JP2833993B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JP2833993B2 JP2833993B2 JP5952694A JP5952694A JP2833993B2 JP 2833993 B2 JP2833993 B2 JP 2833993B2 JP 5952694 A JP5952694 A JP 5952694A JP 5952694 A JP5952694 A JP 5952694A JP 2833993 B2 JP2833993 B2 JP 2833993B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチングレギュレー
ターに関し、特に出力電圧を安定化させるための制御ル
ープ系に位相補償回路を設けたスイッチングレギュレー
タに関する。
ターに関し、特に出力電圧を安定化させるための制御ル
ープ系に位相補償回路を設けたスイッチングレギュレー
タに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のスイッチングレギュレー
ターは、一般に図２に示す回路構成を有する。図２にお
いて、直流電源１の電圧Ｖ1 は主トランジスタ１２と主
トランス３とによりパルス変換され、この変換されたパ
ルスはダイオード５，６で整流され、コイル１３１とコ
ンデンサー１３２と抵抗器１３３とで構成される低域フ
ィルタＬＰＦ１３で平滑され、出力電圧Ｖ2 となり、負
荷７に供給される。出力電圧Ｖ2 を安定化させるために
出力電圧Ｖ2 はループ制御系を構成する誤差増巾器８に
入力され、ここの基準電圧と比較されその差分が検出さ
れて増巾される。増巾された誤差分はパルス巾変調回路
９に入力され、ここで発生されるスイッチング用パルス
のパルス巾を変調する。変調されたスイッチング用パル
スはドライブ回路に入力されてパワーアップされ、ドラ
イバートランス１１を介して主トランジスタ１２を駆動
する。
ターは、一般に図２に示す回路構成を有する。図２にお
いて、直流電源１の電圧Ｖ1 は主トランジスタ１２と主
トランス３とによりパルス変換され、この変換されたパ
ルスはダイオード５，６で整流され、コイル１３１とコ
ンデンサー１３２と抵抗器１３３とで構成される低域フ
ィルタＬＰＦ１３で平滑され、出力電圧Ｖ2 となり、負
荷７に供給される。出力電圧Ｖ2 を安定化させるために
出力電圧Ｖ2 はループ制御系を構成する誤差増巾器８に
入力され、ここの基準電圧と比較されその差分が検出さ
れて増巾される。増巾された誤差分はパルス巾変調回路
９に入力され、ここで発生されるスイッチング用パルス
のパルス巾を変調する。変調されたスイッチング用パル
スはドライブ回路に入力されてパワーアップされ、ドラ
イバートランス１１を介して主トランジスタ１２を駆動
する。
【０００３】即ち、出力電圧Ｖ2 はこのループ制御系で
その誤差電圧が検出され、その誤差電圧がスイッチング
パルスの巾を変化させることにより電圧制御される。例
えば、出力電圧Ｖ2 が高い方向に変化した時は、スイッ
チングパルス巾は狭くなり出力電圧Ｖ2 を低い方向に制
御して安定化している。
その誤差電圧が検出され、その誤差電圧がスイッチング
パルスの巾を変化させることにより電圧制御される。例
えば、出力電圧Ｖ2 が高い方向に変化した時は、スイッ
チングパルス巾は狭くなり出力電圧Ｖ2 を低い方向に制
御して安定化している。
【０００４】この制御ループ系においては、発振現象に
対して充分な安定化条件を備える必要があるが、例え
ば、誤差増巾器８の入力側を切断し、その切口から測定
したオープンループ利得と位相特性との安定化条件を見
ると、このループ制御系のオープンループ利得が１以上
の時、ループ制御系の位相遅れを１８０度以下に押えな
ければならない。
対して充分な安定化条件を備える必要があるが、例え
ば、誤差増巾器８の入力側を切断し、その切口から測定
したオープンループ利得と位相特性との安定化条件を見
ると、このループ制御系のオープンループ利得が１以上
の時、ループ制御系の位相遅れを１８０度以下に押えな
ければならない。
【０００５】この制御ループ系の位相特性は略ＬＰＦ１
３のコイル１３１とコンデンサ１３２とで決定される。
（抵抗器１３３は後述するがここでは０Ωとする）コイ
ル１３１とコンデンサ１３２との定数は、最小値がスイ
ッチング周波数、デューテイー比、および最低負荷電流
で決まるが、実際は出力電圧Ｖ2 のリップル抑圧からこ
の最小値よりかなり大きな値に決定される。但しこの最
大値は入力電圧あるいは負荷変動に対する制御ループ系
の応答速度から限界はある。このようにして定数値が決
定されるコイル１３１とコンデンサ１３２において、そ
れぞれその定数値をＬ，Ｃとした場合、
３のコイル１３１とコンデンサ１３２とで決定される。
（抵抗器１３３は後述するがここでは０Ωとする）コイ
ル１３１とコンデンサ１３２との定数は、最小値がスイ
ッチング周波数、デューテイー比、および最低負荷電流
で決まるが、実際は出力電圧Ｖ2 のリップル抑圧からこ
の最小値よりかなり大きな値に決定される。但しこの最
大値は入力電圧あるいは負荷変動に対する制御ループ系
の応答速度から限界はある。このようにして定数値が決
定されるコイル１３１とコンデンサ１３２において、そ
れぞれその定数値をＬ，Ｃとした場合、
【０００６】
【０００７】で９０度の位相遅れを生じ、更にこの周波
数ｆ1 より周波数が上ると位相遅れが更に大きくなり最
大１８０度となる。即ち、この時ＬＰＦ１３における位
相遅れが１８０度となる。
数ｆ1 より周波数が上ると位相遅れが更に大きくなり最
大１８０度となる。即ち、この時ＬＰＦ１３における位
相遅れが１８０度となる。
【０００８】従って、この位相遅れが１８０度になる周
波数でオープンループ利得が１以上は発振領域で不安定
となるので、１以下となる様に誤差増幅器８のゲイン及
び帰還回路の抵抗、コンデンサの値を調整するか、ある
いは図２に示すようにＬＰＦ１３のコンデンサー１３２
と直列に微少抵抗値の抵抗器１３３を挿入し、位相遅れ
が最大１８０度にならないようにしている。
波数でオープンループ利得が１以上は発振領域で不安定
となるので、１以下となる様に誤差増幅器８のゲイン及
び帰還回路の抵抗、コンデンサの値を調整するか、ある
いは図２に示すようにＬＰＦ１３のコンデンサー１３２
と直列に微少抵抗値の抵抗器１３３を挿入し、位相遅れ
が最大１８０度にならないようにしている。
【０００９】この抵抗器１３３の効用は参考資料、特許
出願公開昭和５７−８５１１３に記載されている。この
時のＬＰＦ１３の位相特性は図３に示す（ハ）の曲線に
なる。即ち、
出願公開昭和５７−８５１１３に記載されている。この
時のＬＰＦ１３の位相特性は図３に示す（ハ）の曲線に
なる。即ち、
【００１０】
【００１１】で９０度の位相遅れとなり、抵抗器１３３
が０Ωであれば前述したように（ロ）の曲線となり１８
０度に達するが、抵抗器１３３がｒΩの時は、ｆ2 ＝１
／２πｒＣで１３５度の位相遅れとなり、周波数が更に
上がれば９０度に達する。従って抵抗値ｒを適当に選ぶ
ことにより何れの周波数でも位相遅れは１８０度以下に
することができる。
が０Ωであれば前述したように（ロ）の曲線となり１８
０度に達するが、抵抗器１３３がｒΩの時は、ｆ2 ＝１
／２πｒＣで１３５度の位相遅れとなり、周波数が更に
上がれば９０度に達する。従って抵抗値ｒを適当に選ぶ
ことにより何れの周波数でも位相遅れは１８０度以下に
することができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】このように従来例にお
いては平滑用低域フィルタによる位相回転を防止するた
めにループ制御回路の誤差増巾器に位相補償を施した
り、あるいは低域フィルタのコンデンサに位相補償用の
微小抵抗を直列に挿入したりしている。このため前者に
おいては部品が増加したり調整に手間がかかったりし、
また後者においては微小抵抗器の両端に発生するリップ
ル電圧のために出力電圧のリップルが増加するという問
題がある。
いては平滑用低域フィルタによる位相回転を防止するた
めにループ制御回路の誤差増巾器に位相補償を施した
り、あるいは低域フィルタのコンデンサに位相補償用の
微小抵抗を直列に挿入したりしている。このため前者に
おいては部品が増加したり調整に手間がかかったりし、
また後者においては微小抵抗器の両端に発生するリップ
ル電圧のために出力電圧のリップルが増加するという問
題がある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチングレ
ギュレータは、入力電圧をパルスに変換するスイッチン
グ回路と前記パルスを整流するダイオードと、この整流
出力を平滑するコイルとコンデンサとで構成された低域
フィルタとこの低域フィルタの出力電圧を安定化するた
めのループ制御回路とを備えるスイッチングレギュレー
タにおいて、前記低域フィルタは前記コンデンサに直列
接続された位相補償用の抵抗器と、この抵抗器に並列接
続されたリップル補償用のコンデンサとを備えている。
ギュレータは、入力電圧をパルスに変換するスイッチン
グ回路と前記パルスを整流するダイオードと、この整流
出力を平滑するコイルとコンデンサとで構成された低域
フィルタとこの低域フィルタの出力電圧を安定化するた
めのループ制御回路とを備えるスイッチングレギュレー
タにおいて、前記低域フィルタは前記コンデンサに直列
接続された位相補償用の抵抗器と、この抵抗器に並列接
続されたリップル補償用のコンデンサとを備えている。
【００１４】また、前記コンデンサの容量値をスイッチ
ング周波数と制御ループ系のオープンループ利得が１の
時の周波数との指数目盛上の中間周波数でキャパシタン
スが前記抵抗器の抵抗値と等しくなるように設定しても
良い。
ング周波数と制御ループ系のオープンループ利得が１の
時の周波数との指数目盛上の中間周波数でキャパシタン
スが前記抵抗器の抵抗値と等しくなるように設定しても
良い。
【００１５】
【実施例】次に本発明の一実施例を図を参照して説明す
る。図１は本実施例のブロック図である。図１におい
て、直流電源１の電圧Ｖ1 は主トランジスタ１２と主ト
ランス３とによりパルス変換され、この変換されたパル
スはダイオード５，６で整流され、コイル４１とコンデ
ンサー４２，４４と抵抗器４３とで構成される低域フィ
ルタＬＰＦ４で平滑され、出力電圧Ｖ2 となり、負荷７
に供給される。出力電圧Ｖ2 を安定化させるために出力
電圧Ｖ2 はループ制御系を構成する誤差増巾器８に入力
され、ここの基準電圧と比較されその差分が検出されて
増巾される。増巾された誤差分はパルス巾変調回路９に
入力され、ここで発生されるスイッチング用パルスのパ
ルス巾を変調する。変調されたスイッチング用パルスは
ドライブ回路に入力されてパワーアップされ、ドライバ
ートランス１１を介して主トランジスタ１３を駆動す
る。
る。図１は本実施例のブロック図である。図１におい
て、直流電源１の電圧Ｖ1 は主トランジスタ１２と主ト
ランス３とによりパルス変換され、この変換されたパル
スはダイオード５，６で整流され、コイル４１とコンデ
ンサー４２，４４と抵抗器４３とで構成される低域フィ
ルタＬＰＦ４で平滑され、出力電圧Ｖ2 となり、負荷７
に供給される。出力電圧Ｖ2 を安定化させるために出力
電圧Ｖ2 はループ制御系を構成する誤差増巾器８に入力
され、ここの基準電圧と比較されその差分が検出されて
増巾される。増巾された誤差分はパルス巾変調回路９に
入力され、ここで発生されるスイッチング用パルスのパ
ルス巾を変調する。変調されたスイッチング用パルスは
ドライブ回路に入力されてパワーアップされ、ドライバ
ートランス１１を介して主トランジスタ１３を駆動す
る。
【００１６】即ち、出力電圧Ｖ2 はこのループ制御系で
その誤差電圧が検出され、その誤差電圧がスイッチング
パルスの中を変化させることにより電圧制御される。例
えば、出力電圧Ｖ2 が高い方向に変化した時は、スイッ
チングパルス巾は狭くなり出力電圧Ｖ2 を低い方向に制
御して安定化している。
その誤差電圧が検出され、その誤差電圧がスイッチング
パルスの中を変化させることにより電圧制御される。例
えば、出力電圧Ｖ2 が高い方向に変化した時は、スイッ
チングパルス巾は狭くなり出力電圧Ｖ2 を低い方向に制
御して安定化している。
【００１７】ＬＰＦ４において、抵抗器４３とコンデン
サ４４とは低域フィルタのコイル４１とコンデンサ４２
とによる位相回転を防止し、制御ループの位相特性を補
償するためのものである。図２で示した従来例との差異
はこのコンデンサ４４を微小抵抗値の抵抗器４３に並列
接続した点にある。このコンデンサ４４は位相補償用と
して挿入された抵抗器４３の両端に発生するリップル電
圧を抑圧するためのものである。
サ４４とは低域フィルタのコイル４１とコンデンサ４２
とによる位相回転を防止し、制御ループの位相特性を補
償するためのものである。図２で示した従来例との差異
はこのコンデンサ４４を微小抵抗値の抵抗器４３に並列
接続した点にある。このコンデンサ４４は位相補償用と
して挿入された抵抗器４３の両端に発生するリップル電
圧を抑圧するためのものである。
【００１８】その容量値Ｃ2 は抵抗器４３の抵抗値ｒに
対して、リップルを抑えるためにスイッチング周波数ｆ
0 の時はキャパシタンス（１／２πｆ0 Ｃ2 ）を充分小
さく、また制御ループ系のオープンループ利得が１附近
の周波数ｆ2 では位相補償のためにキャパシタンス（１
／２πｆ2 Ｃ2 ）を充分大きくなるような値に決められ
る。即ち、ｒ＞＞１／２πｆ0 Ｃ2 でかつｒ＜＜１／２
πｆ2 Ｃ2 であるので、結局ｆ0 とｆ2 との対数目盛上
の中間周波数でキャパシタンスがｒと等しくなれば良
い。従って、
対して、リップルを抑えるためにスイッチング周波数ｆ
0 の時はキャパシタンス（１／２πｆ0 Ｃ2 ）を充分小
さく、また制御ループ系のオープンループ利得が１附近
の周波数ｆ2 では位相補償のためにキャパシタンス（１
／２πｆ2 Ｃ2 ）を充分大きくなるような値に決められ
る。即ち、ｒ＞＞１／２πｆ0 Ｃ2 でかつｒ＜＜１／２
πｆ2 Ｃ2 であるので、結局ｆ0 とｆ2 との対数目盛上
の中間周波数でキャパシタンスがｒと等しくなれば良
い。従って、
【００１９】
【００２０】となり、この式により計算される。一方、
抵抗器４３の抵抗値ｒは図２において説明したように通
常、オープンループ利得１附近の周波数ｆ2 で位相補償
を行うものとしてｒ＝１／２πｆ2 Ｃで決定される。
抵抗器４３の抵抗値ｒは図２において説明したように通
常、オープンループ利得１附近の周波数ｆ2 で位相補償
を行うものとしてｒ＝１／２πｆ2 Ｃで決定される。
【００２１】このように決定された抵抗器４３とコンデ
ンサ４４において、低域フィルタのコイル４１の定数値
をＬ、コンデンサ４２の定数値をＣとした時に制御ルー
プ系の位相特性は図３に示す通りである。周波数が上昇
して低域フィルタのＬ、Ｃで支配される領域では、
ンサ４４において、低域フィルタのコイル４１の定数値
をＬ、コンデンサ４２の定数値をＣとした時に制御ルー
プ系の位相特性は図３に示す通りである。周波数が上昇
して低域フィルタのＬ、Ｃで支配される領域では、
【００２２】
【００２３】で位相遅れは９０°となり、抵抗器４３、
コンデンサ４４がなく、更に周波数が上がれば位相遅れ
は曲線（ロ）で示すように１８０度に達して不安定状態
となる。抵抗器４３が挿入された状態では曲線（ハ）の
ようになりｆ2 ＝１／２πｒＣで１３５度付近となり位
相補償され、更に周波数が上昇すれば９０度に達する。
コンデンサ４４がなく、更に周波数が上がれば位相遅れ
は曲線（ロ）で示すように１８０度に達して不安定状態
となる。抵抗器４３が挿入された状態では曲線（ハ）の
ようになりｆ2 ＝１／２πｒＣで１３５度付近となり位
相補償され、更に周波数が上昇すれば９０度に達する。
【００２４】更にコンデンサ４４が付加された状態では
曲線（イ）の状態となり、曲線（ロ）と（ハ）の中間の
曲線となる。即ち、ｆ2 で充分位相補償されて最に周波
数が上がりスイッチング周波数ｆ0 以上で１８０度に接
近する。一方利得特性は通常図４に示す特性を有し、ｆ
2 で利得１、スイッチ周波数ｆ0 附近では減衰域で１以
下であるので、この領域で位相が１８０度となっても問
題はない。
曲線（イ）の状態となり、曲線（ロ）と（ハ）の中間の
曲線となる。即ち、ｆ2 で充分位相補償されて最に周波
数が上がりスイッチング周波数ｆ0 以上で１８０度に接
近する。一方利得特性は通常図４に示す特性を有し、ｆ
2 で利得１、スイッチ周波数ｆ0 附近では減衰域で１以
下であるので、この領域で位相が１８０度となっても問
題はない。
【００２５】通常スイッチング周波数ｆ0 は数１０ＫＨ
ｚ〜数百ＫＨｚであり、オープンループ利得１の時の周
波数ｆ2 はｆ0 ／１００〜５００に設定される。従っ
て、コンデンサ４４のＣ2 も先に述べたように決定され
るので、抵抗器４３の両端に発生する周波数ｆ0 におけ
るリップル電圧は充分抑圧され、出力電圧Ｖ2 のリップ
ルは、大きくなることはない。
ｚ〜数百ＫＨｚであり、オープンループ利得１の時の周
波数ｆ2 はｆ0 ／１００〜５００に設定される。従っ
て、コンデンサ４４のＣ2 も先に述べたように決定され
るので、抵抗器４３の両端に発生する周波数ｆ0 におけ
るリップル電圧は充分抑圧され、出力電圧Ｖ2 のリップ
ルは、大きくなることはない。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グレギュレータは、低域フィルターのコンデンサーと直
列に接続された位相補償用の抵抗に対して並列にコンデ
ンサーを付加し、その定数値を適切に設定することによ
り、出力電圧のリップルを大きくすることなくオープン
ループ利得が１付近の周波数において充分な位相補償が
なされ、制御ループが安定化されるという効果がある。
グレギュレータは、低域フィルターのコンデンサーと直
列に接続された位相補償用の抵抗に対して並列にコンデ
ンサーを付加し、その定数値を適切に設定することによ
り、出力電圧のリップルを大きくすることなくオープン
ループ利得が１付近の周波数において充分な位相補償が
なされ、制御ループが安定化されるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【図３】図１の位相特性を示す特性図である。
【図４】図１の利得特性を示す特性図である。
１ 直流電源 ２ 入力コンデンサ ３ 主トランス ４ ＬＰＦ ５，６ ダイオード ７ 負荷 ８ 誤差増巾器 ９ パルス巾変調器 １０ ドライブ回路 １１ ドライバートランス ４１ コイル ４２，４４ コンデンサ ４３ 抵抗器
Claims (2)
- 【請求項１】 入力電圧をパルスに変換するスイッチン
グ回路と前記パルスを整流するダイオードとこの整流出
力を平滑するコイルとコンデンサとで構成された低域フ
ィルタとこの低減フィルタの出力電圧を安定化するため
のループ制御回路とを備えるスイッチングレギュレータ
において、前記低域フィルタは前記コンデンサに直列接
続された位相補償用の抵抗器と、この抵抗器に並列接続
されたリップル補償用のコンデンサとを備えることを特
徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 前記コンデンサの容量値をスイッチング
周波数と制御ループ系のオープンループ利得が１の時の
周波数との対数目盛上の中間周波数でキャパシタンスが
前記抵抗器の抵抗値と等しくなるように設定することを
特徴とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5952694A JP2833993B2 (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5952694A JP2833993B2 (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07274495A JPH07274495A (ja) | 1995-10-20 |
| JP2833993B2 true JP2833993B2 (ja) | 1998-12-09 |
Family
ID=13115815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5952694A Expired - Fee Related JP2833993B2 (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2833993B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7446516B2 (en) | 2005-08-19 | 2008-11-04 | O2 Micro International Limited | DC/DC converter with improved stability |
| JP2011078159A (ja) * | 2009-09-29 | 2011-04-14 | Nihon Ceratec Co Ltd | ローゼン型単層圧電トランス用の自励発振回路 |
-
1994
- 1994-03-29 JP JP5952694A patent/JP2833993B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07274495A (ja) | 1995-10-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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