JPH07107681A - 無停電電源装置 - Google Patents
無停電電源装置Info
- Publication number
- JPH07107681A JPH07107681A JP5247258A JP24725893A JPH07107681A JP H07107681 A JPH07107681 A JP H07107681A JP 5247258 A JP5247258 A JP 5247258A JP 24725893 A JP24725893 A JP 24725893A JP H07107681 A JPH07107681 A JP H07107681A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- output
- converter
- voltage
- control circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 負荷変動による直流コンデンサの電圧変動を
速やかに抑制する。 【構成】 交流電源から供給される交流を直流に変換す
るＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直流を交流に変
換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコンバ―タの直
流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池と並列接続さ
れる直流コンデンサを備えた無停電電源装置において、
前記蓄電池電流と蓄電池電流基準との偏差が印加される
第１の電流制御回路の出力と、前記直流コンデンサ電圧
と直流コンデンサ電圧基準との偏差とを加算した信号が
印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭインバ―タの出
力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換器と、該三相
２軸変換器の出力と前記電圧制御回路の出力の加算値を
電流指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流入力電流を帰
還信号として印加され前記ＰＷＭコンバ―タを制御する
第２の電流制御回路を具備した無停電電源装置。
速やかに抑制する。 【構成】 交流電源から供給される交流を直流に変換す
るＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直流を交流に変
換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコンバ―タの直
流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池と並列接続さ
れる直流コンデンサを備えた無停電電源装置において、
前記蓄電池電流と蓄電池電流基準との偏差が印加される
第１の電流制御回路の出力と、前記直流コンデンサ電圧
と直流コンデンサ電圧基準との偏差とを加算した信号が
印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭインバ―タの出
力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換器と、該三相
２軸変換器の出力と前記電圧制御回路の出力の加算値を
電流指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流入力電流を帰
還信号として印加され前記ＰＷＭコンバ―タを制御する
第２の電流制御回路を具備した無停電電源装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するＰＷＭコンバ―タと、交流電源異常時に直流電
力を供給する蓄電池と、前記直流電力を交流電力に逆変
換するＰＷＭインバ―タとで構成される無停電電源装置
に関する。
変換するＰＷＭコンバ―タと、交流電源異常時に直流電
力を供給する蓄電池と、前記直流電力を交流電力に逆変
換するＰＷＭインバ―タとで構成される無停電電源装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の無停電電源装置の構成を示
すブロック図である。同図において、交流電源１の電圧
／電流波形を整形する交流入力フィルタ２を介して直流
電力に順変換するＰＷＭコンバ―タ３、前記ＰＷＭコン
バ―タ３の出力直流電圧のリプルを取るための直流コン
デンサ４ａ，４ｂ、直流電力を交流電力に逆変換するＰ
ＷＭインバ―タ５、逆変換された交流電力の電圧／電流
波形を整形する交流フィルタ６を介して負荷７に電力を
供給し、交流電源１の異常時は直流コンデンサ４ａ，４
ｂに並列接続されている蓄電池１０により直流電力をＰ
ＷＭインバ―タ５に供給する主回路構成において、交流
電源１の電圧及び電流を検出する電圧検出器８、交流入
力電流検出器９、蓄電池１０の電流を検出する蓄電池電
流検出器１１、蓄電池１０の充電電流の基準を設定する
充電電流基準１４、蓄電池電流検出器１１の出力と充電
電流基準１４とを比較する加算器１５にて与えられた偏
差を増幅する誤差増幅器１６とで構成される第１の電流
制御回路（図中ＡＣＲ１）、図示されていない手段を介
して取り出される直流コンデンサ端子電圧ＶD と直流電
圧の基準を設定する直流電圧基準１２、直流コンデンサ
端子電圧ＶD と直流電圧基準１２とを比較する加算器１
３にて与えられた偏差に、前述の第１の電流制御回路
（ＡＣＲ１）１の出力を補正する加算器１７を介して偏
差を増幅する誤差増幅器１８とで構成される電圧制御回
路（図中ＡＶＲ）の出力と交流入力電圧検出器８の出力
とを掛算する掛算器１９、交流入力電流検出器９の出力
と前記掛算器９の出力とを比較する加算器２０にて与え
られた偏差を増幅する誤差増幅器２１とで構成される第
２の電流制御回路（図中ＡＣＲ２）、ＰＷＭ搬送波を発
生させるキャリア発振器２２、ＰＷＭ疑似正弦波を発生
させるコンパレ―タ２３とで制御回路が構成される。
すブロック図である。同図において、交流電源１の電圧
／電流波形を整形する交流入力フィルタ２を介して直流
電力に順変換するＰＷＭコンバ―タ３、前記ＰＷＭコン
バ―タ３の出力直流電圧のリプルを取るための直流コン
デンサ４ａ，４ｂ、直流電力を交流電力に逆変換するＰ
ＷＭインバ―タ５、逆変換された交流電力の電圧／電流
波形を整形する交流フィルタ６を介して負荷７に電力を
供給し、交流電源１の異常時は直流コンデンサ４ａ，４
ｂに並列接続されている蓄電池１０により直流電力をＰ
ＷＭインバ―タ５に供給する主回路構成において、交流
電源１の電圧及び電流を検出する電圧検出器８、交流入
力電流検出器９、蓄電池１０の電流を検出する蓄電池電
流検出器１１、蓄電池１０の充電電流の基準を設定する
充電電流基準１４、蓄電池電流検出器１１の出力と充電
電流基準１４とを比較する加算器１５にて与えられた偏
差を増幅する誤差増幅器１６とで構成される第１の電流
制御回路（図中ＡＣＲ１）、図示されていない手段を介
して取り出される直流コンデンサ端子電圧ＶD と直流電
圧の基準を設定する直流電圧基準１２、直流コンデンサ
端子電圧ＶD と直流電圧基準１２とを比較する加算器１
３にて与えられた偏差に、前述の第１の電流制御回路
（ＡＣＲ１）１の出力を補正する加算器１７を介して偏
差を増幅する誤差増幅器１８とで構成される電圧制御回
路（図中ＡＶＲ）の出力と交流入力電圧検出器８の出力
とを掛算する掛算器１９、交流入力電流検出器９の出力
と前記掛算器９の出力とを比較する加算器２０にて与え
られた偏差を増幅する誤差増幅器２１とで構成される第
２の電流制御回路（図中ＡＣＲ２）、ＰＷＭ搬送波を発
生させるキャリア発振器２２、ＰＷＭ疑似正弦波を発生
させるコンパレ―タ２３とで制御回路が構成される。
【０００３】同図において、直流コンデンサ４ａの端子
電圧ＶD は直流電圧基準１２の設定された直流電圧と等
しくなるように電圧制御回路（ＡＶＲ）により制御され
る。更に、蓄電池１０に流れる充電電流は、充電電流基
準１４の設定された充電電流と等しくなるように第１の
電流制御回路（ＡＣＲ１）により制御されて、電圧制御
回路（ＡＶＲ）の入力に割り込ませている。電圧制御回
路（ＡＶＲ）の出力（図中Ｉrefl）は、掛算器１９に与
えられ、ここで交流入力電圧検出器８を介して与えられ
る電源相電圧（正弦波）と掛け合される。この掛算器１
９からの出力は第２の電流制御回路（ＡＣＲ２）に対す
る電流設定値となる。これはＰＷＭコンバ―タ３に力率
１の電流が入力されるようにするため、交流電源１の電
圧を、この交流電源１の電圧と同相の、即ち力率１の電
流設定値を得るための正弦波として取込み、この正弦波
の振幅を、直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶD と設定値
との偏差を零にするためにＰＷＭコンバ―タ３が出力す
べき電流値に対応した電圧制御回路（ＡＣＲ）の出力Ｉ
reflによって与えられて、電流指令ＩS を得る。つま
り、この電流指令ＩS は交流電源１の電圧と同相の、即
ち力率１の電流設定値である。従って、第２の電流制御
回路（ＡＣＲ２）は交流入力電流検出器９を介して与え
られる入力電流実際値をこの電流設定値ＩS に等しくな
るように所定の調節演算を行なう。コンパレ―タ２３と
キャリア発振器２２とにおいて、第２の電流制御回路
（ＡＣＲ２）の出力に基づきＰＷＭコンバ―タ３内のス
イッチング素子の点弧制御を行う。このとき、電流設定
値は、検出される正弦波状の交流電源電圧から作られる
ので、入力電流波形は交流電源相電圧と同相の正弦波と
なり、従って力率１の運転が可能となる。尚、ＰＷＭイ
ンバ―タ５の制御は、特に図示しないが電圧瞬時値制御
器とパルス幅変調（ＰＷＭ）制御と、交流電源及び内部
発振器に同期する同期制御回路にて、負荷７に定電圧定
周波数の電力を供給するように制御している。
電圧ＶD は直流電圧基準１２の設定された直流電圧と等
しくなるように電圧制御回路（ＡＶＲ）により制御され
る。更に、蓄電池１０に流れる充電電流は、充電電流基
準１４の設定された充電電流と等しくなるように第１の
電流制御回路（ＡＣＲ１）により制御されて、電圧制御
回路（ＡＶＲ）の入力に割り込ませている。電圧制御回
路（ＡＶＲ）の出力（図中Ｉrefl）は、掛算器１９に与
えられ、ここで交流入力電圧検出器８を介して与えられ
る電源相電圧（正弦波）と掛け合される。この掛算器１
９からの出力は第２の電流制御回路（ＡＣＲ２）に対す
る電流設定値となる。これはＰＷＭコンバ―タ３に力率
１の電流が入力されるようにするため、交流電源１の電
圧を、この交流電源１の電圧と同相の、即ち力率１の電
流設定値を得るための正弦波として取込み、この正弦波
の振幅を、直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶD と設定値
との偏差を零にするためにＰＷＭコンバ―タ３が出力す
べき電流値に対応した電圧制御回路（ＡＣＲ）の出力Ｉ
reflによって与えられて、電流指令ＩS を得る。つま
り、この電流指令ＩS は交流電源１の電圧と同相の、即
ち力率１の電流設定値である。従って、第２の電流制御
回路（ＡＣＲ２）は交流入力電流検出器９を介して与え
られる入力電流実際値をこの電流設定値ＩS に等しくな
るように所定の調節演算を行なう。コンパレ―タ２３と
キャリア発振器２２とにおいて、第２の電流制御回路
（ＡＣＲ２）の出力に基づきＰＷＭコンバ―タ３内のス
イッチング素子の点弧制御を行う。このとき、電流設定
値は、検出される正弦波状の交流電源電圧から作られる
ので、入力電流波形は交流電源相電圧と同相の正弦波と
なり、従って力率１の運転が可能となる。尚、ＰＷＭイ
ンバ―タ５の制御は、特に図示しないが電圧瞬時値制御
器とパルス幅変調（ＰＷＭ）制御と、交流電源及び内部
発振器に同期する同期制御回路にて、負荷７に定電圧定
周波数の電力を供給するように制御している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＰＷＭコンバ―タ３と
ＰＷＭインバ―タ５との中間に設けられた直流コンデン
サ４ａ，４ｂは、ＰＷＭコンバ―タ３及びＰＷＭインバ
―タ５の動作に伴なう電圧リプル抑制の機能をはたす
が、その容量は、主としてＰＷＭインバ―タ５に要求さ
れるリプル電流によって定められるものであって大容量
のものである。このため、負荷側の変化が直流コンデン
サ４ａの端子電圧ＶD の変化ΔＶD となってあらわれる
には、
ＰＷＭインバ―タ５との中間に設けられた直流コンデン
サ４ａ，４ｂは、ＰＷＭコンバ―タ３及びＰＷＭインバ
―タ５の動作に伴なう電圧リプル抑制の機能をはたす
が、その容量は、主としてＰＷＭインバ―タ５に要求さ
れるリプル電流によって定められるものであって大容量
のものである。このため、負荷側の変化が直流コンデン
サ４ａの端子電圧ＶD の変化ΔＶD となってあらわれる
には、
【０００５】
【数１】 但し、Ｃは直流コンデンサ４ａ，４ｂの容量、ΔｉはＰ
ＷＭインバ―タ５の出力電流の変化、によって表される
時間遅れが伴う。
ＷＭインバ―タ５の出力電流の変化、によって表される
時間遅れが伴う。
【０００６】従って、負荷７が急変した場合、これが、
直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶDの変化となって現
れ、ＰＷＭコンバータ３が負荷側の変化に追随制御され
るまでに時間がかかる、即ち、制御の応答性が遅いとい
う問題がある。更に、無停電化する目的で直流コンデン
サ４ａ，４ｂの中間に設けられた蓄電池１０により蓄電
池への充放電による振動が発生する。
直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶDの変化となって現
れ、ＰＷＭコンバータ３が負荷側の変化に追随制御され
るまでに時間がかかる、即ち、制御の応答性が遅いとい
う問題がある。更に、無停電化する目的で直流コンデン
サ４ａ，４ｂの中間に設けられた蓄電池１０により蓄電
池への充放電による振動が発生する。
【０００７】図５は負荷量が急減した時の動作を示すタ
イムチャートである。時刻ｔ0 に負荷７がＰ0 からＰ1
に減った時、直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶD の変化
量ΔＶは、負荷ががＰ0 からＰ1 に減った時の出力電流
の変化量Δｉは、出力電圧（負荷電圧）をＶ0 とすれ
ば、
イムチャートである。時刻ｔ0 に負荷７がＰ0 からＰ1
に減った時、直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶD の変化
量ΔＶは、負荷ががＰ0 からＰ1 に減った時の出力電流
の変化量Δｉは、出力電圧（負荷電圧）をＶ0 とすれ
ば、
【０００８】
【数２】Δｉ＝（Ｐ0 −Ｐ1 ）／Ｖ0 となる。この変化に伴なって直流コンデンサ４ａの端子
電圧ＶD の変化量ΔＶは、
電圧ＶD の変化量ΔＶは、
【０００９】
【数３】 となる。これが時刻ｔ1 でピークに達し、さらにΔＶに
より蓄電池１０の充電電流が増加する。この充電電流の
変化を検出して第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）にて充
電電流が設定値となるべく電圧制御回路（ＡＶＲ）の入
力に電圧を下げるよう指令を出す。つまり電圧制御回路
（ＡＶＲ）は、直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶD の偏
差ΔＶと、さらに第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）の割
り込み指令により電圧はさらに下げるように出力する。
この電圧制御回路（ＡＶＲ）の出力Ｉred1によりＰＷＭ
コンバ―タ３は出力電圧を下げるように動作する。する
と時刻ｔ2 には蓄電池電圧が直流電圧ＶD より高くり放
電を行う。以上の如く充放電を数回繰り返した後、時刻
ｔ3 附近で安定すると言うように、制御の安定性が悪く
なるという問題もある。
より蓄電池１０の充電電流が増加する。この充電電流の
変化を検出して第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）にて充
電電流が設定値となるべく電圧制御回路（ＡＶＲ）の入
力に電圧を下げるよう指令を出す。つまり電圧制御回路
（ＡＶＲ）は、直流コンデンサ４ａの端子電圧ＶD の偏
差ΔＶと、さらに第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）の割
り込み指令により電圧はさらに下げるように出力する。
この電圧制御回路（ＡＶＲ）の出力Ｉred1によりＰＷＭ
コンバ―タ３は出力電圧を下げるように動作する。する
と時刻ｔ2 には蓄電池電圧が直流電圧ＶD より高くり放
電を行う。以上の如く充放電を数回繰り返した後、時刻
ｔ3 附近で安定すると言うように、制御の安定性が悪く
なるという問題もある。
【００１０】そこで、上述の如き方式で制御の応答性と
安定性を高めるために、直流中間回路の直流コンデンサ
容量を小さくすると、入力にあるＰＷＭコンバ―タ３
と、出力にあるＰＷＭインバ―タ５の高周波動作によっ
て生じる高周波の電圧歪みを吸収できなくなって出力側
や入力側に高調波障害を引き起したり、直流コンデンサ
電圧が不安定となって高調波障のリプルが重畳する等の
問題が生じる。
安定性を高めるために、直流中間回路の直流コンデンサ
容量を小さくすると、入力にあるＰＷＭコンバ―タ３
と、出力にあるＰＷＭインバ―タ５の高周波動作によっ
て生じる高周波の電圧歪みを吸収できなくなって出力側
や入力側に高調波障害を引き起したり、直流コンデンサ
電圧が不安定となって高調波障のリプルが重畳する等の
問題が生じる。
【００１１】本発明は、前述の点に鑑みなされたもので
あって、直流コンデンサは従来のままのものを用いて、
コンデンサ電圧制御をより応答性の高い、安定性の良い
制御ができ、蓄電池を必要以上に充放電させない、安定
した直流電圧を継続できる無停電電源装置を提供するこ
とを目的とする。
あって、直流コンデンサは従来のままのものを用いて、
コンデンサ電圧制御をより応答性の高い、安定性の良い
制御ができ、蓄電池を必要以上に充放電させない、安定
した直流電圧を継続できる無停電電源装置を提供するこ
とを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明は、交流電源から供給される交流を
直流に変換するＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直
流を交流に変換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコ
ンバ―タの直流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池
と並列接続される直流コンデンサを備えた無停電電源装
置において、前記蓄電池電流と蓄電池電流基準との偏差
が印加される第１の電流制御回路の出力と、前記直流コ
ンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基準との偏差とを加
算した信号が印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭイ
ンバ―タの出力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換
器と、該三相２軸変換器の出力と前記電圧制御回路の出
力の加算値を電流指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流
入力電流を帰還信号として印加され前記ＰＷＭコンバ―
タを制御する第２の電流制御回路を具備したことを特徴
とするものである。
に、請求項１の発明は、交流電源から供給される交流を
直流に変換するＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直
流を交流に変換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコ
ンバ―タの直流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池
と並列接続される直流コンデンサを備えた無停電電源装
置において、前記蓄電池電流と蓄電池電流基準との偏差
が印加される第１の電流制御回路の出力と、前記直流コ
ンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基準との偏差とを加
算した信号が印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭイ
ンバ―タの出力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換
器と、該三相２軸変換器の出力と前記電圧制御回路の出
力の加算値を電流指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流
入力電流を帰還信号として印加され前記ＰＷＭコンバ―
タを制御する第２の電流制御回路を具備したことを特徴
とするものである。
【００１３】更に、上記目的を達成するために請求項２
の発明は、交流電源から供給される交流を直流に変換す
るＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直流を交流に変
換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコンバ―タの直
流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池と並列接続さ
れる直流コンデンサを備えた無停電電源装置において、
前記直流コンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基準との
偏差信号が印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭイン
バ―タの出力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換器
と、該三相２軸変換器の出力信号と、前記蓄電池電流と
蓄電池電流基準との偏差信号と、前記電圧制御回路の出
力信号とを加算した信号を電流基準とし前記ＰＷＭコン
バ―タの出力電流を帰還信号として印加される第１の電
流制御回路と、該第１の電流制御回路の出力信号を電流
指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流入力電流を帰還信
号として印加され前記ＰＷＭコンバ―タを制御する第２
の電流制御回路を具備したことを特徴とするものであ
る。
の発明は、交流電源から供給される交流を直流に変換す
るＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直流を交流に変
換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコンバ―タの直
流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池と並列接続さ
れる直流コンデンサを備えた無停電電源装置において、
前記直流コンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基準との
偏差信号が印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭイン
バ―タの出力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換器
と、該三相２軸変換器の出力信号と、前記蓄電池電流と
蓄電池電流基準との偏差信号と、前記電圧制御回路の出
力信号とを加算した信号を電流基準とし前記ＰＷＭコン
バ―タの出力電流を帰還信号として印加される第１の電
流制御回路と、該第１の電流制御回路の出力信号を電流
指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流入力電流を帰還信
号として印加され前記ＰＷＭコンバ―タを制御する第２
の電流制御回路を具備したことを特徴とするものであ
る。
【００１４】
【作用】請求項１の発明によれば、負荷側の負荷量の変
化をＰＷＭインバ―タ５の出力電流から直流電流の変化
量として三相２軸変換器１０２によって変換して検出し
た直流電流信号Ｉref2と、蓄電池電流と蓄電池電流基準
との偏差が印加される第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）
の出力と、直流コンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基
準との偏差とを加算した信号が印加される電圧制御回路
（ＡＶＲ）の出力Ｉref1とを加算した信号をＰＷＭコン
バ―タ３のの交流入力電流の基準として用いて、負荷側
の変化を速やかにＰＷＭコンバ―タ３の制御にフィ―ド
フォワ―ドさせる。
化をＰＷＭインバ―タ５の出力電流から直流電流の変化
量として三相２軸変換器１０２によって変換して検出し
た直流電流信号Ｉref2と、蓄電池電流と蓄電池電流基準
との偏差が印加される第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）
の出力と、直流コンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基
準との偏差とを加算した信号が印加される電圧制御回路
（ＡＶＲ）の出力Ｉref1とを加算した信号をＰＷＭコン
バ―タ３のの交流入力電流の基準として用いて、負荷側
の変化を速やかにＰＷＭコンバ―タ３の制御にフィ―ド
フォワ―ドさせる。
【００１５】又、請求項２の発明によれば、負荷側の負
荷量の変化をＰＷＭインバ―タ５の出力電流から直流電
流の変化量として三相２軸変換器１０２によって変換し
て検出した直流電流信号Ｉref2と、蓄電池電流基準と蓄
電池電流との偏差を加算した信号に、更に、直流コンデ
ンサ４ａの端子電圧ＶD と直流電圧基準との偏差を零に
するための電圧制御回路（ＡＶＲ）の出力信号Ｉref1を
電流基準とし、ＰＷＭコンバ―タ３の出力電流を帰還と
して与えられる第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）により
負荷側の変化を速やかにＰＷＭコンバ―タ３の制御にマ
イナ―ル―プでフィ―ドバックさせる。
荷量の変化をＰＷＭインバ―タ５の出力電流から直流電
流の変化量として三相２軸変換器１０２によって変換し
て検出した直流電流信号Ｉref2と、蓄電池電流基準と蓄
電池電流との偏差を加算した信号に、更に、直流コンデ
ンサ４ａの端子電圧ＶD と直流電圧基準との偏差を零に
するための電圧制御回路（ＡＶＲ）の出力信号Ｉref1を
電流基準とし、ＰＷＭコンバ―タ３の出力電流を帰還と
して与えられる第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）により
負荷側の変化を速やかにＰＷＭコンバ―タ３の制御にマ
イナ―ル―プでフィ―ドバックさせる。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す構成図で、図
４と同一部には同一符号を付しその説明は省略する。図
４と異る点はＰＷＭインバ―タ５の出力電流を検出する
インバ―た電流検出器１０１、その電流を三相交流から
２軸の直流信号に変換する三相２軸変換器１０２、変換
された直流信号を所望のレベルに変換する比例ゲイン１
０３とで与えられた直流電流信号Ｉref2を電圧制御回路
（ＡＶＲ）の出力信号Ｉref1に加算器１０４にて加算し
た点である。
４と同一部には同一符号を付しその説明は省略する。図
４と異る点はＰＷＭインバ―タ５の出力電流を検出する
インバ―た電流検出器１０１、その電流を三相交流から
２軸の直流信号に変換する三相２軸変換器１０２、変換
された直流信号を所望のレベルに変換する比例ゲイン１
０３とで与えられた直流電流信号Ｉref2を電圧制御回路
（ＡＶＲ）の出力信号Ｉref1に加算器１０４にて加算し
た点である。
【００１７】図２は本発明の他の実施例を示す構成図
で、図１と同一部には同一符号を付しその説明は省略す
る。図１と異る点はＰＷＭインバ―タ５の出力電流から
作り出された直流電流信号Ｉref2を蓄電池電流基準１４
と蓄電池電流検出器１１の出力偏差を取る加算器１５に
加え、更にその加算された信号を電圧制御回路ＡＶＲ）
の出力信号Ｉref1と加算器１７にて加算して、ＰＷＭコ
ンバ―タ３の出力直流電流を検出する直流電流検出器１
０５、の出力とを加算器１０４にそれぞれ入力し、誤差
増幅器１６で第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）を構成し
た点である。
で、図１と同一部には同一符号を付しその説明は省略す
る。図１と異る点はＰＷＭインバ―タ５の出力電流から
作り出された直流電流信号Ｉref2を蓄電池電流基準１４
と蓄電池電流検出器１１の出力偏差を取る加算器１５に
加え、更にその加算された信号を電圧制御回路ＡＶＲ）
の出力信号Ｉref1と加算器１７にて加算して、ＰＷＭコ
ンバ―タ３の出力直流電流を検出する直流電流検出器１
０５、の出力とを加算器１０４にそれぞれ入力し、誤差
増幅器１６で第１の電流制御回路（ＡＣＲ１）を構成し
た点である。
【００１８】図３は図１の負荷７が急減するときの動作
を示すタイムチャ―トである。時刻ｔ0 に負荷７がＰ0
からＰ1 に減った時、直流コンデンサ４ａの端子電圧Ｖ
D の変化量ΔＶは、前述のように、
を示すタイムチャ―トである。時刻ｔ0 に負荷７がＰ0
からＰ1 に減った時、直流コンデンサ４ａの端子電圧Ｖ
D の変化量ΔＶは、前述のように、
【００１９】
【数４】 となる。ここで負荷７の変化つまりΔｉをＰＷＭインバ
―タ５の出力電流としてインバ―タ電流検出器１０１で
検出し、三相２軸変換器１０２と比例ゲイン１０３とで
直流電流信号Ｉref2として検出する。この電流変化を電
圧制御回路（ＡＶＲ）の出力に重畳させることにより電
圧制御回路（ＡＶＲ）のみによる制御の遅れを補うので
ある。つまり主回路を含めた制御回路系が２次遅れの伝
達関数である所で、直流電流の変化量を、電圧制御回路
（ＡＶＲ）の出力に重畳させる意味は、伝達関数の１次
の項（ダイピング係数）を増加させ、ル―プゲインを増
加させたことになる。これにより図３の時刻ｔ1 には直
流電圧も蓄電池電流も所定の電圧、電流値に安定してい
る。
―タ５の出力電流としてインバ―タ電流検出器１０１で
検出し、三相２軸変換器１０２と比例ゲイン１０３とで
直流電流信号Ｉref2として検出する。この電流変化を電
圧制御回路（ＡＶＲ）の出力に重畳させることにより電
圧制御回路（ＡＶＲ）のみによる制御の遅れを補うので
ある。つまり主回路を含めた制御回路系が２次遅れの伝
達関数である所で、直流電流の変化量を、電圧制御回路
（ＡＶＲ）の出力に重畳させる意味は、伝達関数の１次
の項（ダイピング係数）を増加させ、ル―プゲインを増
加させたことになる。これにより図３の時刻ｔ1 には直
流電圧も蓄電池電流も所定の電圧、電流値に安定してい
る。
【００２０】前述の説明と同様に図２の負荷７が急減す
るときの動作も直流電流信号Ｉref2を電圧制御回路（Ａ
ＶＲ）の出力に重畳させて直流電流との偏差を第１の電
流制御回路（ＡＣＲ１）を増幅させることにより電圧制
御回路（ＡＶＲ）のみによる制御の遅れを補うのであ
る。
るときの動作も直流電流信号Ｉref2を電圧制御回路（Ａ
ＶＲ）の出力に重畳させて直流電流との偏差を第１の電
流制御回路（ＡＣＲ１）を増幅させることにより電圧制
御回路（ＡＶＲ）のみによる制御の遅れを補うのであ
る。
【００２１】以上説明した２つの実施例の結果負荷側の
急減による直流電圧の変動及び蓄電池電流の充放電を短
時間で安定にする無停電電源装置を構成することができ
る。又、本実施例では負荷電流の急減にて説明を行った
が負荷電流の急増においても本発明の効果は明らかであ
る。
急減による直流電圧の変動及び蓄電池電流の充放電を短
時間で安定にする無停電電源装置を構成することができ
る。又、本実施例では負荷電流の急減にて説明を行った
が負荷電流の急増においても本発明の効果は明らかであ
る。
【００２２】更に、本発明の効果は、交流入力電源が自
家用発電機のような電圧と周波数が変動し易い入力であ
った場合も直流電圧の変動を、直流電流の変動として速
く検出して制御系に入れることにより直流電圧の変動を
最小限とするねことができる。 更に、実施例の図は交
流出力フィルタは変圧器とコンデンサとを用いた回路で
あっても、変圧器の内部リアクタンスとコンデンサによ
るフィルタ回路による構成となり本発明の効果は同様で
ある。
家用発電機のような電圧と周波数が変動し易い入力であ
った場合も直流電圧の変動を、直流電流の変動として速
く検出して制御系に入れることにより直流電圧の変動を
最小限とするねことができる。 更に、実施例の図は交
流出力フィルタは変圧器とコンデンサとを用いた回路で
あっても、変圧器の内部リアクタンスとコンデンサによ
るフィルタ回路による構成となり本発明の効果は同様で
ある。
【００２３】更に又、実施例の図ではＰＷＭインバ―タ
５の出力より電流検出したが、交流フィルタの出力から
でも比例ゲイン１０３を調整すれば本発明の効果は同様
である。
５の出力より電流検出したが、交流フィルタの出力から
でも比例ゲイン１０３を調整すれば本発明の効果は同様
である。
【００２４】
【発明の効果】以上説明のように本発明によれば、交流
電力を直流に順変換するＰＷＭコンバ―タと直流電力を
交流電力に逆変換するＰＷＭインバ―タと蓄電池を具備
する無停電電源装置において、ＰＷＭインバ―タの出力
電流を三相２軸変換した振幅信号を演算して作られた電
流指令を電圧制御系前段に加算又は偏差を演算すること
により大容量の直流コンデンサの端子電圧偏差に基づい
た制御の遅れ及び蓄電池の充放電による振動を補うよう
にしたので、その結果ＰＷＭコンバ―タの制御の応答性
が向上しコンデンサ端子電圧の制御及び蓄電池の充電も
速やかに且つ従来以上の安定性をもって行うことがで
き、れによって従来通りの入力電流の力率１制御、正弦
波状の波形化及びＰＷＭインバ―タの安定性を損うこと
もない。
電力を直流に順変換するＰＷＭコンバ―タと直流電力を
交流電力に逆変換するＰＷＭインバ―タと蓄電池を具備
する無停電電源装置において、ＰＷＭインバ―タの出力
電流を三相２軸変換した振幅信号を演算して作られた電
流指令を電圧制御系前段に加算又は偏差を演算すること
により大容量の直流コンデンサの端子電圧偏差に基づい
た制御の遅れ及び蓄電池の充放電による振動を補うよう
にしたので、その結果ＰＷＭコンバ―タの制御の応答性
が向上しコンデンサ端子電圧の制御及び蓄電池の充電も
速やかに且つ従来以上の安定性をもって行うことがで
き、れによって従来通りの入力電流の力率１制御、正弦
波状の波形化及びＰＷＭインバ―タの安定性を損うこと
もない。
【図１】本発明の一実施例を示す無停電電源装置のブロ
ック図。
ック図。
【図２】本発明の他の実施例を示す無停電電源装置のブ
ロック図。
ロック図。
【図３】本発明の一実施例の動作を説明するためのタイ
ムチャ―ト
ムチャ―ト
【図４】従来の無停電電源装置の構成を示すブロック
図。
図。
【図５】従来の無停電電源装置の動作を説明するための
タイムチャ―ト
タイムチャ―ト
１ …交流電源 ２ …
交流入力フィルタ ３ …ＰＷＭコンバ―タタ ４ａ，４ｂ …
負荷 ５ …ＰＷＭインバ―タ ６ …
交流出力フィルタ ７ …負荷 ８ …
電圧検出器 ９ …交流入力電流検出器 １０ …
蓄電池 １１ …蓄電池電流検出器 １２ …
直流電圧基準 １３ …加算器 １４ …
充電電流基準 １６ …誤差増幅器 １７ …
加算器 １８ …誤差増幅器 １９ …
掛算器 ２０ …加算器 ２１ …
誤差増幅器 ２２ …キャリア発振器 ２３ …
コンパレ―タ １０１ …インバ―タ電流検出器 １０２ …
三相２軸変換器 １０３ …比例ゲイン
交流入力フィルタ ３ …ＰＷＭコンバ―タタ ４ａ，４ｂ …
負荷 ５ …ＰＷＭインバ―タ ６ …
交流出力フィルタ ７ …負荷 ８ …
電圧検出器 ９ …交流入力電流検出器 １０ …
蓄電池 １１ …蓄電池電流検出器 １２ …
直流電圧基準 １３ …加算器 １４ …
充電電流基準 １６ …誤差増幅器 １７ …
加算器 １８ …誤差増幅器 １９ …
掛算器 ２０ …加算器 ２１ …
誤差増幅器 ２２ …キャリア発振器 ２３ …
コンパレ―タ １０１ …インバ―タ電流検出器 １０２ …
三相２軸変換器 １０３ …比例ゲイン
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源から供給される交流を直流に
変換するＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直流を交
流に変換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコンバ―
タの直流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池と並列
接続される直流コンデンサを備えた無停電電源装置にお
いて、前記蓄電池電流と蓄電池電流基準との偏差が印加
される第１の電流制御回路の出力と、前記直流コンデン
サ電圧と直流コンデンサ電圧基準との偏差とを加算した
信号が印加される電圧制御回路と、前記ＰＷＭインバ―
タの出力電流を三相→２軸変換する三相２軸変換器と、
該三相２軸変換器の出力と前記電圧制御回路の出力の加
算値を電流指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流入力電
流を帰還信号として印加され前記ＰＷＭコンバ―タを制
御する第２の電流制御回路を具備した無停電電源装置。 - 【請求項２】 交流電源から供給される交流を直流に
変換するＰＷＭコンバ―タと、該コンバ―タの直流を交
流に変換するＰＷＭインバ―タと、前記ＰＷＭコンバ―
タの直流をバックアップする蓄電池と、該蓄電池と並列
接続される直流コンデンサを備えた無停電電源装置にお
いて、前記直流コンデンサ電圧と直流コンデンサ電圧基
準との偏差信号が印加される電圧制御回路と、前記ＰＷ
Ｍインバ―タの出力電流を三相→２軸変換する三相２軸
変換器と、該三相２軸変換器の出力信号と、前記蓄電池
電流と蓄電池電流基準との偏差信号と、前記電圧制御回
路の出力信号とを加算した信号を電流基準とし前記ＰＷ
Ｍコンバ―タの出力電流を帰還信号として印加される第
１の電流制御回路と、該第１の電流制御回路の出力信号
を電流指令とし前記ＰＷＭコンバ―タの交流入力電流を
帰還信号として印加され前記ＰＷＭコンバ―タを制御す
る第２の電流制御回路を具備した無停電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5247258A JPH07107681A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | 無停電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5247258A JPH07107681A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | 無停電電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07107681A true JPH07107681A (ja) | 1995-04-21 |
Family
ID=17160812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5247258A Pending JPH07107681A (ja) | 1993-10-04 | 1993-10-04 | 無停電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07107681A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019129653A (ja) * | 2018-01-26 | 2019-08-01 | 株式会社明電舎 | 直流電源装置および直流電源装置の制御方法 |
-
1993
- 1993-10-04 JP JP5247258A patent/JPH07107681A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019129653A (ja) * | 2018-01-26 | 2019-08-01 | 株式会社明電舎 | 直流電源装置および直流電源装置の制御方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6771522B2 (en) | Inverter parallel operation system | |
| US6937488B2 (en) | Power supply and method for generating switching signal for turning on/off switching element of converter unit constituting power supply | |
| JP3130694B2 (ja) | 電圧変動及び高調波の抑制装置 | |
| JP2624793B2 (ja) | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 | |
| EP1708351A2 (en) | Control systems for inverters | |
| JPH07107681A (ja) | 無停電電源装置 | |
| JPS6118424B2 (ja) | ||
| JPH0628517B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH10105261A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPS6038960B2 (ja) | インバ−タの電圧制御装置 | |
| JPH0748951B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH05333077A (ja) | スイッチング型模擬負荷装置 | |
| JP3309894B2 (ja) | 自励式無効電力補償装置の制御方法 | |
| JP3125354B2 (ja) | アクティブフィルタの制御装置 | |
| JP2581906Y2 (ja) | 三相ｃｖｃｆ装置 | |
| JP3367341B2 (ja) | Ｐｗｍ制御自励式整流装置の制御方法 | |
| JP2823345B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2003111426A (ja) | 交流電源装置 | |
| JPH08214543A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータとその制御方法 | |
| JP2917978B2 (ja) | インバータの電圧制御回路 | |
| JPH03256565A (ja) | 電力系統に接続される電圧形インバータの制御装置 | |
| JP2000041337A (ja) | 太陽光発電用電力変換装置の直流電圧制御装置 | |
| JPH1132486A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP3133772B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2000287452A (ja) | パルス幅変調コンバータ |