ja) | 1992-03-31 | 1992-03-31 | 電圧形インバータ制御方法及びその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3212354B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8736220B2 (en) | 2008-04-28 | 2014-05-27 | Daikin Industries, Ltd. | Inverter control device and power conversion device |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019239601A1 (ja) * | 2018-06-15 | 2019-12-19 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | モータ駆動装置および冷凍機器 |
-
1992
- 1992-03-31 JP JP10531392A patent/JP3212354B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8736220B2 (en) | 2008-04-28 | 2014-05-27 | Daikin Industries, Ltd. | Inverter control device and power conversion device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05284752A (ja) | 1993-10-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0419656B1 (en) | Speed controller | |
| US4683412A (en) | Current source inverter motor drive adapted for full current regenerative mode operation | |
| EP0500121A2 (en) | Controller for induction motor | |
| JP3212354B2 (ja) | 電圧形インバータ制御方法及びその装置 | |
| JPH0746834A (ja) | 電源装置 | |
| JPS6118424B2 (ja) | ||
| JPH0318292A (ja) | 電動機の定出力制御装置 | |
| JPS6042719B2 (ja) | 交流電源装置 | |
| JPH055835Y2 (ja) | ||
| JP2637178B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2833993B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH065990B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| JPS60141101A (ja) | 車両用制御装置 | |
| JP2632418B2 (ja) | 高周波ｐｗｍインバータ装置 | |
| JPH0733599Y2 (ja) | ステッピングモータ駆動装置 | |
| JPS62100171A (ja) | 平滑回路付き順変換部の制御装置 | |
| JP2594968B2 (ja) | 誘導電動機の駆動制御装置 | |
| JPH0746072Y2 (ja) | インバ−タの出力電圧補償回路 | |
| JPH04138089A (ja) | 直流電動機の定速制御装置 | |
| JPH0197197A (ja) | サーボドライバ回路 | |
| JPS6316691Y2 (ja) | ||
| JP3420911B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS6348195A (ja) | Ｐｗｍインバ−タの電流振動抑制方法 | |
| JPH0417035B2 (ja) | ||
| JPS648550B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090719 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100719 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100719 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110719 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |