WO2019239601A1

WO2019239601A1 - モータ駆動装置および冷凍機器

Info

Publication number: WO2019239601A1
Application number: PCT/JP2018/023009
Authority: WO
Inventors: 東昇李; 木下　健; 励笠原; 安藤　達夫; 鈴木　尚礼
Original assignee: 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社
Priority date: 2018-06-15
Filing date: 2018-06-15
Publication date: 2019-12-19

Abstract

直流電圧の急変動の影響を抑制するため、モータ駆動装置（６）は、交流電圧を整流する整流回路（２）と、整流回路（２）の出力側に接続されて整流回路（２）が出力する直流電圧を平滑するリアクトル（Ｌ）および平滑コンデンサ（Ｃ）と、インバータ（３）と、インバータ（３）の直流側の電圧を検出する直流電圧検出回路（５０２）と、直流電圧検出回路（５０２）が検出した直流電圧信号Ｅ_ｄｃから直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化率を算出し、変調率または／および指令電圧位相を、変化率に応じた補正値で補正するようにインバータ（３）を制御する制御器（５）を備える。

Description

モータ駆動装置および冷凍機器

　本発明は、モータ駆動装置と、これを備えた冷凍機器に関し、特に、交流電源を直流電圧に変換して、更に直流電圧を交流電圧に変換するインバータを用いて、モータを駆動するモータ駆動装置および、これを備えた冷凍機器に関する。

　従来、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備えたモータ駆動装置が、エアコンなどの冷凍機器や産業装置などに広く用いられている。
　このモータ駆動装置では、単相交流または３相交流の商用電源電圧をダイオード整流回路などにより直流電圧に変換している。この直流電圧は、商用電源電圧の変動（瞬時電圧低下など）の影響を受けている。特に商用電源電圧が急上昇した場合、直流電圧の跳ね上がりが発生しやすい。

　理論的には、直流電圧の変動に合わせて、インバータのＰＷＭ制御信号を調整すれば、インバータ出力電圧を一定にすることができる。しかし、直流電圧検出信号の遅延とＰＷＭ制御信号の演算時間などの影響で、ＰＷＭ制御信号の調整が遅れて、直流電圧の変動の影響でインバータ出力電圧の変動が発生する。
　また、過変調ＰＷＭ制御の領域で、一部の区間でＰＷＭ信号の幅の調整ができなくなるため、直流電圧変動よりインバータ出力電圧への影響が大きくなる。インバータ出力電圧の急変動（特に急上昇）が発生すると、モータ電流の急変動（跳ね上がり）が発生し、インバータの過電流やモータ制御不安定など可能性が大きくなる。

　ダイオード整流回路の出力側と平滑コンデンサの間に挿入する直流リアクトルを大容量化し、平滑コンデンサを大容量化しても、直流電圧の急変動を抑制することができる。しかし、大容量の直流リアクトルや平滑コンデンサは高価であり、かつ大型であるため、コストが上昇し、かつ装置が大型化するおそれがある。
　特許文献１には、直流電圧が所定の設定値より低下した際に、過変調ＰＷＭ制御を行わないことにより制御不安定を解消する方法が開示されている。

特許第４９１１１０８号公報

　特許文献１に開示されている弱め界磁制御もしくは過変調ＰＷＭ制御のオン／オフの切り替え方法は、商用電源電圧の瞬時低下（瞬低）が発生したとき、制御のオン／オフ切り替えが頻繁に発生する恐れがある。また、切り替え時の初期化処理などが正確に行わなければ、切り替えショックが生じて、制御自身が不安定になる恐れがある。更に、直流電圧が低下時に、弱め界磁制御もしくは過変調制御を行わないと、出力電圧低下が発生するため、装置の最大出力が低下する恐れがある。

　そこで、本発明は、インバータに印加される直流電圧の急変動の影響を抑制するモータ駆動装置、および、冷凍機器を提供することを課題とする。

　前記した課題を解決するため、本発明のモータ駆動装置は、交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続されたインバータと、前記インバータの直流側の電圧を検出する検出手段と、前記検出手段が検出した直流電圧信号から前記直流電圧信号の変化率を算出し、変調率または／および指令電圧位相を前記変化率に応じた補正値で補正するように前記インバータを制御する制御手段と、を備えることを特徴とする。
　その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

　本発明によれば、弱め界磁制御と過変調ＰＷＭ制御との切り替えを頻繁に行わず、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、インバータに印加される直流電圧の急変動の影響を抑制したモータ駆動装置、および、冷凍機器を提供することができる。

第１の実施形態におけるモータ駆動装置の構成図である。モータ駆動装置の制御器の機能ブロック図である。モータ駆動装置の制御軸とモータ回転軸を示す概念図である。変調率／電圧位相補正器の速度／位相推定器の構成図である。制御器の変調率＆電圧位相補正器の構成図である。変化率演算器の機能ブロック図である。変調率＆電圧位相補正量演算器の構成図である。第２の実施形態における冷凍機器の構成図である。

　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
《第１の実施形態》
　図１は本実施例のモータ駆動装置６の全体構成を示す図である。
　図１に示すように、モータ駆動装置６には、交流電源１とモータ４が接続されて、このモータ４を駆動する。モータ駆動装置６は、整流回路２、直流リアクトルＬ、平滑コンデンサＣ、シャント抵抗Ｒ、インバータ回路３、制御器５、電流検出回路５０１、直流電圧検出回路５０２を備えている。

　整流回路２は、交流電源１に接続され、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する。直流リアクトルＬは、整流回路２の正極出力端子とインバータ回路３の正極端子との間に接続される。平滑コンデンサＣは、インバータ回路３の正極端子と、整流回路２の負極出力端子との間に接続される。これら直流リアクトルＬと平滑コンデンサＣは、整流回路２の出力である直流電圧を平滑化する。

　インバータ回路３の正極端子は、直流リアクトルＬを介して整流回路２の正極出力端子に接続される。インバータ回路３の負極端子は、シャント抵抗Ｒを介して整流回路２の負極出力端子に接続される。インバータ回路３は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成された半導体スイッチング素子３１～３６を備えている。なお、半導体スイッチング素子３１～３６は、パワーＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）などで構成されていてもよい。

　半導体スイッチング素子３１，３２は、インバータ回路３の正極端子と負極端子との間に直列接続される。半導体スイッチング素子３１のエミッタと半導体スイッチング素子３２のコレクタの接続ノードは、モータ４のＵ相に接続される。

　半導体スイッチング素子３３，３４は、インバータ回路３の正極端子と負極端子との間に直列接続される。半導体スイッチング素子３３のエミッタと半導体スイッチング素子３４のコレクタの接続ノードは、モータ４のＶ相に接続される。

　半導体スイッチング素子３５，３６は、インバータ回路３の正極端子と負極端子との間に直列接続される。半導体スイッチング素子３５のエミッタと半導体スイッチング素子３６のコレクタの接続ノードは、モータ４のＷ相に接続される。

　インバータ回路３は、制御器５からのＰＷＭ制御信号に従って、インバータ回路３を構成する半導体スイッチング素子３１～３６をオン・オフ制御する。これによりインバータ回路３は、平滑コンデンサＣの出力である直流電圧を交流電圧に変換してモータ４に出力し、このモータ４の回転数またはトルクを制御する。

　電流検出回路５０１は、平滑コンデンサＣとインバータ回路３の間に設けられたシャント抵抗Ｒもしくは電流センサにより、インバータ回路３の直流電流（母線電流）を検出し、母線電流信号Ｉ_ｓｈを出力する。この電流検出回路５０１は、デジタルサンプリングにより、離散値としての母線電流信号Ｉ_ｓｈを繰り返し検出し、この母線電流信号Ｉ_ｓｈを制御器５に出力する。

　直流電圧検出回路５０２は、平滑コンデンサＣの両端の直流電圧を検出し、直流電圧検出信号Ｅ_ｄｃを出力する。直流電圧検出回路５０２は、デジタルサンプリングにより、離散値としての直流電圧検出信号Ｅ_ｄｃを繰り返し検出し、この直流電圧検出信号Ｅ_ｄｃを制御器５に出力する。

　制御器５は、上位システムから入力される速度指令値ω^*、および、電流検出回路５０１の母線電流信号Ｉ_ｓｈと、直流電圧検出回路５０２の直流電圧信号Ｅ_ｄｃに基づいて、インバータ回路３を制御するＰＷＭ制御信号を生成する。なお、制御器５は、マイクロコンピュータまたはＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の半導体演算素子を用いている。
　制御器５は、直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化率によるインバータ回路３の出力外乱を抑圧するように、インバータ回路３に出力するＰＷＭ信号を補正する。この補正方法については、後記する図２から図７によって説明する。

　図２は、制御器５の機能ブロック図である。
　制御器５の各機能はＣＰＵ（Central Processing Unit）および演算プログラムにより実現される。この制御器５は、外部からの速度指令値ω^＊と、電流検出回路５０１および直流電圧検出回路５０２からの検出信号を用いて、インバータ回路３を制御するためのＰＷＭ制御信号を生成する。
　制御器５は、ｄｑ軸座標でのベクトル制御により、モータ４に制御するための変調波信号（Ｍ_ｕ ^＊，Ｍ_ｖ ^＊，Ｍ_ｗ ^＊）を演算し、インバータ回路３の制御信号であるＰＷＭ信号を生成するものである。制御器５は、減算器５９と、速度制御器５０と、ｄ軸電流指令発生器５１と、電圧制御器５２と、変調率／電圧位相補正器５４と、２軸／３相変換器５６と、速度／位相推定器５３と、３相／２軸変換器５５と、電流再現演算器５７と、ＰＷＭ制御器５８とを備える。

　これらのうち、電流再現演算器５７は、電流検出回路５０１が出力する母線電流信号Ｉ_ｓｈと、２軸／３相変換器５６が出力する３相変調波信号Ｍ_ｕ ^＊，Ｍ_ｖ ^＊，Ｍ_ｗ ^＊を用いて、インバータ回路３の出力電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗを再現（推定）する。なお、第１の実施形態では、図１に示したように、コスト低減のため母線電流信号Ｉ_ｓｈから３相の出力電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗを再現する方式を採用している。しかし、これに限られず、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路３の出力である交流電流を検出してもよい。この場合は、その電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換器５５に入力すればよい。

　図３は、本実施例のモータ駆動装置６の制御軸と、モータ回転軸を示す図である。同図において、ｄｃ－ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ－ｑ軸はモータ回転軸であり、ｄ－ｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸との差を、軸誤差Δθ_ｃと定義する。このとき、３相／２軸変換器５５は、電流再現演算器５７で再現された３相の出力電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗと、速度／位相推定器５３により推定された位相情報θ_ｄｃを用い、式（１）と式（２）に基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃを演算する。

　図２に戻り、各部の動作を説明する。減算器５９は、外部からの速度指令値ω^＊とモータ回転速度推定値ω_１から、偏差ω_１ ^*を算出する。
　速度制御器５０は、速度指令値ω^＊とモータ回転速度推定値ω_１の偏差ω_１ ^*のＰＩ（比例積分）制御により、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を出力する。
　また、ｄ軸電流指令発生器５１は、モータ電流を最小化するｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を出力する。通常、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊は０であるが、弱め界磁制御等などでは、テーブル等に基づき所定値を出力する場合がある。

　電圧制御器５２は、上述したｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊と、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に加えて、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃと、速度指令値ω^＊、および、予め登録されたモータ定数、例えば巻き線抵抗ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄやｑ軸インダクタンスＬｑ等を用いて、モータの制御に用いるｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃと、ｑｃ軸電圧指令値Ｖ_ｑｃを演算する。電圧制御器５２での電圧制御は周知のものであるため、詳細な説明を省略する。

　続いて、モータ位置センサレス制御を実現するための速度／位相推定方法について、簡単に説明する。
　図４は、図２の速度／位相推定器５３の詳細な機能ブロック図である。
　この速度／位相推定器５３は、モータ回転子位置センサレス制御法により、回転子位置と回転速度とを推定するものである。速度／位相推定器５３は、軸誤差演算器５３０と、減算器５３１と、速度推定器５３２と、位相演算器５３３を備える。

　軸誤差演算器５３０は、具体的には、モータ回転軸（ｄ－ｑ軸）と制御系の推定軸（ｄｃ－ｑｃ軸）との軸誤差Δθ_ｃを演算する。
　軸誤差演算器５３０は、上述したｄｃ軸電圧指令値Ｖ_ｄｃ、ｑｃ軸指令電圧値Ｖ_ｑｃ、ｄｃ軸電流検出値Ｉ_ｄｃ、ｑｃ軸電流検出値Ｉ_ｑｃ、巻き線抵抗ｒやｄ軸インダクタンスＬｄやｑ軸インダクタンスＬｑなどのモータ定数、および、後述するモータ回転速度推定値ω_１から、以下の式(３)を用いて、軸誤差Δθ_ｃを演算する。

　減算器５３１は、０から軸誤差Δθ_ｃを減算することにより、軸誤差Δθ_ｃの正負を反転させる。

　速度推定器５３２は、正負反転した軸誤差Δθ_ｃを、いわゆるＰＩ（比例積分）制御により軸誤差演算器５３０にフィードバックする。これにより速度推定器５３２は、軸誤差Δθ_ｃと指令値（＝０）との一致を保持し、よってモータ回転速度推定値ω_１を出力する。ここで、速度推定器５３２は、ＰＩ制御により、軸誤差演算器５３０で推定される軸誤差Δθ_ｃをなくすようにＰＬＬ（Phase-Locked Loop）制御する。
　位相演算器５３３では、モータ回転速度推定値ω_１を積分して、制御系の位相情報θ_ｄｃを演算して出力する。

　以上で説明した速度／位相推定器５３により、モータ回転速度推定値ω_１と位相情報θ_ｄｃが得られる。よって本実施形態では、モータ４の回転子位置センサを省略することができ、システム全体としてのコスト低減が可能である。もちろん、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の速度と位置情報を検出してもよい。

　図５は、図２で示した変調率／電圧位相補正器５４の詳細な機能ブロック図である。
　この変調率／電圧位相補正器５４は、図２で示した電圧制御器５２で算出された電圧指令値（Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃ）と、図１で示した直流電圧検出回路５０２からの直流電圧信号Ｅ_ｄｃから変調率と電圧位相を算出する。更に変調率／電圧位相補正器５４は、直流電圧検出回路５０２からの直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化から変調率と電圧位相の補正量を算出することにより、変調率Ｍ_１と電圧位相θ_ｖを補正する。この変調率／電圧位相補正器５４は、振幅／電圧位相演算器５４０と、除算器５４１と、リミッタ処理部５４２と、変化率演算器５４３と、変調率／電圧位相補正量演算器５４４と、加算器５４５と、加算器５４６と、円座標／dq座標変換５４７を含んで構成される。

　具体的には、振幅／電圧位相演算器５４０は、電圧指令値（Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃ）から電圧位相θ_ｖと振幅Ｖ₁とを算出する。
　電圧位相θ_ｖは、以下の式（４）によって算出される。

　振幅Ｖ₁は、以下の式（５）によって算出される。

　次に、除算器５４１は、振幅Ｖ₁を直流電圧検出回路５０２からの直流電圧信号Ｅ_ｄｃ／２で除算して、変調率Ｍ_１を算出する。除算器５４１の処理を式（６）に示す。

　リミッタ処理部５４２は、この変調率Ｍ_１の上限を所定値で制限して、変調率Ｍ_{１_lim}を出力する。これにより、過変調ＰＷＭ制御の上限設定値を超えないようすることができる。

　同時に、変化率演算器５４３は、直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化率ΔＥ_ｄｃを演算する。変化率演算器５４３の詳細は、後記する図６で詳細に説明する。
　変調率／電圧位相補正量演算器５４４は、この変化率ΔＥ_ｄｃから、変調率補正量ΔＭ_１と電圧位相補正量Δθ_vを算出する。この変調率／電圧位相補正量演算器５４４の詳細は、後記する図７で詳細に説明する。

　加算器５４５は、変調率Ｍ_{１_lim}に、変調率補正量ΔＭ_１を加算して、円座標／dq座標変換５４７に出力する。加算器５４６は、電圧位相θ_ｖに、電圧位相補正量Δθ_vを加算して、円座標／dq座標変換５４７に出力する。
　円座標／dq座標変換５４７は、ｄｃ－ｑｃ軸の変調波Ｍ_dcとＭ_qcを出力する。ここで、変調率補正量ΔＭ₁をリミッタ処理部５４２の出力である変調率Ｍ_{1_lim}に加算する理由は、過変調ＰＷＭ制御動作時に、変調率Ｍ₁がリミッタ処理部５４２の上限値より大きい場合、補正効果がなくなる可能性があるためである。
　これら加算器５４５，５４６と円座標／dq座標変換５４７の演算を、以下の式（７）と式（８）に示す。

　図６は、変化率演算器５４３の機能ブロック図である。
　変化率演算器５４３は、ローパスフィルタ５４３１と、減算器５４３２を含んで構成される。
　ローバスフィルタ５４３１は、直流電圧信号Ｅ_ｄｃに対してローパスフィルタを掛けて出力する。直流電圧信号Ｅ_ｄｃはデジタルサンプリングされた離散値であるため、例えば直流電圧信号Ｅ_ｄｃの移動平均を算出することで、ローパスフィルタを掛けることができる。
　減算器５４３２は、直流電圧信号Ｅ_ｄｃからローパスフィルタの出力信号Ｅ_Ｌを減算することにより、変化成分ｄＥ_ｄｃを出力する。

　直流電圧検出回路５０２が出力する直流電圧信号Ｅ_ｄｃには、ノイズや検出誤差がある。そのため、変化率演算器５４３は、離散系の微分処理（差分処理）の代わりに、直流電圧信号Ｅ_ｄｃとローパスフィルタ５４３１の出力信号Ｅ_Ｌとの差分を直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化成分として演算する。これによりノイズや検出誤差の影響を抑圧することができる。

　図７は、図５に示した変調率／電圧位相補正量演算器５４４の機能ブロック図である。
　変調率／電圧位相補正量演算器５４４は、増幅器５４４１およびリミッタ処理５４４２と、増幅器５４４３およびリミッタ処理５４４４を含んで構成される。

　増幅器５４４１は、直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化成分を単位換算ゲインＫ_Ｍで大きさを調整して、リミッタ処理５４４２に出力する。
　リミッタ処理５４４２は、変調率の補正量が上限および下限を超えないようにリミットして、変調率補正量ΔＭ_１を出力する。これにより、過補正を防ぐことができる。

　増幅器５４４３は、直流電圧信号Ｅ_ｄｃの変化成分を単位換算ゲインＫ_ＴＨで大きさを調整して、リミッタ処理５４４４に出力する。
　リミッタ処理５４４４は、変調率の補正量が上限および下限を超えないようにリミットして、電圧位相補正量Δθ_vを出力する。これにより、過補正を防ぐことができる。
　ここでは、変調率の補正量と電圧位相の補正量という二つの補正処理を行うことを説明したが、補正の目的によって、何れか一方のみの補正処理であってもよい。

　そして、図２に戻り、２軸／３相変換器５６について説明する。２軸／３相変換器５６は、変調波Ｍ_dcとＭ_qcと、速度／位相推定器５３からの位相情報θ_ｄｃを用い、下記の式（９）および式（１０）に基づいて、３相変調波信号（Ｍ_ｕ ^＊，Ｍ_ｖ ^＊，Ｍ_ｗ ^＊）を算出する。

　最後に、ＰＷＭ制御器５８は、２軸／３相変換器５６からの３相変調波信号（Ｍ_ｕ ^＊，Ｍ_ｖ ^＊，Ｍ_ｗ ^＊）から、インバータ回路３のＰＷＭ制御信号を作成して出力する。インバータ回路３の半導体スイッチング素子３１～３６は、ＰＷＭ制御信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。

　以上で説明したように、本実施例によれば、電源電圧の急変動などに起因する直流電圧の変動に対して、大容量の平滑コンデンサＣを採用することなく、モータ電流の急変や跳ね上がりを抑制し、過電流や制御不安定を抑制するモータ駆動装置６を提供することができる。

《第２の実施形態》
　図８は、本発明の第２の実施形態における空気調和機や冷凍機などの冷凍機器８の構成を示す図である。
　冷凍機器８は、例えば空気温度を調和する装置であり、室外機と室内機とが冷媒配管８１により接続されて構成される。ここで室外機は冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器７３と、この室外熱交換器７３に空気を送風する室外ファン７４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機８２を備える。
　また、圧縮機８２は、内部に永久磁石同期モータであるモータ４を有し、モータ駆動装置６によりモータ４を駆動することで圧縮機８２が駆動される。モータ駆動装置６は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、モータ４を駆動する。

　圧縮機８２は、ロータリ圧縮機やスクロール圧縮機等が採用されており、内部に圧縮機構部を備えており、この圧縮機構部は圧縮機８２用のモータ４により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。

　第１の実施形態のモータ駆動装置６を使用することにより、電源電圧が急変化する場合小容量の平滑コンデンサＣを使用しても、モータ電流の急変動を抑制し、制御安定性の向上により冷凍機器８の信頼性を向上させることができる。

（変形例）
　本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。

　上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）などの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。

　各実施形態において、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１　交流電源
２　整流回路
３　インバータ回路　（インバータ）
４　モータ
５　制御器　（制御手段）
５０１　電流検出回路　（検出手段）
５０２　直流電圧検出回路　（検出手段）
５０　速度制御器
５１　ｄ軸電流指令発生器
５２　電圧制御器
５３　速度／位相推定器
５４　変調率／電圧位相補正器
５５　３相／２軸変換器
５６　２軸／３相変換器
５７　電流再現演算器
５８　ＰＷＭ制御器
５３０　軸誤差演算器
５３２　速度推定器
５３３　位相演算器
５４０　振幅／電圧位相演算器
５４１　除算器
５４２　リミッタ処理部
５４３　変化率演算器
５４４　変調率／電圧位相補正量演算器
５４７　円座標／dq座標変換
５４３１　ローパスフィルタ
５４４１　増幅器
５４４３　増幅器
５４４２　リミッタ処理
５４４４　リミッタ処理
６　モータ駆動装置
８　冷凍機器
７１　室内熱交換器
７３　室外熱交換器
７２　室内ファン
７４　室外ファン
８２　圧縮機
８１　冷媒配管
Ｌ　直流リアクトル
Ｃ　平滑コンデンサ

Claims

　交流電圧を整流する整流回路と、
　前記整流回路の出力側に接続されたインバータと、
　前記インバータの直流側の電圧を検出する検出手段と、
　前記検出手段が検出した直流電圧信号から前記直流電圧信号の変化率を算出し、変調率または／および指令電圧位相を前記変化率に応じた補正値で補正するように前記インバータを制御する制御手段と、
　を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
　前記制御手段は、前記直流電圧信号のローパスフィルタ出力と前記直流電圧信号との差分から、前記直流電圧信号の変化率を算出する変化率演算器を備える、
　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
　前記制御手段は、変調率を補正する第１補正手段、
　または／および、指令電圧位相を補正する第２補正手段、
　を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
　前記第１補正手段は、上下限処理により補正量を制限する、
　ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
　前記第１補正手段は、過変調ＰＷＭ制御動作時に、予め上限が制限された変調率に対して補正量を加算する、
　ことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
　前記第２補正手段は、上下限処理により補正量を制限する、
　ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。
　モータを内蔵した圧縮機と、
　前記モータを駆動する請求項１から６のうち何れか１項のモータ駆動装置と、
　を備えることを特徴とする冷凍機器。
　交流電圧を整流する整流回路と、
　前記整流回路の出力側に接続されたインバータと、
　前記インバータを制御する制御手段と、
　前記インバータの直流側の電圧を検出する検出手段と、
　を備えたモータ駆動装置の前記制御手段が、
　前記検出手段が検出した直流電圧信号から前記直流電圧信号の変化率を算出するステップと、
　前記直流電圧信号の変化率による前記インバータの外乱を抑圧するように、前記インバータに出力するＰＷＭ信号を補正するステップと、
　を実行することを特徴とするモータ駆動方法。