JPS6118424B2 - - Google Patents
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- JPS6118424B2 JPS6118424B2 JP56038654A JP3865481A JPS6118424B2 JP S6118424 B2 JPS6118424 B2 JP S6118424B2 JP 56038654 A JP56038654 A JP 56038654A JP 3865481 A JP3865481 A JP 3865481A JP S6118424 B2 JPS6118424 B2 JP S6118424B2
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 10
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、チヨツパやパルス幅変調インバー
タ等のパルス幅制御を行う自励変換装置に関する
ものであり、特に入力電圧の変動を補正して出力
電圧を適正に制御するパルス幅変調インバータの
出力電圧制御方式に関するものである。
タ等のパルス幅制御を行う自励変換装置に関する
ものであり、特に入力電圧の変動を補正して出力
電圧を適正に制御するパルス幅変調インバータの
出力電圧制御方式に関するものである。
一般に、パルス幅変調インバータにおいて、出
力電圧を交流または直流の絶縁トランスを介して
検出し、電圧調節器で入力電圧の変動を補正する
方法が知られている。この種の出力電圧制御方式
において、直流形絶縁トランスは高価であるた
め、通常は交流形絶縁トランスが多用される。し
かしながら、パルス幅変調インバータにおいて
は、絶縁トランスには零周波数近傍から比較的高
い周波数に至るまで高範囲の周波数成分が与えら
れることになり、絶縁トランスが特殊化あるいは
制御部と比較して大形化する難点がある。例え
ば、従来のパルス幅変調インバータにおける出力
電圧制御回路を示せば第１図に示す通りである。
すなわち、第１図においては、交流電源Ｖsを順
変換器RECで直流電力に変換し、平滑コンデン
サＣで平滑した直流電力をインバータINVで逆変
換して負荷Ｍに供給するよう構成したものにおい
て、インバータINVの出力電圧を絶縁トランス
IT、整流器Ｒecおよび波形整形フイルタＦを介し
て検出し、この電圧検出値を所定の電圧指令値と
比較し、電圧調節器VRを介してインバータINV
のパルス幅変調回路PWMCの制御を行つて、イ
ンバータINVの出力電圧制御を行うものである。
このような従来の回路方式によれば、絶縁トラン
スITの他に整流器Ｒec、波形整形用フイルタＦお
よび電圧調節器VRを必要とし、構成が極めて複
雑となる。また、インバータ主回路のトランジス
タのスイツチング動作毎に絶縁トランスITの漏
れインダクタンスと共振してスパイク状の電圧を
発生するため、電圧検出値に誤差を生じる危険性
がある。さらに、前記フイルタＦや電圧調節器
VRのゲインもしくは積分定数によりインバータ
INVの出力電圧がハンチングする危険性がある。
力電圧を交流または直流の絶縁トランスを介して
検出し、電圧調節器で入力電圧の変動を補正する
方法が知られている。この種の出力電圧制御方式
において、直流形絶縁トランスは高価であるた
め、通常は交流形絶縁トランスが多用される。し
かしながら、パルス幅変調インバータにおいて
は、絶縁トランスには零周波数近傍から比較的高
い周波数に至るまで高範囲の周波数成分が与えら
れることになり、絶縁トランスが特殊化あるいは
制御部と比較して大形化する難点がある。例え
ば、従来のパルス幅変調インバータにおける出力
電圧制御回路を示せば第１図に示す通りである。
すなわち、第１図においては、交流電源Ｖsを順
変換器RECで直流電力に変換し、平滑コンデン
サＣで平滑した直流電力をインバータINVで逆変
換して負荷Ｍに供給するよう構成したものにおい
て、インバータINVの出力電圧を絶縁トランス
IT、整流器Ｒecおよび波形整形フイルタＦを介し
て検出し、この電圧検出値を所定の電圧指令値と
比較し、電圧調節器VRを介してインバータINV
のパルス幅変調回路PWMCの制御を行つて、イ
ンバータINVの出力電圧制御を行うものである。
このような従来の回路方式によれば、絶縁トラン
スITの他に整流器Ｒec、波形整形用フイルタＦお
よび電圧調節器VRを必要とし、構成が極めて複
雑となる。また、インバータ主回路のトランジス
タのスイツチング動作毎に絶縁トランスITの漏
れインダクタンスと共振してスパイク状の電圧を
発生するため、電圧検出値に誤差を生じる危険性
がある。さらに、前記フイルタＦや電圧調節器
VRのゲインもしくは積分定数によりインバータ
INVの出力電圧がハンチングする危険性がある。
そこで、本発明者等は、前述した従来のパルス
幅変調インバータの出力電圧制御方式の問題点を
改善すべく検討を重ねた結果、第２図に示すよう
に、入力平滑コンデンサＣの電圧を分圧抵抗
R1，R2を介して入力電圧相当値e1を取出すと共
にこの入力電圧相当値e1を三角波発生器WGで発
生する基準三角波e2と比較器CMPで比較し、得
られた信号をフオトカプラPC等の絶縁形スイツ
チング素子を介して検出することにより、所要の
パルス信号e3が得られ、このパルス信号e3の平均
値によつて電源電圧あるいは負荷の変動が直接現
われるインバータの入力平滑コンデンサＣの電圧
に比例する信号を検出することができることを突
き止めた。
幅変調インバータの出力電圧制御方式の問題点を
改善すべく検討を重ねた結果、第２図に示すよう
に、入力平滑コンデンサＣの電圧を分圧抵抗
R1，R2を介して入力電圧相当値e1を取出すと共
にこの入力電圧相当値e1を三角波発生器WGで発
生する基準三角波e2と比較器CMPで比較し、得
られた信号をフオトカプラPC等の絶縁形スイツ
チング素子を介して検出することにより、所要の
パルス信号e3が得られ、このパルス信号e3の平均
値によつて電源電圧あるいは負荷の変動が直接現
われるインバータの入力平滑コンデンサＣの電圧
に比例する信号を検出することができることを突
き止めた。
すなわち、前述した回路の動作は、例えば入力
平滑コンデンサＣの電圧が低い場合、比較器
CMPにおいて、第３図１に示すような入力電圧
相当値e1と基準三角波e2が入力され、第３図２に
示すようなパルス信号e3が出力される。従つて、
第３図２に示すパルス信号e3の平均値ｅ3aveが入
力平滑コンデンサＣの電圧に比例する。また、入
力平滑コンデンサＣの電圧の高い場合は、比較器
CMPにおいて、第４図１に示すような入力電圧
相当値e1と基準三角波e2が入力され、第４図２に
示すようなパルス信号e3が出力される。この場合
は、第４図２に示すパルス信号e3の平均値ｅ3ave
が入力平滑コンデンサＣの電圧に比例する。
平滑コンデンサＣの電圧が低い場合、比較器
CMPにおいて、第３図１に示すような入力電圧
相当値e1と基準三角波e2が入力され、第３図２に
示すようなパルス信号e3が出力される。従つて、
第３図２に示すパルス信号e3の平均値ｅ3aveが入
力平滑コンデンサＣの電圧に比例する。また、入
力平滑コンデンサＣの電圧の高い場合は、比較器
CMPにおいて、第４図１に示すような入力電圧
相当値e1と基準三角波e2が入力され、第４図２に
示すようなパルス信号e3が出力される。この場合
は、第４図２に示すパルス信号e3の平均値ｅ3ave
が入力平滑コンデンサＣの電圧に比例する。
しかるに、パルス幅変調インバータの出力基本
波電圧（ＶM1）は、入力直流電圧（Ｅd）と出力
電圧パルス幅（λ，０λ１）との間に次式の
関係が成立する。
波電圧（ＶM1）は、入力直流電圧（Ｅd）と出力
電圧パルス幅（λ，０λ１）との間に次式の
関係が成立する。
ＶM1＝W1・λ・Ｅd ……(1)
また、インバータにより交流電動機の可変速制
御を行う場合は、次式の関係を有することが必要
とされる。
御を行う場合は、次式の関係を有することが必要
とされる。
ＶM1／M＝K2 ……(2)
但し、Mはインバータの出力周波数前記式
(1)，(2)より次の関係式が成立する。
(1)，(2)より次の関係式が成立する。
M∝λ・Ｅd ……(3)
従つて、前記式(3)より、例えば入力直流電圧Ｅ
dが一定であれば、インバータの出力周波数Mの
増大に伴つて出力電圧パルス幅λを比例的に増加
する必要がある。
dが一定であれば、インバータの出力周波数Mの
増大に伴つて出力電圧パルス幅λを比例的に増加
する必要がある。
しかるに、入力直流電圧Ｅdが電圧変動率εだ
け増加した場合の出力電圧パルス幅λを、前記式
(1)より次のように与えることにより、インバータ
の出力電圧は一定に保つことができる。
け増加した場合の出力電圧パルス幅λを、前記式
(1)より次のように与えることにより、インバータ
の出力電圧は一定に保つことができる。
K1・λ・Ｅd＝K3・λ２（１＋ε）Ｅd
∴λ２＝Ｋ４・λ１／１＋ε ……(4)
但し、K4＝K1／K3
すなわち、第２図に示す入力電圧検出回路の電
圧平均値〔（１＋ε）に相当〕で、変動前の出力
電圧パルス幅（λ１）を与える電圧指令値を除算
することにより、入力電圧の変動の影響を出力に
現われないようにすることができる。
圧平均値〔（１＋ε）に相当〕で、変動前の出力
電圧パルス幅（λ１）を与える電圧指令値を除算
することにより、入力電圧の変動の影響を出力に
現われないようにすることができる。
しかしながら、前述したアナログ量の除算は、
出力電圧精度が低下し、製造コストも増大する難
点がある。また、前記式(3)から明らかなように、
インバータの出力周波数Mの低下に比例して出
力電圧パルス幅λも比例的に低下するため、前記
式(4)に示す電圧補正値はインバータの出力周波数
指令、すなわち出力電圧指令値との乗算をさらに
必要とし、出力精度、製造コスト、回路構成の複
雑さ等の点で一層実用的でなくなる欠点がある。
出力電圧精度が低下し、製造コストも増大する難
点がある。また、前記式(3)から明らかなように、
インバータの出力周波数Mの低下に比例して出
力電圧パルス幅λも比例的に低下するため、前記
式(4)に示す電圧補正値はインバータの出力周波数
指令、すなわち出力電圧指令値との乗算をさらに
必要とし、出力精度、製造コスト、回路構成の複
雑さ等の点で一層実用的でなくなる欠点がある。
そこで、本発明者等は、前述した問題点を含め
て、従来のパルス幅変調インバータの出力電圧制
御方式の問題点を全て克服すべくさらに種々検討
を重ねた結果、電圧変動率（ε）が小さい範囲で
は、パルス幅変調インバータの出力基本波電圧は
近似的に次式 K1・λ１・Ｅd≒K1・（１〓ε）λ１・（１±
ε）Ｅd ……(5) で求められ、この結果入力電圧が±εＥd変動し
た場合、出力電圧パルス幅を変動前のパルス幅λ
１に〓ελ１の補正を加えるようパルス幅変調回
路を制御すればよいことを突き止めた。なお、こ
の場合、出力電圧パルス幅λは、出力周波数の低
下に比例するため、その補正量も比例的に低下さ
せる必要があり、この補正量と出力周波数指令値
との乗算が必要となる。
て、従来のパルス幅変調インバータの出力電圧制
御方式の問題点を全て克服すべくさらに種々検討
を重ねた結果、電圧変動率（ε）が小さい範囲で
は、パルス幅変調インバータの出力基本波電圧は
近似的に次式 K1・λ１・Ｅd≒K1・（１〓ε）λ１・（１±
ε）Ｅd ……(5) で求められ、この結果入力電圧が±εＥd変動し
た場合、出力電圧パルス幅を変動前のパルス幅λ
１に〓ελ１の補正を加えるようパルス幅変調回
路を制御すればよいことを突き止めた。なお、こ
の場合、出力電圧パルス幅λは、出力周波数の低
下に比例するため、その補正量も比例的に低下さ
せる必要があり、この補正量と出力周波数指令値
との乗算が必要となる。
従つて、本発明の目的は、パルス幅変調インバ
ータの入力電圧を簡便に検出し、この入力電圧の
変動の補正を簡単な回路構成によりフイードホワ
ード方式により達成する小型に構成でき製造コス
トの低減を図ることができるパルス幅変調インバ
ータの出力電圧制御方式を提供するにある。
ータの入力電圧を簡便に検出し、この入力電圧の
変動の補正を簡単な回路構成によりフイードホワ
ード方式により達成する小型に構成でき製造コス
トの低減を図ることができるパルス幅変調インバ
ータの出力電圧制御方式を提供するにある。
前記の目的を達成するため、本発明において
は、非制御の直流入力電圧をパルス幅変調された
交流出力電圧に変換し、しかも出力周波数に比例
して出力電圧値を変化させられるようなパルス幅
変調インバータにおいて、インバータの入力平滑
コンデンサの電圧を検出してこれの予定値からの
偏差を求め、この偏差とその都度における電圧指
令値との積に相当する信号を該電圧指令値に重畳
して得た信号によりパルス幅変調制御を行なうこ
とを特徴とする。
は、非制御の直流入力電圧をパルス幅変調された
交流出力電圧に変換し、しかも出力周波数に比例
して出力電圧値を変化させられるようなパルス幅
変調インバータにおいて、インバータの入力平滑
コンデンサの電圧を検出してこれの予定値からの
偏差を求め、この偏差とその都度における電圧指
令値との積に相当する信号を該電圧指令値に重畳
して得た信号によりパルス幅変調制御を行なうこ
とを特徴とする。
次に、本発明に係るパルス幅変調インバータの
出力電圧制御方式の実施例につき、添付図面を参
照しながら以下詳細に説明する。
出力電圧制御方式の実施例につき、添付図面を参
照しながら以下詳細に説明する。
第５図は、本発明方式を実施する回路の一例を
示すブロツク結線図を示すものである。なお、本
実施例回路において、インバータINVの入力平滑
コンデンサＣの電圧を分圧抵抗R1，R2を介して
入力電圧相当値e1として比較器CMPの一方の入
力端子に入力し、一方三角発生器WGからの基準
三角波e2を比較器CMPの他方の入力端子に入力
し、比較器CMPの出力信号をフオトカプラPCを
介して所要のパルス信号e3を出力する点について
は、第２図に示す回路構成と全く同じであり、単
に比較器CMPの論理が反転されているため、出
力パルス信号e3〔第３図２、第４図２〕が第３図
１および第４図１に示す波形に対し論理反転信号
となる。従つて、本実施例回路によれば、比較器
CMPの動作波形は、第６図１，２もしくは第７
図１，２に示すようになる。
示すブロツク結線図を示すものである。なお、本
実施例回路において、インバータINVの入力平滑
コンデンサＣの電圧を分圧抵抗R1，R2を介して
入力電圧相当値e1として比較器CMPの一方の入
力端子に入力し、一方三角発生器WGからの基準
三角波e2を比較器CMPの他方の入力端子に入力
し、比較器CMPの出力信号をフオトカプラPCを
介して所要のパルス信号e3を出力する点について
は、第２図に示す回路構成と全く同じであり、単
に比較器CMPの論理が反転されているため、出
力パルス信号e3〔第３図２、第４図２〕が第３図
１および第４図１に示す波形に対し論理反転信号
となる。従つて、本実施例回路によれば、比較器
CMPの動作波形は、第６図１，２もしくは第７
図１，２に示すようになる。
しかるに、本発明においてはフオトカプラPC
で得られた出力パルス信号e3を演算増幅器
OPA、乗算器MUL、加算器ADDを介してパルス
幅変調回路PWMCへ供給するよう構成する。そ
こで、前記演算増幅器OPA、乗算器MULおよび
加算器ADDの動作につき、第６図および第７図
に示す動作波形に従つて説明する。
で得られた出力パルス信号e3を演算増幅器
OPA、乗算器MUL、加算器ADDを介してパルス
幅変調回路PWMCへ供給するよう構成する。そ
こで、前記演算増幅器OPA、乗算器MULおよび
加算器ADDの動作につき、第６図および第７図
に示す動作波形に従つて説明する。
今、インバータの入力平滑コンデンサＣの電圧
が変動の無い時の電圧値Ｅdで与えられている場
合、演算増幅器OPAの出力電圧e5が零となるよ
うに出力増幅器OPAのバイアス（e4）調整を可変
抵抗VRで行う〔第６図２参照〕。この場合には、
乗算器MULの出力電圧は零となり〔第６図３参
照〕、加算器ADDの出力信号e7は、正規の電圧指
令値e6となり〔第６図４，５参照〕、この信号e6
がパルス幅変調回路PWMCに入力される。
が変動の無い時の電圧値Ｅdで与えられている場
合、演算増幅器OPAの出力電圧e5が零となるよ
うに出力増幅器OPAのバイアス（e4）調整を可変
抵抗VRで行う〔第６図２参照〕。この場合には、
乗算器MULの出力電圧は零となり〔第６図３参
照〕、加算器ADDの出力信号e7は、正規の電圧指
令値e6となり〔第６図４，５参照〕、この信号e6
がパルス幅変調回路PWMCに入力される。
次いで、インバータの入力平滑コンデンサＣの
電圧が（１＋ε）Ｅdに増加する変動をした場合
は、出力パルス電圧e3の電圧平均値（ｅ3ave）が
演算増幅器OPAにおいて可変抵抗VRで与えられ
るバイアス値e4より大きくなり〔第７図２参
照〕、演算増幅器OPAに負の出力電圧e5が発生す
る〔第７図３参照〕。そこで、この出力電圧値e5
を前記電圧変動率（ε）相当値にするよう演算増
幅器OPAのゲイン調整をすれば、乗算器MULに
は−ε・λ相当値の出力を得ることができる。従
つて、加算器ADDにおいて、乗算器MULの出力
と電圧指令値（e6）とを入力して加算すれば、出
力信号e7として（１−ε）・λ相当値が得られ
〔第７図４，５参照〕、パルス幅変調回路PWMC
への電圧指令値を適正に補正することができる。
このようにして、前記式(5)に示す関係式がパルス
幅変調回路PWMCを介して得られることが了解
されよう。なお、インバータの入力平滑コンデン
サＣの電圧が（１−ε）Ｅdに低下する変動をし
た場合にも、同様にしてパルス幅変調回路
PWMCの入力信号e7は、（１＋ε）・λ相当値が
得られることは勿論である。
電圧が（１＋ε）Ｅdに増加する変動をした場合
は、出力パルス電圧e3の電圧平均値（ｅ3ave）が
演算増幅器OPAにおいて可変抵抗VRで与えられ
るバイアス値e4より大きくなり〔第７図２参
照〕、演算増幅器OPAに負の出力電圧e5が発生す
る〔第７図３参照〕。そこで、この出力電圧値e5
を前記電圧変動率（ε）相当値にするよう演算増
幅器OPAのゲイン調整をすれば、乗算器MULに
は−ε・λ相当値の出力を得ることができる。従
つて、加算器ADDにおいて、乗算器MULの出力
と電圧指令値（e6）とを入力して加算すれば、出
力信号e7として（１−ε）・λ相当値が得られ
〔第７図４，５参照〕、パルス幅変調回路PWMC
への電圧指令値を適正に補正することができる。
このようにして、前記式(5)に示す関係式がパルス
幅変調回路PWMCを介して得られることが了解
されよう。なお、インバータの入力平滑コンデン
サＣの電圧が（１−ε）Ｅdに低下する変動をし
た場合にも、同様にしてパルス幅変調回路
PWMCの入力信号e7は、（１＋ε）・λ相当値が
得られることは勿論である。
また、出力電圧パルス幅λは、出力周波数の低
下に比例して低下するため、その補正量も比例的
に低下させる必要がある。この場合、前述した本
発明方式によれば、電圧指令値が周波数指令値と
一致していることから、乗算器MULにおいて補
正量と周波数指令値との乗算が行われ、電圧補正
率は入力電圧変動率に一致し、出力周波数の変化
に対して一定となる。この関係を示せば、第８図
に示す通りである。すなわち第８図は、出力周波
数に対する出力電圧パルス幅λの補正量の関係を
示すもので、補正率は常に一定である。
下に比例して低下するため、その補正量も比例的
に低下させる必要がある。この場合、前述した本
発明方式によれば、電圧指令値が周波数指令値と
一致していることから、乗算器MULにおいて補
正量と周波数指令値との乗算が行われ、電圧補正
率は入力電圧変動率に一致し、出力周波数の変化
に対して一定となる。この関係を示せば、第８図
に示す通りである。すなわち第８図は、出力周波
数に対する出力電圧パルス幅λの補正量の関係を
示すもので、補正率は常に一定である。
前述した実施例から明らかなように、本発明方
式によれば、入力電圧に極端な変動を生じないイ
ンバータの入力平滑コンデンサの電圧をフオトカ
プラ等の絶縁形スイツチング素子を介して絶縁検
出し、入力電圧の変動率をパルス幅変調回路のパ
ルス幅指令電圧に補正を加えるよう構成したこと
により、従来のような特殊な絶縁トランスが不要
になると共に電圧調節回路も不要となり、負荷急
変時等の出力電圧の安定性を著しく向上できるば
かりでなく、小形化並びに製造コストの低減を容
易に図ることができる。
式によれば、入力電圧に極端な変動を生じないイ
ンバータの入力平滑コンデンサの電圧をフオトカ
プラ等の絶縁形スイツチング素子を介して絶縁検
出し、入力電圧の変動率をパルス幅変調回路のパ
ルス幅指令電圧に補正を加えるよう構成したこと
により、従来のような特殊な絶縁トランスが不要
になると共に電圧調節回路も不要となり、負荷急
変時等の出力電圧の安定性を著しく向上できるば
かりでなく、小形化並びに製造コストの低減を容
易に図ることができる。
以上、本発明の好適な実施例について説明した
が、本発明方式はパルス幅変調インバータに限定
されることなく、パルス制御を行うチヨツパ装置
等の各種自励式変換装置に広く応用し得るもので
あり、その他本発明の逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
が、本発明方式はパルス幅変調インバータに限定
されることなく、パルス制御を行うチヨツパ装置
等の各種自励式変換装置に広く応用し得るもので
あり、その他本発明の逸脱しない範囲内において
種々の設計変更をなし得ることは勿論である。
第１図は従来のインバータ出力電圧制御回路の
ブロツク結線図、第２図は本発明に係るパルス幅
変調インバータの出力電圧制御方式における入力
電圧検出回路の一実施例を示す回路図、第３図
１，２は第２図に示す回路において入力電圧が低
い場合の動作波形図、第４図１，２は第２図に示
す回路において入力電圧が高い場合の動作波形
図、第５図は本発明方式の一実施例を示す回路
図、第６図１〜５は第５図に示す回路において入
力電圧に変動がない場合の動作波形図、第７図１
〜５は第５図に示す回路において入力電圧が高い
場合の動作波形図、第８図は入力電圧に変動を生
じた場合の出力周波数に対する出力電圧パルス幅
の補正量の関係を示す特性線図である。 Ｖs……交流電源、REC……順変換器、Ｃ……
入力平滑コンデンサ、INV……インバータ、Ｍ…
…負荷、IT……絶縁トランス、Ｒec……整流器、
Ｆ……波形整形用フイルタ、VR……電圧調節
器、PWMC……パルス幅変調回路、R1，R2……
分圧抵抗、CMP……比較器、WG……三角波発生
器、PC……フオトカプラ、OPA……演算増幅
器、MUL……乗算器、ADD……加算器。
ブロツク結線図、第２図は本発明に係るパルス幅
変調インバータの出力電圧制御方式における入力
電圧検出回路の一実施例を示す回路図、第３図
１，２は第２図に示す回路において入力電圧が低
い場合の動作波形図、第４図１，２は第２図に示
す回路において入力電圧が高い場合の動作波形
図、第５図は本発明方式の一実施例を示す回路
図、第６図１〜５は第５図に示す回路において入
力電圧に変動がない場合の動作波形図、第７図１
〜５は第５図に示す回路において入力電圧が高い
場合の動作波形図、第８図は入力電圧に変動を生
じた場合の出力周波数に対する出力電圧パルス幅
の補正量の関係を示す特性線図である。 Ｖs……交流電源、REC……順変換器、Ｃ……
入力平滑コンデンサ、INV……インバータ、Ｍ…
…負荷、IT……絶縁トランス、Ｒec……整流器、
Ｆ……波形整形用フイルタ、VR……電圧調節
器、PWMC……パルス幅変調回路、R1，R2……
分圧抵抗、CMP……比較器、WG……三角波発生
器、PC……フオトカプラ、OPA……演算増幅
器、MUL……乗算器、ADD……加算器。
Claims (1)
- １ 非制御の直流入力電圧をパルス幅変調された
交流出力電圧に変換し、しかも出力周波数に比例
して出力電圧値を変化させられるようなパルス幅
変調インバータにおいて、インバータの入力平滑
コンデンサの電圧を検出してこれの予定値からの
偏差を求め、この偏差とその都度における電圧指
令値との積に相当する信号を該電圧指令値に重畳
して得た信号によりパルス幅変調制御を行なうこ
とを特徴とするパルス幅変調インバータの出力電
圧制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56038654A JPS57153569A (en) | 1981-03-19 | 1981-03-19 | Output voltage control system for pulse width modulation inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56038654A JPS57153569A (en) | 1981-03-19 | 1981-03-19 | Output voltage control system for pulse width modulation inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57153569A JPS57153569A (en) | 1982-09-22 |
| JPS6118424B2 true JPS6118424B2 (ja) | 1986-05-12 |
Family
ID=12531237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56038654A Granted JPS57153569A (en) | 1981-03-19 | 1981-03-19 | Output voltage control system for pulse width modulation inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57153569A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59188304A (ja) * | 1983-04-08 | 1984-10-25 | Japanese National Railways<Jnr> | リニアモ−タの車上電源装置 |
| JPS60119895U (ja) * | 1984-01-23 | 1985-08-13 | 株式会社明電舎 | インバ−タの電圧制御回路 |
| JPH063993B2 (ja) * | 1984-01-27 | 1994-01-12 | 三菱電機株式会社 | インバ−タ制御装置 |
| JPS60234466A (ja) * | 1984-05-01 | 1985-11-21 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
| GB8419373D0 (en) * | 1984-07-30 | 1984-09-05 | Westinghouse Brake & Signal | Power control circuit |
| JPH0746072Y2 (ja) * | 1985-01-28 | 1995-10-18 | 東洋電機製造株式会社 | インバ−タの出力電圧補償回路 |
| JPS6329354U (ja) * | 1986-08-11 | 1988-02-26 | ||
| JPH0516768A (ja) * | 1991-07-09 | 1993-01-26 | Daifuku Co Ltd | 洗車スペース短縮装置付き自動洗車機 |
-
1981
- 1981-03-19 JP JP56038654A patent/JPS57153569A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57153569A (en) | 1982-09-22 |
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