JP2917978B2 - インバータの電圧制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、パルス幅変調制
御により正弦波交流電圧を出力するインバータの電圧制
御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】定電圧・定周波数の交流電力を出力する
インバータ、いわゆるＣＶＣＦインバータなどでは、当
該インバータが出力する電圧をフィードバックして、所
定電圧との偏差が零になるようにこのインバータの出力
電圧を制御するようにしている。

【０００３】図４は定電圧の交流電圧を出力するインバ
ータの第１従来例を示すブロック図である。この図４に
おいて、直流電源２からの直流電力を、スイッチング用
のトランジスタとフィードバックダイオードとで構成し
ているトランジスタインバータ３に入力し、スイッチン
グ用の各トランジスタを順次オン・オフ動作させること
により、入力直流電力を交流電力に変換して出力するの
であるが、この出力には高調波成分が含まれているの
で、リアクトルやコンデンサで構成しているフィルタ４
によりこの高調波成分を吸収除去し、負荷５には正弦波
の交流電力を供給する。

【０００４】トランジスタインバータ３とフィルタ４と
で構成しているインバータ装置の出力電圧は、計器用変
圧器11により絶縁して検出し、これを整流器12と平滑回
路13とを経由することにより、インバータ装置が出力す
る交流電圧に比例した直流の電圧実際値信号を得る。一
方では電圧設定器14がこのインバータ装置が出力するべ
き電圧目標値信号を設定しているので、これら電圧目標
値信号と電圧実際値信号との偏差を比例積分演算器で構
成している第１調節器15に入力させて、この第１調節器
15から入力偏差を零にする制御信号を取出している。

【０００５】正弦波発生回路16は第１調節器15の出力に
対応した振幅の正弦波信号を出力するので、搬送波発生
回路17が出力する搬送波と、前述の正弦波信号とをパル
ス幅変調回路18に入力して、パルス幅変調する。このパ
ルス幅変調回路18からの出力を制御回路19に入力させる
ことにより、この制御回路19からは、インバータ３を構
成している各トランジスタのベースに信号が送られて、
これらトランジスタを適切にオン・オフ制御することに
より、インバータ装置出力電圧を、電圧設定器14が設定
する電圧目標値に維持するように制御している。

【０００６】ところで、この図４に示す第１従来例回路
には、平滑回路13や第１調節器15のように、時定数の大
なる回路が含まれているために、応答時間が長くなる。
それ故、たとえば負荷５が急激に変化したために生じる
電圧変動に素早く追従することができず、大きな出力電
圧変動を生じる欠点を有している。そこで、このような
欠点を解消するべく、特開昭62−147966号公報に記載の
発明が提案されている。

【０００７】図５は定電圧の交流電力を出力するインバ
ータの第２従来例を示すブロック図であって、上述した
特開昭62−147966号公報に記載の発明の内容をあらわし
ている。この図５に示す第２従来例回路では、トランジ
スタインバータ３が出力する交流電圧の周波数と同じ値
の周波数で、かつ比例積分演算器で構成している第１調
節器15の出力量に対応した振幅の基準正弦波信号を出力
する正弦波発生回路16を備え、この正弦波発生回路16か
らの基準正弦波信号と計器用変圧器11が検出するトラン
ジスタインバータ３の出力交流電圧信号との偏差を加算
器21において演算し、この偏差を比例演算器で構成して
いる第２調節器22に入力し、この第２調節器22から、そ
の入力偏差を最小にする制御信号を取出しているのが、
図４で既述の第１従来例回路と異なるところであって、
それ以外はすべて第１従来例回路と同じである。

【０００８】上述の構成の第２従来例回路は、たとえば
負荷電流が急増して、フィルタ４に電圧降下を生じた場
合でも、基準正弦波信号の振幅は平滑回路13や第１調節
器15の時定数のために、その変化は緩やかである。それ
故、第２調節器22へ入力する偏差量が大となるので、こ
の第２調節器22の出力が素早く変化して、トランジスタ
インバータ３の出力電圧変動を最小限に抑制する効果を
発揮する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この第
２従来例回路において、インバータ装置の出力交流電圧
信号と、基準正弦波信号との偏差を入力し、この入力偏
差を最小にする制御信号を出力する第２調節器22は、こ
の第２調節器22の出力信号と、別途に得られる搬送波と
でパルス幅変調信号を創成することから、そのゲインを
大きく（最低でも１より大でなければならない）する必
要があり、この比例演算器で構成している第２調節器22
は、ゲインを増大させるに従ってその動作が不安定にな
る不都合を生じる。

【００１０】そこでこの発明の目的は、インバータの出
力交流電圧の変化に素早く応答して過渡電圧変動の抑制
動作と、定常電圧偏差零の動作とを、安定して行わせよ
うとするものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明の電圧制御回路は、交流フィルタを備
え、パルス幅変調制御により正弦波交流電圧を出力する
インバータにおいて、前記インバータが出力する交流電
圧を整流・平滑して電圧実際値を得る手段と、電圧目標
値を設定する手段と、これら電圧目標値と電圧実際値と
の偏差を零に調節する第１調節手段と、前記インバータ
が出力する交流電圧の周波数と等しい値の周波数で、前
記第１調節手段の出力量に対応した振幅の基準正弦波信
号を発生する正弦波発生手段と、前記インバータから検
出する交流電圧信号を所定数倍する第１信号倍率器と、
正弦波発生手段の出力と第１信号倍率器の出力との偏差
を最小に調節する第２調節手段とを備え、この第２調節
手段の出力と別途に発生する搬送波とからパルス幅変調
された信号を作り出すか、または前記正弦波発生手段の
出力を所定数倍する第２信号倍率器と、この第２信号倍
率器の出力と前記インバータから検出する交流電圧信号
との偏差を最小に調節する第２調節手段とを備え、当該
第２調節手段の出力と別途に発生する搬送波とからパル
ス幅変調された信号を作り出すものとする。

【００１２】インバータが出力する交流電圧信号と、周
波数がこの交流電圧信号に等しい基準正弦波信号との偏
差を、比例演算器で構成している第２調節器に入力し
て、この第２調節器の入力偏差を最小にする制御信号を
出力させることで、インバータ出力交流電圧の過渡的な
変動を素早く抑制しようとするのであるが、そのために
はこの第２調節器のゲインを大きくする必要があり、こ
れが制御動作を不安定にする原因である。そこで、基準
正弦波信号に補正量を加算することで、インバータ出力
交流電圧と一致した量を得るようにし、この補正量とし
て第２調節器の出力を使用すれば、当該第２調節器のゲ
インを小さくでき、従って不安定動作を解消できること
となる。そこで、この基準正弦波信号の量をＡ、インバ
ータ出力交流電圧の検出量をＢ、第２調節器のゲインを
Ｋとすると、上記によりパルス幅変調回路に与える制御
量Ｃは下記の式で示すことができる。

【００１３】

【数１】 Ｃ＝Ａ＋Ｋ（Ａ−Ｂ）──────────────────── そこでこの式を変形することで、次の式と式を得
る。

【００１４】

【数２】 Ｃ＝（１＋Ｋ）｛Ａ−ＫＢ／（１＋Ｋ）｝───────────

【００１５】

【数３】 Ｃ＝Ｋ｛Ａ（１＋Ｋ）／Ｋ−Ｂ｝─────────────── すなわち、インバータ出力電圧検出量Ｂを第１信号倍率
器でＫ／（１＋Ｋ）倍し、これと基準正弦波信号との偏
差を第２調節器で最小に調節して得られる制御量が式
で示されており、この場合の第２調節器のゲインは１＋
Ｋである。

【００１６】また基準正弦波信号Ａを第２信号倍率器を
用いて（１＋Ｋ）／Ｋ倍し、これとインバータ出力電圧
との偏差を最小にするべく、ゲインがＫの第２調節器を
用いることで得られる制御量を式に示しており、これ
ら，，式はいずれも同じ制御量を得ることができ
るものである。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は本発明の基礎を説明するた
めのブロック図であり、前述の式に対応した回路を構
成している。この図１にもとづいて本発明の内容を下記
に詳説する。図１おいて、スイッチング素子として使用
するトランジスタに対してフィードバックダイオードを
逆並列接続することで構成されたアームをブリッジ接続
してトランジスタインバータ３を形成し、直流電源２か
らの直流電力をこのトランジスタインバータ３に入力さ
せ、スイッチング素子としての各トランジスタを順次オ
ン・オフ動作させるとき、このトランジスタインバータ
３は交流電力を出力する。このトランジスタインバータ
３が出力する交流電力には高調波成分が含まれているの
で、リアクトルやコンデンサで構成しているフィルタ４
により、この高調波成分を吸収・除去して正弦波状とし
たのち、負荷５に給電する。

【００１８】トランジスタインバータ３とフィルタ４と
で構成しているインバータ装置が出力する交流電圧は、
下記のようにして一定値に制御する。すなわち、計器用
変圧器11で検出した交流電圧を整流器12で整流し、さら
に平滑回路13で平滑して電圧実際値信号とするのである
が、ここで平滑回路13は、たとえばコンデンサなどが構
成要素となっているので、動作時間に遅れを有する。ま
た電圧設定器14が所定の電圧目標値信号を設定するの
で、この電圧目標値信号と上記の電圧実際値信号との偏
差を比例積分演算器で構成した第１調節器15に入力させ
ると、この第１調節器15からは、入力電圧偏差に対応し
た制御信号を出力する。ところでこの第１調節器15にも
動作時間に遅れがある。

【００１９】一方正弦波発生回路16は、計器用変圧器11
が検出するインバータ装置出力電圧の周波数と同じ周波
数の基準正弦波信号を出力するのであるが、この基準正
弦波信号の振幅は、前述した第１調節器15からの出力に
対応して変化するようになっている。そこでこのように
して得られた基準正弦波信号と、計器用変圧器11で検出
されるインバータ装置からの正弦波状の交流電圧とを加
算器21において比較し、両者の偏差を比例演算器で構成
した第２調節器22に入力させる。この第２調節器22から
は入力偏差に対応した正弦波状の信号が時間遅れを伴う
ことなく出力される。

【００２０】加算器30は、正弦波発生回路16が出力する
基準正弦波信号と、上述の第２調節器22の出力信号とを
加算し、その加算結果をパルス幅変調回路18へ送出して
いる。このとき第２調節器22の出力は、基準正弦波信号
に対する補正量として加算することになるので、第２調
節器22のゲインを大にする必要はなく、場合によっては
１よりも小さな値にすることも可能である。このように
ゲインを小にできることから、当該第２調節器22の動作
が不安定になるおそれは解消できる。

【００２１】パルス幅変調回路18は、搬送波発生回路17
が出力する搬送波と、上述の加算器30が出力する正弦波
状の信号とを入力して、正弦波変調されたパルス幅のパ
ルス列を出力する。制御回路19はパルス幅変調回路18か
らの信号により、適切なタイミングで各トランジスタを
オン・オフ動作させるベース信号を作り出しているの
で、これによりトランジスタインバータ３が出力する交
流電圧は電圧設定器14で設定している電圧目標値信号と
一致するように制御される。

【００２２】上述のような回路構成にすることにより、
たとえば負荷５が急激に増加して計器用変圧器11で検出
する交流電圧が低下したとしても、その時点においては
基準正弦波発生回路16が出力する基準正弦波の振幅は変
化していないので、第２調節器22の入力偏差は増大す
る。第２調節器22はこの入力偏差の変化に直ちに応答す
るのであるが、前述したようにこの第２調節器22の出力
は、基準正弦波信号の補正量であることから、大きな出
力量は必要としない。従ってゲインを小さくして不安定
動作を排除できる。

【００２３】加算器30の出力に対応して、パルス幅変調
回路18は変調率λを大にして、トランジスタインバータ
３が出力する電圧を素早く突上げ、過渡的な電圧変動を
最小限度に抑制することができる。一方では計器用変圧
器11で検出した交流電圧を整流器12と平滑回路13とによ
り平滑な直流電圧信号に変換して、電圧設定器14の設定
値と比較するようになっているので、第１調節器15はそ
の入力電圧偏差、すなわち電圧実際値と電圧目標値との
偏差を零にするように基準正弦波信号の振幅を変化させ
るので、定常的な電圧変動による偏差は零となる。

【００２４】図２は本発明の第１実施例を示すブロック
図であって、前述の式に対応した回路を構成してい
る。この図２において、図１に示す回路と異なるのは、
計器用変圧器11から取出しているインバータ出力電圧
を、第１信号倍率器31を用いて、式に示すようにその
値をＫ／（１＋Ｋ）倍し、この第１倍率器31の出力と、
正弦波発生回路16が出力する基準正弦波信号とを加算器
21において比較し、この両者の偏差が最小となるよう
に、比例演算器で構成したゲインが１＋Ｋなる第２調節
器22で調節するところであって、これ以外はすべて図１
で既述の回路と同じであるから、その部分の説明は省略
する。

【００２５】図３は本発明の第２実施例を示すブロック
図であって、前述の式に対応した回路を構成してい
る。この図３では、正弦波発生回路16が出力する基準正
弦波信号を、第２信号倍率器32を用いて（１＋Ｋ）／Ｋ
倍し、この第２倍率器32の出力とイバータ出力電圧とを
加算器21において比較し、比例演算器で構成し、ゲイン
がＫなる第２調節器22で、両者の偏差が最小となるよう
に調節するところが、図１で既述の回路と異なる点であ
って、それ以外はすべてその回路と同じであるから、そ
れらの説明は省略する。

【００２６】

【発明の効果】この発明によれば、インバータ装置が出
力する交流電圧の平均値である電圧実際値と、別途設定
している電圧目標値との偏差が、第１調節器で零となる
ように調節し、この第１調節器の出力量に対応した振幅
の基準正弦波信号と、インバータ装置が出力する交流電
圧信号との偏差が最小となるように、第２調節器で調節
する。この場合、第２調節器のゲインは小さな値とし、
その出力を前記の基準正弦波信号に補正量として加算す
るか、または、前記基準正弦波信号とインバータ出力交
流電圧信号のいずれか一方に適切な値を乗じたのちに、
第２調節器で比較する回路構成にしているので、インバ
ータ装置の出力電圧の急激な変動に対して、第２調節器
を含むループが直ちに対応して当該インバータ装置の出
力電圧の過渡変動が最小となるように動作すると同時
に、応答時間遅れ要素を含んでいる第１調節手段を備え
たループが定常偏差を零にするので、当該インバータ装
置は、外乱に対して過渡電圧変動を抑制する動作を安定
して行うことができ、かつ定常偏差も零にできる効果を
発揮する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基礎を説明するためのブロック図

【図２】本発明の第１実施例を示すブロック図

【図３】本発明の第２実施例を示すブロック図

【図４】定電圧の交流電力を出力するインバータの第１
従来例を示すブロック図

【図５】定電圧の交流電力を出力するインバータの第２
従来例を示すブロック図

【符号の説明】

２…直流電源、３…トランジスタインバータ、４…フィ
ルタ、５…負荷、11…計器用変圧器、12…整流器、13…
平滑回路、14…電圧設定器、15…第１調節器、16…正弦
波発生回路、17…搬送波発生回路、18…パルス幅変調回
路、19…制御回路、21…加算器、22…第２調節器、30…
加算器、31…第１信号倍率器、32…第２信号倍率器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 G05F 1/40 - 1/445

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流フィルタを備え、パルス幅変調制御に
   より正弦波交流電圧を出力するインバータにおいて、前
   記インバータが出力する交流電圧を整流・平滑して電圧
   実際値を得る手段と、電圧目標値を設定する手段と、こ
   れら電圧目標値と電圧実際値との偏差を零に調節する第
   １調節手段と、前記インバータが出力する交流電圧の周
   波数と等しい値の周波数で、前記第１調節手段の出力量
   に対応した振幅の基準正弦波信号を発生する正弦波発生
   手段と、前記インバータから検出する交流電圧信号を所
   定数倍する第１信号倍率器と、これら正弦波発生手段の
   出力と第１信号倍率器の出力との偏差を最小に調節する
   第２調節手段と、この第２調節手段の出力と別途に発生
   する搬送波とからパルス幅変調された信号を作り出す変
   調手段とを備えていることを特徴とするインバータの電
   圧制御回路。
2. 【請求項２】交流フィルタを備え、パルス幅変調制御に
   より正弦波交流電圧を出力するインバータにおいて、前
   記インバータが出力する交流電圧を整流・平滑して電圧
   実際値を得る手段と、電圧目標値を設定する手段と、こ
   れら電圧目標値と電圧実際値との偏差を零に調節する第
   １調節手段と、前記インバータが出力する交流電圧の周
   波数と等しい値の周波数で、前記第１調節手段の出力量
   に対応した振幅の基準正弦波信号を発生する正弦波発生
   手段と、この正弦波発生手段の出力を所定数倍する第２
   信号倍率器と、この第２信号倍率器の出力と前記インバ
   ータから検出する交流電圧信号との偏差を最小に調節す
   る第２調節手段と、当該第２調節手段の出力と別途に発
   生する搬送波とからパルス幅変調された信号を作り出す
   変調手段とを備えていることを特徴とするインバータの
   電圧制御回路。