WO2019244228A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍機器 - Google Patents
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Abstract
入力側に交流電源（２１）が接続され、前記交流電源（２１）からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（１２）と、前記整流回路（１２）の出力側に接続され、前記整流回路（１２）が出力する直流電圧を平滑する直流リアクトル（１３）と、前記整流回路（１２）が出力する直流電圧を平滑する平滑コンデンサ（１４）と、前記直流リアクトル（１３）と並列に接続され、前記直流リアクトル（１３）の電流が急変時に発生する電圧を抑制する過電圧抑制回路（１１）と、を備える。
Description
本発明は、電力変換装置、モータ駆動装置、およびそれらを用いた冷凍機器に関する。
交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、その整流回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を備えたモータ駆動装置がエアコンなどの冷凍機器や産業装置に従来から広く用いられている。
このモータ駆動装置では、単相または３相の交流電圧をダイオード整流回路により直流電圧に変換した場合、直流電圧には整流回路に入力される交流電源周波数ｆＳに対して、２倍または６倍の周波数成分を持つ電圧リップルが発生する。この電圧リップルに対して、整流回路の出力側に接続する平滑コンデンサ容量を大きくする方法が一般的であった。
このモータ駆動装置では、単相または３相の交流電圧をダイオード整流回路により直流電圧に変換した場合、直流電圧には整流回路に入力される交流電源周波数ｆＳに対して、２倍または６倍の周波数成分を持つ電圧リップルが発生する。この電圧リップルに対して、整流回路の出力側に接続する平滑コンデンサ容量を大きくする方法が一般的であった。
また、直流電圧に大きな電圧リップルが存在しても、モータ電流の歪みが発生しないような回路、および制御技術が開発された（特許文献１）。
特許文献１においては、直流電圧のノイズおよびサージの影響を抑制するために、ダイオード整流回路の出力と平滑コンデンサの間に直流リアクトルを挿入する技術が開示されている。この技術によって、平滑コンデンサの容量が数十マイクロファラド（μＦ）まで低減でき、小型のフィルムコンデンサを利用できるようになった。
特許文献１においては、直流電圧のノイズおよびサージの影響を抑制するために、ダイオード整流回路の出力と平滑コンデンサの間に直流リアクトルを挿入する技術が開示されている。この技術によって、平滑コンデンサの容量が数十マイクロファラド（μＦ）まで低減でき、小型のフィルムコンデンサを利用できるようになった。
ただし、特許文献１に開示された技術においては、インバータの出力を急に停止した場合、直流リアクトルから平滑コンデンサへの充電電流によって、平滑コンデンサの両端電圧の急上昇が発生する。
この上昇電圧の抑制法する方法として特許文献２の技術がある。
特許文献２においては、抵抗とオン・オフ素子から構成された放電回路を用いて、上昇電圧の抑制法する技術が開示されている。
この上昇電圧の抑制法する方法として特許文献２の技術がある。
特許文献２においては、抵抗とオン・オフ素子から構成された放電回路を用いて、上昇電圧の抑制法する技術が開示されている。
しかしながら、平滑コンデンサ容量を大きくする方法においては、平滑コンデンサ容量を大きくすることによって、モータ駆動装置のコストと体積が増加してしまう課題（問題）がある。
また、特許文献１に開示された技術においては、前記したように、インバータの出力を急に停止した場合、直流リアクトルから平滑コンデンサへの充電電流により、平滑コンデンサの両端電圧の急上昇が発生する。
この上昇電圧の影響で、平滑コンデンサおよびインバータを構成するパワー素子が過電圧で破壊される恐れが生ずるという課題（問題）がある。
また、特許文献２に開示された技術においては、放電回路の動作を制御するためのパワー素子が必要になり、電圧上昇を瞬時に検出手段と、パワー素子のオン・オフを制御する回路および制御手段も必要である。そのため装置のコストアップと複雑化の要因となる課題（問題）がある。
また、特許文献１に開示された技術においては、前記したように、インバータの出力を急に停止した場合、直流リアクトルから平滑コンデンサへの充電電流により、平滑コンデンサの両端電圧の急上昇が発生する。
この上昇電圧の影響で、平滑コンデンサおよびインバータを構成するパワー素子が過電圧で破壊される恐れが生ずるという課題（問題）がある。
また、特許文献２に開示された技術においては、放電回路の動作を制御するためのパワー素子が必要になり、電圧上昇を瞬時に検出手段と、パワー素子のオン・オフを制御する回路および制御手段も必要である。そのため装置のコストアップと複雑化の要因となる課題（問題）がある。
そこで、本発明は、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、直流電圧の急上昇を抑制した低コストで小型の電力変換装置を提供することを課題（目的）とする。また前記電力変換装置を備えるモータ駆動装置、および、冷凍機器を提供することを課題（目的）とする。
前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、入力側に交流電源が接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路が出力する直流電圧を平滑する直流リアクトルと、前記整流回路が出力する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記直流リアクトルと並列に接続され、前記直流リアクトルの電流が急変時に発生する電圧を抑制する過電圧抑制回路と、を備えることを特徴とする。
すなわち、本発明の電力変換装置は、入力側に交流電源が接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路が出力する直流電圧を平滑する直流リアクトルと、前記整流回路が出力する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記直流リアクトルと並列に接続され、前記直流リアクトルの電流が急変時に発生する電圧を抑制する過電圧抑制回路と、を備えることを特徴とする。
また、本発明のモータ駆動装置は、前記電力変換装置と、該電力変換装置の出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、を備え、前記インバータ回路の出力する交流電圧でモータを駆動することを特徴とする。
また、本発明の冷凍機器は、前記モータ駆動装置と、該モータ駆動装置によって駆動されるモータを内蔵した圧縮機と、を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、直流電圧の急上昇を抑制した低コストで小型の電力変換装置を提供できる。また前記電力変換装置を備えるモータ駆動装置、および、冷凍機器を提供できる。
以下に、本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。
≪第１実施形態：電力変換装置≫
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１を図１～図３を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の回路構成例と、交流電源２１および負荷２２との接続構成例を示す図である。
電力変換装置１は、過電圧抑制回路１１、整流回路１２、直流リアクトル（リアクトル）１３、平滑コンデンサ（コンデンサ）１４を備えて構成されている。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１を図１～図３を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の回路構成例と、交流電源２１および負荷２２との接続構成例を示す図である。
電力変換装置１は、過電圧抑制回路１１、整流回路１２、直流リアクトル（リアクトル）１３、平滑コンデンサ（コンデンサ）１４を備えて構成されている。
整流回路１２は、交流電源２１から交流電圧（交流電力）を入力して、直流電圧（直流電力）に変換して出力する。ただし、整流回路１２の出力である直流電圧（直流電力）には、一般的に脈動（リプル）成分が含まれる。そのため、脈動（リプル）成分を抑制するために、直流リアクトル１３と平滑コンデンサ１４の直列回路を、整流回路１２の出力端子に接続している。
また、直流リアクトル１３に流れる電流に脈動成分がある場合に、直流リアクトルの両端には、脈動電圧が発生する。
また、平滑コンデンサ１４の両端の電圧を電力変換装置１の出力として、負荷２２に供給している。
また、直流リアクトル１３に流れる電流に脈動成分がある場合に、直流リアクトルの両端には、脈動電圧が発生する。
また、平滑コンデンサ１４の両端の電圧を電力変換装置１の出力として、負荷２２に供給している。
以上のように、電力変換装置１は、交流電源２１からの交流電圧（交流電力）を直流電圧（直流電力）に変換して、負荷２２に供給する装置である。
また、負荷２２は、例えば、直流を交流変換するインバータ回路や、蓄電池用の充電器など装置である。
また、負荷２２は、例えば、直流を交流変換するインバータ回路や、蓄電池用の充電器など装置である。
＜過電圧抑制回路１１＞
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の特徴である過電圧抑制回路１１について詳しく説明する。
過電圧抑制回路１１は、ダイオード１１７、電圧抑制コンデンサ（コンデンサ）１１８、放電抵抗（抵抗）１１９を備えている。
電圧抑制コンデンサ１１８と放電抵抗１１９は、並列に接続されている。ダイオード１１７のカソードは電圧抑制コンデンサ１１８の第１端子に接続されている。ダイオード１１７のアノードと電圧抑制コンデンサ１１８の第２端子とが、過電圧抑制回路１１の二つの端子となっている。そして、この過電圧抑制回路１１の二つの端子が、直流リアクトル１３の両端子にそれぞれ接続される。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の特徴である過電圧抑制回路１１について詳しく説明する。
過電圧抑制回路１１は、ダイオード１１７、電圧抑制コンデンサ（コンデンサ）１１８、放電抵抗（抵抗）１１９を備えている。
電圧抑制コンデンサ１１８と放電抵抗１１９は、並列に接続されている。ダイオード１１７のカソードは電圧抑制コンデンサ１１８の第１端子に接続されている。ダイオード１１７のアノードと電圧抑制コンデンサ１１８の第２端子とが、過電圧抑制回路１１の二つの端子となっている。そして、この過電圧抑制回路１１の二つの端子が、直流リアクトル１３の両端子にそれぞれ接続される。
直流リアクトル１３に流れる電流に脈動成分がある場合、直流リアクトル１３の両端に脈動電圧が発生する。この脈動電圧がダイオード１１７を介して電圧抑制コンデンサ１１８に充電される。
なお、一旦、電圧抑制コンデンサ１１８の充電が完了すれば、電圧抑制コンデンサ１１８の電圧が直流リアクトル１３の両端電圧のピーク値になるため、ダイオード１１７に流す電流が殆どない。すなわち、通常の運転中に、過電圧抑制回路１１の放電抵抗１１９に流す電流以外の電流がない。
また、放電抵抗１１９は、電力変換装置１が停止後に、電圧抑制コンデンサ１１８に溜まった電圧（電荷）を放電するものであり、電力変換装置１が停止後の例えば数分の間に、電圧抑制コンデンサ１１８の電圧を安全電圧以下に放電できれば良い。
そのため、放電抵抗１１９の抵抗値が非常に大きく設定しても良いので、通常運転中の放電電流が非常に小さく、この電流に起因する損失も少ない。
例えば、直流リアクトル１３の脈動電圧ピーク値が５０Ｖ、放電抵抗１１９の抵抗値が１００ｋΩの場合には、損失が（５０×５０）／１０００００＝０．０２５Ｗである。
また、放電抵抗１１９は、電力変換装置１が停止後に、電圧抑制コンデンサ１１８に溜まった電圧（電荷）を放電するものであり、電力変換装置１が停止後の例えば数分の間に、電圧抑制コンデンサ１１８の電圧を安全電圧以下に放電できれば良い。
そのため、放電抵抗１１９の抵抗値が非常に大きく設定しても良いので、通常運転中の放電電流が非常に小さく、この電流に起因する損失も少ない。
例えば、直流リアクトル１３の脈動電圧ピーク値が５０Ｖ、放電抵抗１１９の抵抗値が１００ｋΩの場合には、損失が（５０×５０）／１０００００＝０．０２５Ｗである。
一方、負荷２２への電流が負荷の動作により変動する場合（例えば負荷停止）、直流リアクトル１３の電流も急に変化する。この電流の急変化によって、直流リアクトル１３の両端に大きな電圧が発生する。このとき、ダイオード１１７が通流して、直流リアクトル１３の電流の一部が電圧抑制コンデンサ１１８に流れる。その結果、平滑コンデンサ１４に流れる電流が少なくなるため、直流電圧の急上昇が抑制される。
＜電圧抑制コンデンサ１１８と平滑コンデンサ１４との関連＞
平滑コンデンサ１４は、例えば負荷２２（図１）が業務用の大型空調機の場合には、本願の過電圧抑制回路１１のような工夫がないと、平滑コンデンサ１４（図１）に対応するコンデンサに１０００μＦ～３０００μＦを用いる必要が生ずることがある。
電力変換装置１（図１）の出力電圧が５００Ｖ～７００Ｖの場合には、平滑コンデンサ１４（図１）にその出力電圧に対応できる耐圧が必要となる。例えば、平滑コンデンサ１４として、電解コンデンサを用いる場合には、耐圧を確保するために、２個の電解コンデンサを直列にする。そして、前記のコンデンサの１０００μＦ～３０００μＦを確保するために、直列接続して容量が半減した２個のコンデンサの対を、複数、並列接続する。このため電解コンデンサ（一例として最大耐圧４００Ｖ程度）が、例えば８個以上が必要となって、多大なコストおよび設置スペースを要することになる。
平滑コンデンサ１４は、例えば負荷２２（図１）が業務用の大型空調機の場合には、本願の過電圧抑制回路１１のような工夫がないと、平滑コンデンサ１４（図１）に対応するコンデンサに１０００μＦ～３０００μＦを用いる必要が生ずることがある。
電力変換装置１（図１）の出力電圧が５００Ｖ～７００Ｖの場合には、平滑コンデンサ１４（図１）にその出力電圧に対応できる耐圧が必要となる。例えば、平滑コンデンサ１４として、電解コンデンサを用いる場合には、耐圧を確保するために、２個の電解コンデンサを直列にする。そして、前記のコンデンサの１０００μＦ～３０００μＦを確保するために、直列接続して容量が半減した２個のコンデンサの対を、複数、並列接続する。このため電解コンデンサ（一例として最大耐圧４００Ｖ程度）が、例えば８個以上が必要となって、多大なコストおよび設置スペースを要することになる。
以上の背景により、平滑コンデンサ１４（図１）に耐圧が例えば１２００Ｖ程度、静電容量１００μＦのフィルムコンデンサを平滑コンデンサ１４（図１）として用いることが考えられる。しかしながら、この場合には、後記するように、平滑コンデンサ１４（図１）における脈動電圧、すなわち電力変換装置１（図１）の出力電圧に含まれる脈動電圧が大きくなる。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１では、平滑コンデンサ１４に１００μＦ程度（数１０μＦ～数１００μＦ）のフィルムコンデンサを用い、過電圧抑制回路１１を設けて、平滑コンデンサ１４における脈動電圧、すなわち電力変換装置１の出力電圧に含まれる脈動電圧を低減させるものである。なお、図１に示す過電圧抑制回路１１における電圧抑制コンデンサ１１８の静電容量値は、例えば１０００μＦである。また、放電抵抗１１９の抵抗値は、例えば１０ｋΩである。また、直流リアクトル１３のインダクタンス値は、例えば０．７ｍＨ（１ｍＨ前後程度）である。
前記したように、図１において、平滑コンデンサ１４が１００μＦ程度であって、電圧抑制コンデンサ１１８は例えば１０００μＦである。
つまり、従来の電力変換装置における平滑コンデンサとして、静電容量値として１０００μＦ～３０００μＦを用いていたものが、図１においては、１００μＦ程度にすることができる。
つまり、従来の電力変換装置における平滑コンデンサとして、静電容量値として１０００μＦ～３０００μＦを用いていたものが、図１においては、１００μＦ程度にすることができる。
なお、平滑コンデンサ１４の両端には、前記したように、電力変換装置１（図１）の出力電圧である５００Ｖ～７００Ｖが印加される。それに対して、直流リアクトル１３の両端に加わる最大電圧（脈動電圧ピーク値）は、５０Ｖ程度であって、電圧抑制コンデンサ１１８に要求される耐圧は５０Ｖ程度である。そのため、電圧抑制コンデンサ１１８は、安価な電解コンデンサを用いてもよく、耐圧を確保するために複数の電解コンデンサを直列に接続する必要もない。
本発明の第１実施形態において、電圧抑制コンデンサ１１８を設ける必要があるものの、平滑コンデンサ１４の容量値を低減（概ね３０００μＦを１００μＦ程度に）できる。
そして、場合によっては、直列接続して耐圧を確保する必要のある平滑コンデンサ１４の個数を低減できる。すなわち、電力変換装置１として、コンデンサの容量と個数を大幅に低減でき、コストおよび設置スペースの低減が可能となる。
そして、場合によっては、直列接続して耐圧を確保する必要のある平滑コンデンサ１４の個数を低減できる。すなわち、電力変換装置１として、コンデンサの容量と個数を大幅に低減でき、コストおよび設置スペースの低減が可能となる。
＜過電圧抑制回路１１がない場合とある場合の特性比較＞
過電圧抑制回路１１がない場合とある場合の特性を図２と図３を参照して説明する。
過電圧抑制回路１１がない場合とある場合の特性を図２と図３を参照して説明する。
《過電圧抑制回路１１がない場合の特性》
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１における過電圧抑制回路１１がない場合（いわば比較例）の負荷停止（負荷電流が０に変化）前後の電圧波形例と電流波形例を示す図である。
なお、図２に示す特性例においては、図１の電力変換装置１における平滑コンデンサ１４が５０μＦ、直流リアクトル１３が０．７ｍＨである。
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１における過電圧抑制回路１１がない場合（いわば比較例）の負荷停止（負荷電流が０に変化）前後の電圧波形例と電流波形例を示す図である。
なお、図２に示す特性例においては、図１の電力変換装置１における平滑コンデンサ１４が５０μＦ、直流リアクトル１３が０．７ｍＨである。
図２において、上段の図は、交流電源２１（図１）の電源電流（特性線１００１）の電流波形を示すものであり、縦軸は電源電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図２において、中段の図は、電力変換装置１の出力（平滑コンデンサ１４の両端の電圧）である直流電圧（特性線１００２）を示すものであり、縦軸は直流電圧（Ｖ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図２において、下段の図は、電力変換装置１における直流リアクトル電流（特性線１００３）と負荷電流（特性線１００４）を示すものであり、縦軸は電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
なお、図２の上段、中段、下段の各図において、時間軸は共通であり、時間が０．５（ｓ）で負荷停止（負荷電流が０に変化）している。
また、図２において、中段の図は、電力変換装置１の出力（平滑コンデンサ１４の両端の電圧）である直流電圧（特性線１００２）を示すものであり、縦軸は直流電圧（Ｖ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図２において、下段の図は、電力変換装置１における直流リアクトル電流（特性線１００３）と負荷電流（特性線１００４）を示すものであり、縦軸は電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
なお、図２の上段、中段、下段の各図において、時間軸は共通であり、時間が０．５（ｓ）で負荷停止（負荷電流が０に変化）している。
図２に示すように、過電圧抑制回路１１がない場合、時間軸が０．５（ｓ）に負荷電流（特性線１００４）が３０Ａから０Ａ（負荷停止）に変化したので、直流電圧（特性線１００２）が７００Ｖ以上に急上昇している。
《過電圧抑制回路１１がある場合の特性》
図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１における過電圧抑制回路１１がある場合の負荷停止（負荷電流が０に変化）前後の電圧波形例と電流波形例を示す図である。
なお、図３に示す特性例においては、図１における電力変換装置１における平滑コンデンサ１４が５０μＦ、直流リアクトル１３が０．７ｍＨである。また、過電圧抑制回路１１における電圧抑制コンデンサ１１８が１０００μＦ、放電抵抗１１９が１０ｋΩである。
図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１における過電圧抑制回路１１がある場合の負荷停止（負荷電流が０に変化）前後の電圧波形例と電流波形例を示す図である。
なお、図３に示す特性例においては、図１における電力変換装置１における平滑コンデンサ１４が５０μＦ、直流リアクトル１３が０．７ｍＨである。また、過電圧抑制回路１１における電圧抑制コンデンサ１１８が１０００μＦ、放電抵抗１１９が１０ｋΩである。
図３において、上から１段目の図は、交流電源２１の電源電流（特性線１０１１）を示すものであり、縦軸は電源電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から２段目の図は、電力変換装置１の出力（平滑コンデンサ１４の両端の電圧）である直流電圧（特性線１０１２）を示し、縦軸は直流電圧（Ｖ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から２段目の図は、電力変換装置１の出力（平滑コンデンサ１４の両端の電圧）である直流電圧（特性線１０１２）を示し、縦軸は直流電圧（Ｖ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から３段目の図は、電力変換装置１における直流リアクトル電流（特性線１０１３）と負荷電流（特性線１０１４）を示すものであり、縦軸は電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から４段目の図は、ダイオード１１７に流れるダイオード電流（特性線１０１５）を示すものであり、縦軸は電源電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から５段目の図は、電圧抑制コンデンサ１１８に印加されるコンデンサ電圧（特性線１０１６）を示すものであり、縦軸はコンデンサ電圧（Ｖ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から４段目の図は、ダイオード１１７に流れるダイオード電流（特性線１０１５）を示すものであり、縦軸は電源電流（Ａ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
また、図３において、上から５段目の図は、電圧抑制コンデンサ１１８に印加されるコンデンサ電圧（特性線１０１６）を示すものであり、縦軸はコンデンサ電圧（Ｖ）、横軸は時間（時間の推移）を示している。
なお、図３の上から１段目～５段目の各図において、時間軸は共通であり、時間が０．５（ｓ）で負荷停止（負荷電流が０に変化）している。
また、図３における上から１段目～３段目の各図は、図２の上段～下段の各図にそれぞれ対応している。ただし、図３における上から１段目～３段目の各図と、図２の上段～下段の各図とにおいて、縦軸の縮尺が表記の都合上、異なっている。
また、図３における上から１段目～３段目の各図は、図２の上段～下段の各図にそれぞれ対応している。ただし、図３における上から１段目～３段目の各図と、図２の上段～下段の各図とにおいて、縦軸の縮尺が表記の都合上、異なっている。
図３に示すように、過電圧抑制回路１１がある場合、図２と同様な負荷電流変化（特性線１０１４）に対して、ダイオード１１７に瞬時に大きな電流が流れて、電圧抑制コンデンサ１１８に充電（特性線１０１５）するため、直流電圧（特性線１０１２）の上昇が６５０Ｖ以下に抑制できる。
以上説明したように、過電圧抑制回路１１の追加により、負荷電流急変時に発生する直流電圧の上昇を抑制し、装置の安全性と信頼性を向上できる。
なお、図３の上から５段目の図は、放電抵抗１１９による電圧抑制コンデンサ１１８の放電特性であるが、負荷が再度、起動するまで安全電圧以下になることが望ましい。
以上説明したように、過電圧抑制回路１１の追加により、負荷電流急変時に発生する直流電圧の上昇を抑制し、装置の安全性と信頼性を向上できる。
なお、図３の上から５段目の図は、放電抵抗１１９による電圧抑制コンデンサ１１８の放電特性であるが、負荷が再度、起動するまで安全電圧以下になることが望ましい。
＜第１実施形態の効果＞
本発明の第１実施形態の電力変換装置１は、直流リアクトル１３に並列に過電圧抑制回路１１を設けることにより、大容量（例えば１０００μＦ～３０００μＦ）の平滑コンデンサを採用することなく、直流電圧の急上昇を抑制する電力変換装置を提供できる。また従来に比較して小容量（例えば数１０～１００μＦ）の平滑コンデンサ１４で対応できるため、低コストで小型の電力変換装置を提供できる。
本発明の第１実施形態の電力変換装置１は、直流リアクトル１３に並列に過電圧抑制回路１１を設けることにより、大容量（例えば１０００μＦ～３０００μＦ）の平滑コンデンサを採用することなく、直流電圧の急上昇を抑制する電力変換装置を提供できる。また従来に比較して小容量（例えば数１０～１００μＦ）の平滑コンデンサ１４で対応できるため、低コストで小型の電力変換装置を提供できる。
≪第２実施形態：モータ駆動装置≫
本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置２を図４～図７を参照して説明する。
図４は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置２の回路構成例と、交流電源２１およびモータ（Ｍ）２５との接続構成例を示す図である。
モータ駆動装置２は、第１実施形態で説明した電力変換装置を構成する過電圧抑制回路１１、整流回路１２、直流リアクトル１３、平滑コンデンサ１４を備えている。それらに加えて、インバータ回路１５、制御器１６、シャント抵抗１７、電流検出回路１８、直流電圧検出回路１９を備えている。
電力変換装置（１）を構成する過電圧抑制回路１１、整流回路１２、直流リアクトル１３、平滑コンデンサ１４は、第１実施形態における電力変換装置（１）と同様の構成と動作であるので、重複する説明は省略する。また、交流電源２１についても、重複する説明は省略する。
本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置２を図４～図７を参照して説明する。
図４は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置２の回路構成例と、交流電源２１およびモータ（Ｍ）２５との接続構成例を示す図である。
モータ駆動装置２は、第１実施形態で説明した電力変換装置を構成する過電圧抑制回路１１、整流回路１２、直流リアクトル１３、平滑コンデンサ１４を備えている。それらに加えて、インバータ回路１５、制御器１６、シャント抵抗１７、電流検出回路１８、直流電圧検出回路１９を備えている。
電力変換装置（１）を構成する過電圧抑制回路１１、整流回路１２、直流リアクトル１３、平滑コンデンサ１４は、第１実施形態における電力変換装置（１）と同様の構成と動作であるので、重複する説明は省略する。また、交流電源２１についても、重複する説明は省略する。
インバータ回路１５は、スイッチング素子（半導体スイッチング素子）として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）１５１～１５６を備えて構成されている。インバータ回路１５は、平滑コンデンサ１４の出力である直流電圧（直流電力）を、制御器１６のＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）信号によって、ＩＧＢＴ１５１～１５６を制御して、３相交流電圧（３相交流電力）を出力する。
モータ駆動装置２は、インバータ回路１５の出力である３相交流電圧（３相交流電力）をモータ（Ｍ）２５に出力して、モータ（Ｍ）２５の回転速度（回転数）もしくはトルクを制御する。
モータ駆動装置２は、インバータ回路１５の出力である３相交流電圧（３相交流電力）をモータ（Ｍ）２５に出力して、モータ（Ｍ）２５の回転速度（回転数）もしくはトルクを制御する。
電流検出回路１８は、平滑コンデンサ１４とインバータ回路１５との間に設けられたシャント抵抗１７により、インバータ回路１５の直流電流（母線電流）を検出し、母線電流信号Ｉｓｈを出力する。
直流電圧検出回路１９は、平滑コンデンサ１４の両端の直流電圧を検出し、直流電圧信号Ｅｄｃを出力する。また、制御器１６は、上位システム（不図示）から入力される速度指令値ω*、および、電流検出回路１８と直流電圧検出回路１９の出力に基づいて、インバータ回路１５を制御するＰＷＭ信号を生成する。なお、制御器１６は、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の半導体演算素子を用いている。
直流電圧検出回路１９は、平滑コンデンサ１４の両端の直流電圧を検出し、直流電圧信号Ｅｄｃを出力する。また、制御器１６は、上位システム（不図示）から入力される速度指令値ω*、および、電流検出回路１８と直流電圧検出回路１９の出力に基づいて、インバータ回路１５を制御するＰＷＭ信号を生成する。なお、制御器１６は、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の半導体演算素子を用いている。
また、第２実施形態のモータ駆動装置２において、平滑コンデンサ１４は、一般的な大容量の電解コンデンサの代わりに、数１０μＦ～２００μＦ程度のフィルムコンデンサなど、長寿命で小型のものを使用する。
平滑コンデンサ１４は、従来のコンデンサ容量（１０００μＦ～３０００μＦ）より、低減（数１０μＦ～２００μＦ）されているが、第１実施形態で説明した同様の過電圧抑制回路１１の作用によって、インバータ回路１５は、モータ（Ｍ）２５を所定の動作を支障なく実施する。
前記した過電圧抑制回路１１を備え、平滑コンデンサ１４を数１０μＦ～２００μＦ程度のフィルムコンデンサを採用したことにより、モータ駆動装置２の小型化、低コスト化、および長寿命化を実現できる。
平滑コンデンサ１４は、従来のコンデンサ容量（１０００μＦ～３０００μＦ）より、低減（数１０μＦ～２００μＦ）されているが、第１実施形態で説明した同様の過電圧抑制回路１１の作用によって、インバータ回路１５は、モータ（Ｍ）２５を所定の動作を支障なく実施する。
前記した過電圧抑制回路１１を備え、平滑コンデンサ１４を数１０μＦ～２００μＦ程度のフィルムコンデンサを採用したことにより、モータ駆動装置２の小型化、低コスト化、および長寿命化を実現できる。
《制御器１６の機能ブロック：その１》
第２実施形態のモータ駆動装置２の制御器１６について説明する。
図５は、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２における制御器１６の機能ブロックの構成例を示す図である。なお、制御器１６は、モータ（Ｍ）２５に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路１５を制御するＰＷＭ制御信号を生成する。制御器１６の各機能はＣＰＵ（Central Processing Unit）、および演算プログラムにより実現される。
図５において、制御器１６は、速度制御器３０、ｄ軸電流指令発生器３１、電圧制御器３２、２軸／３相変換器３３、速度＆位相推定器３４、３相／２軸変換器３５、電流再現演算器３６、ＰＷＭ制御器３７を備えている。
第２実施形態のモータ駆動装置２の制御器１６について説明する。
図５は、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２における制御器１６の機能ブロックの構成例を示す図である。なお、制御器１６は、モータ（Ｍ）２５に印加する電圧指令信号を演算し、インバータ回路１５を制御するＰＷＭ制御信号を生成する。制御器１６の各機能はＣＰＵ（Central Processing Unit）、および演算プログラムにより実現される。
図５において、制御器１６は、速度制御器３０、ｄ軸電流指令発生器３１、電圧制御器３２、２軸／３相変換器３３、速度＆位相推定器３４、３相／２軸変換器３５、電流再現演算器３６、ＰＷＭ制御器３７を備えている。
以上の構成によって、制御器１６は、ｄｑベクトル制御により、モータ２５（図４）に印加する電圧指令信号（Ｖｕ
＊，Ｖｖ
＊，Ｖｗ
＊）を演算し、インバータ回路１５（図４）の制御信号であるＰＷＭ信号を生成する。
また、図５において、電流再現演算器３６は、電流検出回路１８（図４）が出力する母線電流信号Ｉｓｈと、２軸／３相変換器３３が出力する３相電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を用いて、インバータ回路１５（図４）の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。
また、図５において、電流再現演算器３６は、電流検出回路１８（図４）が出力する母線電流信号Ｉｓｈと、２軸／３相変換器３３が出力する３相電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を用いて、インバータ回路１５（図４）の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する。
なお、図５の制御器１６を構成する各ブロックの詳細について説明する前に、制御器１６が有するｄｑベクトル制御の機能に関連し、モータ駆動装置２の制御軸とモータ回転軸について、図６を参照して説明する。その後、図５に戻って、制御器１６を構成する各ブロックについて説明する。
＜モータ駆動装置２の制御軸とモータ回転軸＞
モータ駆動装置２の制御軸とモータ回転軸との関係について説明する。
図６は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置２の制御軸と、モータ回転軸との関係の一例を示す図である。
図６において、ｄｃ－ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ－ｑ軸はモータ回転軸であり、ｄ－ｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。このとき、３相／２軸変換器３５（図５）は、電流再現演算器３６（図５）で再現された３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度＆位相推定器３４（図５）により推定された位相情報θｄｃを用い、次に示す式１と式２に基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを演算する。
モータ駆動装置２の制御軸とモータ回転軸との関係について説明する。
図６は、本発明の第２実施形態に係るモータ駆動装置２の制御軸と、モータ回転軸との関係の一例を示す図である。
図６において、ｄｃ－ｑｃ軸は制御系の推定軸、ｄ－ｑ軸はモータ回転軸であり、ｄ－ｑ軸とｄｃ－ｑｃ軸との軸誤差をΔθｃと定義する。このとき、３相／２軸変換器３５（図５）は、電流再現演算器３６（図５）で再現された３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、速度＆位相推定器３４（図５）により推定された位相情報θｄｃを用い、次に示す式１と式２に基づいて、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃを演算する。
《制御器１６の機能ブロック：その２》
図５に戻って、制御器１６の機能ブロックについて説明する。
図５において、速度制御器３０は、外部からの速度指令値ω＊とモータ回転速度推定値ω１の偏差に従って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を出力する。また、ｄ軸電流指令発生器３１は、モータ電流を最小化するｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を出力する。
電圧制御器３２では、前記した、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω＊、および、予め登録されたモータ定数（巻線抵抗ｒ、ｑ軸インダクタンスＬｄとＬｑ等）を用いて、モータ２５の制御に用いるｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃと、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃを演算する。
なお、電圧制御器３２での電圧制御は周知のものであるため、詳細な説明を省略する。
図５に戻って、制御器１６の機能ブロックについて説明する。
図５において、速度制御器３０は、外部からの速度指令値ω＊とモータ回転速度推定値ω１の偏差に従って、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を出力する。また、ｄ軸電流指令発生器３１は、モータ電流を最小化するｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊を出力する。
電圧制御器３２では、前記した、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊と、ｄｃ軸電流検出値Ｉｄｃと、ｑｃ軸電流検出値Ｉｑｃと、速度指令値ω＊、および、予め登録されたモータ定数（巻線抵抗ｒ、ｑ軸インダクタンスＬｄとＬｑ等）を用いて、モータ２５の制御に用いるｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃと、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃを演算する。
なお、電圧制御器３２での電圧制御は周知のものであるため、詳細な説明を省略する。
＜速度＆位相推定方法＞
続いて、モータ位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法について、説明する。そのため、速度＆位相推定器３４の構成を、図７を参照して説明する。なお、制御器１６の残りの要素については、後記する。
図７は、図５の速度＆位相推定器３４の機能ブロックの構成例を示す図である。図７において、速度＆位相推定器３４は、軸誤差演算器４１、速度推定器４２、位相演算器４３、モータ定数４４を備えている。
続いて、モータ位置センサレス制御を実現するための速度＆位相推定方法について、説明する。そのため、速度＆位相推定器３４の構成を、図７を参照して説明する。なお、制御器１６の残りの要素については、後記する。
図７は、図５の速度＆位相推定器３４の機能ブロックの構成例を示す図である。図７において、速度＆位相推定器３４は、軸誤差演算器４１、速度推定器４２、位相演算器４３、モータ定数４４を備えている。
速度＆位相推定器３４は、モータ回転子位置センサレス制御法により、回転子位置と回転速度とを推定するものである。
具体的には、軸誤差演算器４１でモータ軸（ｄ－ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ－ｑｃ軸）との軸誤差Δθｃを演算する。また、速度推定器４２でモータ回転速度推定値ω１を推定する。位相演算器４３で制御系の位相情報θｄｃを演算する。
以上の構成によって、軸誤差Δθｃと指令値（＝０）との一致を保持している。
また、軸誤差演算器４１は、前記したｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ、ｄｃ軸電流値Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流値Ｉｑｃ、モータ定数４４、および、後述する、モータ回転速度推定値ω１から、次に示す式３を用いて、軸誤差Δθｃを演算する。
具体的には、軸誤差演算器４１でモータ軸（ｄ－ｑ軸）と制御系軸（ｄｃ－ｑｃ軸）との軸誤差Δθｃを演算する。また、速度推定器４２でモータ回転速度推定値ω１を推定する。位相演算器４３で制御系の位相情報θｄｃを演算する。
以上の構成によって、軸誤差Δθｃと指令値（＝０）との一致を保持している。
また、軸誤差演算器４１は、前記したｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃ、ｑｃ軸電圧指令値Ｖｑｃ、ｄｃ軸電流値Ｉｄｃ、ｑｃ軸電流値Ｉｑｃ、モータ定数４４、および、後述する、モータ回転速度推定値ω１から、次に示す式３を用いて、軸誤差Δθｃを演算する。
図７において、速度推定器４２は、軸誤差演算器４１が出力する軸誤差Δθｃを、ＰＩ制御器（比例積分制御器）を用いて処理し、モータ回転速度推定値ω１を出力するものである。ここで、ＰＩ制御器は、軸誤差演算器４１で推定される軸誤差ΔθｃをなくすようにＰＬＬ（Phase-Locked Loop）制御するものである。また、位相演算器４３では、モータ回転速度推定値ω１を積分して、制御系の位相情報θｄｃを演算し、出力する。
以上で説明した速度＆位相推定器３４を用いることによって、モータ回転速度推定値ω１と位相情報θｄｃが得られるので、モータ２５の回転子位置センサを省略することができる。そのため、システム全体としてのコスト低減が可能である。
《制御器１６の機能ブロック：その３》
再び、図５に戻って、制御器１６の残りの要素について説明する。
図５において、電圧制御器３２の出力では、電圧指令値（Ｖｄｃ、Ｖｑｃ）を算出する。
また、２軸／３相変換器３３は、この電圧指令値（Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊）と、速度＆位相推定器３４からの位相情報θｄｃを用い、次に示す式４および式５に基づいて、３相指令電圧（Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊）を算出する。
再び、図５に戻って、制御器１６の残りの要素について説明する。
図５において、電圧制御器３２の出力では、電圧指令値（Ｖｄｃ、Ｖｑｃ）を算出する。
また、２軸／３相変換器３３は、この電圧指令値（Ｖｄｃ ＊、Ｖｑｃ ＊）と、速度＆位相推定器３４からの位相情報θｄｃを用い、次に示す式４および式５に基づいて、３相指令電圧（Ｖｕ ＊、Ｖｖ ＊、Ｖｗ ＊）を算出する。
また、図５におけるＰＷＭ制御器３７は、２軸／３相変換器３３からの３相指令電圧（Ｖｕ
＊、Ｖｖ
＊、Ｖｗ
＊）と、直流電圧検出回路１９（図４）からの直流電圧信号Ｅｄｃを用いて、ＰＷＭ制御器３７で変調率を算出し、インバータ回路１５（図４）を動作させるＰＷＭ信号を作成する。
インバータ回路１５（図４）のＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）１５１～１５６は、ＰＷＭ信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
インバータ回路１５（図４）のＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）１５１～１５６は、ＰＷＭ信号に従ってオン・オフ動作し、各相の出力端子から、パルス状の電圧（振幅値が直流電圧、幅がＰＷＭ信号によって変化）を出力する。
以上で説明したようにインバータ回路１５（図４）および制御器１６（図４）がデジタル制御を行うことと、過電圧抑制回路１１（図４）を採用することにより、低い静電容量値の平滑コンデンサ１４（図４）を用いることが可能である。
＜第２実施形態の効果＞
以上で説明したように、本発明の第２実施形態によれば、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、また、簡単な過電圧抑制回路１１（図４）の追加により、負荷急変に起因する直流電圧の上昇を抑制し、過電圧現象を抑制するモータ駆動装置を提供する。
すなわち、低コスト、かつ小型で、過電圧現象を抑制するモータ駆動装置を提供することができる。
以上で説明したように、本発明の第２実施形態によれば、大容量の平滑コンデンサを採用することなく、また、簡単な過電圧抑制回路１１（図４）の追加により、負荷急変に起因する直流電圧の上昇を抑制し、過電圧現象を抑制するモータ駆動装置を提供する。
すなわち、低コスト、かつ小型で、過電圧現象を抑制するモータ駆動装置を提供することができる。
≪第３実施形態：冷凍機器≫
本発明の第３実施形態に係る冷凍機器３を、図８を参照して説明する。
図８は、本発明の第３実施形態に係る冷凍機器３の構成例を示す図である。図８において、空気調和機や冷凍機である冷凍機器３は、空気温度を調和する装置であり、室内機２１１と室外機２１２とが冷媒配管（配管）２０６により接続されて構成される。
室内機２１１は、熱交換器２０１とファン２３を備えている。
室外機２１２は、冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器（熱交換器）２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン（ファン）２０４と、モータ駆動装置２０７と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５とを備えている。
本発明の第３実施形態に係る冷凍機器３を、図８を参照して説明する。
図８は、本発明の第３実施形態に係る冷凍機器３の構成例を示す図である。図８において、空気調和機や冷凍機である冷凍機器３は、空気温度を調和する装置であり、室内機２１１と室外機２１２とが冷媒配管（配管）２０６により接続されて構成される。
室内機２１１は、熱交換器２０１とファン２３を備えている。
室外機２１２は、冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器（熱交換器）２０２と、この室外熱交換器２０２に空気を送風する室外ファン（ファン）２０４と、モータ駆動装置２０７と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機２０５とを備えている。
また、圧縮機２０５は内部に永久磁石同期モータを備えた圧縮機用モータ２０８を有し、モータ駆動装置２０７により圧縮機用モータ２０８を駆動することで圧縮機が駆動される。モータ駆動装置２０７は、交流電源（不図示）の交流電圧を直流電圧に変換して、モータ駆動用インバータに提供し、圧縮機用モータ２０８を駆動する。
なお、モータ駆動装置２０７に第２実施形態で説明したモータ駆動装置２を採用している。
なお、モータ駆動装置２０７に第２実施形態で説明したモータ駆動装置２を採用している。
また、圧縮機２０５は詳細な構造を図示していないが、ロータリ圧縮機（不図示）やスクロール圧縮機（不図示）等が採用され、内部に圧縮機構部（不図示）を備えている。
この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。
この圧縮機構部は圧縮機用モータ２０８により駆動される。圧縮機構部はスクロール圧縮機であれば、固定スクロールと旋回スクロールとにより構成され、固定スクロールに対して旋回スクロールが旋回運動を行うことで、スクロール間に圧縮室が形成されるものである。
＜第３実施形態の効果＞
第３実施形態の冷凍機器３において、第２実施形態で説明したモータ駆動装置２を使用することにより、小容量の平滑コンデンサを使用しても、負荷変動に起因する直流電圧の急上昇を抑制し、冷凍機器の信頼性振動や騒音の低減向上ができる。
第３実施形態の冷凍機器３において、第２実施形態で説明したモータ駆動装置２を使用することにより、小容量の平滑コンデンサを使用しても、負荷変動に起因する直流電圧の急上昇を抑制し、冷凍機器の信頼性振動や騒音の低減向上ができる。
≪その他の実施形態≫
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。
《過電圧抑制回路》
本発明の第１実施形態に係る過電圧抑制回路１１は、図１に示した回路に限定されない。例えば、電圧抑制コンデンサ１１８を複数のコンデンサで構成してもよい。複数のコンデンサの一つは、静電容量値が小さいが高周波に応答する特性を有し、他のコンデンサは、応答周波数は相対的に低いが静電容量値が大きい特性を有するといった異なる特性のコンデンサを組み合わせる方法もある。
また、電圧抑制コンデンサ１１８と放電抵抗１１９の並列回路と、ダイオード１１７との直列の接続関係を左右の端子で入れ替える方法もある。すなわち、電圧抑制コンデンサ１１８と放電抵抗１１９の並列回路の一方の端子を平滑コンデンサ１４の一端に接続し、ダイオード１１７のカソードを整流回路１２の出力に直接、接続する方法もある。
本発明の第１実施形態に係る過電圧抑制回路１１は、図１に示した回路に限定されない。例えば、電圧抑制コンデンサ１１８を複数のコンデンサで構成してもよい。複数のコンデンサの一つは、静電容量値が小さいが高周波に応答する特性を有し、他のコンデンサは、応答周波数は相対的に低いが静電容量値が大きい特性を有するといった異なる特性のコンデンサを組み合わせる方法もある。
また、電圧抑制コンデンサ１１８と放電抵抗１１９の並列回路と、ダイオード１１７との直列の接続関係を左右の端子で入れ替える方法もある。すなわち、電圧抑制コンデンサ１１８と放電抵抗１１９の並列回路の一方の端子を平滑コンデンサ１４の一端に接続し、ダイオード１１７のカソードを整流回路１２の出力に直接、接続する方法もある。
《平滑コンデンサ》
本発明の第１実施形態に係る平滑コンデンサ１４については、図１を参照した説明においては、１００μＦを例とした。また、図２および図３を参照した説明においては、５０μＦを例とした。実用的には、数１０μＦ～数１００μＦの範囲となる。また、平滑コンデンサ１４の静電容量値が小さいものを採用するという本発明の観点では、２００μＦ（マイクロファラド）以下の平滑コンデンサ１４が望ましい。
本発明の第１実施形態に係る平滑コンデンサ１４については、図１を参照した説明においては、１００μＦを例とした。また、図２および図３を参照した説明においては、５０μＦを例とした。実用的には、数１０μＦ～数１００μＦの範囲となる。また、平滑コンデンサ１４の静電容量値が小さいものを採用するという本発明の観点では、２００μＦ（マイクロファラド）以下の平滑コンデンサ１４が望ましい。
《半導体スイッチング素子》
本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２を示した図４において、インバータ回路１５を構成するスイッチング素子をＩＧＢＴで説明した。しかしＩＧＢＴに限定されない。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴやＢｉＣＭＯＳ（Bipolar CMOS）等のスイッチング素子を用いてもよい。
本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２を示した図４において、インバータ回路１５を構成するスイッチング素子をＩＧＢＴで説明した。しかしＩＧＢＴに限定されない。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴやＢｉＣＭＯＳ（Bipolar CMOS）等のスイッチング素子を用いてもよい。
《インバータ回路の出力電圧の相数》
本発明の第２実施形態を示した図４において、インバータ回路１５の出力電圧は３相の交流電圧で説明した。しかし、３相交流電圧に限定されない。例えば、単相の交流電圧を出力してもよい。また、４相以上の交流電圧を出力してもよい。
本発明の第２実施形態を示した図４において、インバータ回路１５の出力電圧は３相の交流電圧で説明した。しかし、３相交流電圧に限定されない。例えば、単相の交流電圧を出力してもよい。また、４相以上の交流電圧を出力してもよい。
《モータの回転子の速度と位置情報の検出》
本発明の第２実施形態に係るモータ２５の回転子の速度と位置情報の検出を速度＆位相推定器３４を用いる方法を説明した。
しかし、この方法に限定されない。例えば、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の速度と位置情報を検出しても良い。
本発明の第２実施形態に係るモータ２５の回転子の速度と位置情報の検出を速度＆位相推定器３４を用いる方法を説明した。
しかし、この方法に限定されない。例えば、エンコーダなど回転子位置センサを採用して常に回転子の速度と位置情報を検出しても良い。
《出力電流の検出方法》
本発明の第２実施形態に係る制御器１６を説明する図５において、コスト低減のために、母線電流信号Ｉｓｈから３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する方式を採用しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路１５（図４）の出力である交流電流を検出しても良い。
この場合は、その電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換器３５に入力すれば良い。
本発明の第２実施形態に係る制御器１６を説明する図５において、コスト低減のために、母線電流信号Ｉｓｈから３相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現する方式を採用しているが、電流センサなどの電流検出手段を用いてインバータ回路１５（図４）の出力である交流電流を検出しても良い。
この場合は、その電流検出手段が検出した３相電流を３相／２軸変換器３５に入力すれば良い。
《モータ駆動装置を搭載した機器》
本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２を搭載した機器として、図８に第３実施形態としての冷凍機器３を説明した。しかし、モータ駆動装置２を搭載した機器の適用例は、冷凍機器に限定されない。
３相モータや単相モータを搭載する機器は、広く存在するので、それらの機器のモータを駆動するモータ駆動装置として、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２や、インバータ回路の出力を単相にしたモータ駆動装置を用いれば、小容量の平滑コンデンサを使用しても、負荷変動に起因する直流電圧の急上昇を抑制し、機器の信頼性振動や騒音の低減向上ができる。
また、小容量の平滑コンデンサを使用できるので、機器の低コスト化や小型化に効果がある。
本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２を搭載した機器として、図８に第３実施形態としての冷凍機器３を説明した。しかし、モータ駆動装置２を搭載した機器の適用例は、冷凍機器に限定されない。
３相モータや単相モータを搭載する機器は、広く存在するので、それらの機器のモータを駆動するモータ駆動装置として、本発明の第２実施形態のモータ駆動装置２や、インバータ回路の出力を単相にしたモータ駆動装置を用いれば、小容量の平滑コンデンサを使用しても、負荷変動に起因する直流電圧の急上昇を抑制し、機器の信頼性振動や騒音の低減向上ができる。
また、小容量の平滑コンデンサを使用できるので、機器の低コスト化や小型化に効果がある。
１ 電力変換装置
２，２０７ モータ駆動装置
３ 冷凍機器
１１ 過電圧抑制回路
１２ 整流回路
１３ 直流リアクトル（リアクトル）
１４ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
１５ インバータ回路
１６ 制御器
１７ シャント抵抗
１８ 電流検出回路
１９ 直流電圧検出回路
２１ 交流電源
２２ 負荷
２５ モータ（Ｍ）
３０ 速度制御器
３１ ｄ軸電流指令発生器
３２ 電圧制御器
３３ ２軸／３相変換器
３４ 速度＆位相推定器
３５ ３相／２軸変換器
３６ 電流再現演算器
３７ ＰＷＭ制御器
４１ 軸誤差演算器
４２ 速度推定器
４３ 位相演算器
４４ モータ定数
１１７ ダイオード
１１８ 電圧抑制コンデンサ（コンデンサ）
１１９ 放電抵抗（抵抗）
１５１～１５６ 半導体スイッチング素子、ＩＧＢＴ
２０１，２０２ 熱交換器
２０３，２０４ ファン
２０５ 圧縮機
２０６ 冷媒配管（配管）
２０８ 圧縮機用モータ
２１１ 室内機
２１２ 室外機
２，２０７ モータ駆動装置
３ 冷凍機器
１１ 過電圧抑制回路
１２ 整流回路
１３ 直流リアクトル（リアクトル）
１４ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
１５ インバータ回路
１６ 制御器
１７ シャント抵抗
１８ 電流検出回路
１９ 直流電圧検出回路
２１ 交流電源
２２ 負荷
２５ モータ（Ｍ）
３０ 速度制御器
３１ ｄ軸電流指令発生器
３２ 電圧制御器
３３ ２軸／３相変換器
３４ 速度＆位相推定器
３５ ３相／２軸変換器
３６ 電流再現演算器
３７ ＰＷＭ制御器
４１ 軸誤差演算器
４２ 速度推定器
４３ 位相演算器
４４ モータ定数
１１７ ダイオード
１１８ 電圧抑制コンデンサ（コンデンサ）
１１９ 放電抵抗（抵抗）
１５１～１５６ 半導体スイッチング素子、ＩＧＢＴ
２０１，２０２ 熱交換器
２０３，２０４ ファン
２０５ 圧縮機
２０６ 冷媒配管（配管）
２０８ 圧縮機用モータ
２１１ 室内機
２１２ 室外機
Claims (8)
- 入力側に交流電源が接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路が出力する直流電圧を平滑する直流リアクトルと、
前記整流回路が出力する直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
前記直流リアクトルと並列に接続され、前記直流リアクトルの電流が急変時に発生する電圧を抑制する過電圧抑制回路と、
を備える、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記過電圧抑制回路は、ダイオードと電圧抑制コンデンサと放電抵抗とを備える、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項２において、
前記電圧抑制コンデンサと前記放電抵抗が並列接続された並列回路と、前記ダイオードとが直列に接続される、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項３において、
前記過電圧抑制回路が有する前記放電抵抗は、前記電力変換装置が直流電圧を出力して供給する直流負荷の停止時に、該直流負荷の再開時までに前記電圧抑制コンデンサの電圧を安全電圧以下に放電する所定の抵抗値以下に設定される、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記平滑コンデンサは、フィルムコンデンサである、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１において、
前記平滑コンデンサは、静電容量値が２００マイクロファラド以下のコンデンサである、
ことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
該電力変換装置の出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
を備え、
前記インバータ回路の出力する交流電圧でモータを駆動する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 - 請求項７に記載のモータ駆動装置と、
該モータ駆動装置によって駆動されるモータを内蔵した圧縮機と、
を備える、
ことを特徴とする冷凍機器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/023196 WO2019244228A1 (ja) | 2018-06-19 | 2018-06-19 | 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍機器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/023196 WO2019244228A1 (ja) | 2018-06-19 | 2018-06-19 | 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍機器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2019244228A1 true WO2019244228A1 (ja) | 2019-12-26 |
Family
ID=68982981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2018/023196 WO2019244228A1 (ja) | 2018-06-19 | 2018-06-19 | 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍機器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| WO (1) | WO2019244228A1 (ja) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60106371A (ja) * | 1983-11-11 | 1985-06-11 | Fuji Electric Co Ltd | タ−ンオフサイリスタの保護回路 |
| JP2015111999A (ja) * | 2013-10-29 | 2015-06-18 | 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | インバータ回路 |
| WO2017109848A1 (ja) * | 2015-12-22 | 2017-06-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置 |
-
2018
- 2018-06-19 WO PCT/JP2018/023196 patent/WO2019244228A1/ja active Application Filing
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60106371A (ja) * | 1983-11-11 | 1985-06-11 | Fuji Electric Co Ltd | タ−ンオフサイリスタの保護回路 |
| JP2015111999A (ja) * | 2013-10-29 | 2015-06-18 | 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | インバータ回路 |
| WO2017109848A1 (ja) * | 2015-12-22 | 2017-06-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、及び、この電力変換装置を備えた空気調和装置 |
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