JPH0216862Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は、トランジスタのチヨツパ制御によ
り溶接負荷への供給直流を制御する直流アーク溶
接機の制御装置に関し、溶接負荷のインピーダン
スの急変時にも供給直流の過出力を防止してトラ
ンジスタの破損などを防止するとともに、溶接負
荷のインピーダンスの高、低によらずアーク音を
ほぼ一定にすることを目的とする。

従来、直流アーク溶接機のアーク特性を改善す
るために、直流電源と溶接負荷との間に制御用の
トランジスタを設け、該トランジスタの動作によ
り溶接負荷への供給直流を制御することが行なわ
れている。

そして制御用のトランジスタを能動領域で使用
し、いわゆるシリーズレギユレータ方式により溶
接負荷への供給直流を制御する場合は、トランジ
スタの入力電圧と出力電圧との差に応じたトラン
ジスタのインピーダンス変化を利用して制御を行
うため、トランジスタによる損失が大きく効率が
低下するとともに、トランジスタに大電力用トラ
ンジスタを用いる必要があり、装置が大型化して
高価になる。

そこで制御用のトランジスタによる損失を少な
くして効率の向上を図るために、トランジスタを
スイツチング動作させ、トランジスタのチヨツパ
制御により供給直流を制御することが考案されて
いる。

そしてチヨツパ制御により供給直流を定電流制
御する従来の直流アーク溶接機の制御装置は第１
図に示すように構成され、交流源１の交流がダイ
オードブリツジの整流回路２により整流されると
ともに、整流回路２の整流出力が平滑用コンデン
サ３により平滑され、コンデンサ３の両端にそれ
ぞれ接続された正、負電源端子４ａ，４ｂから電
源直流が出力される。なお、破線の構成により直
流電源５が形成されている。

さらに、正電源端子４ａにNPN型の制御用の
トランジスタ６のコレクタが接続され、トランジ
スタ６のオン期間には、トランジスタ６のコレク
タ、エミツタを介した電流が平滑用リアクトル
７、正出力端子８ａ、溶接負荷、負出力端子８
ｂ、電流検出器９を介して負電源端子４ｂに流れ
る。

また、トランジスタ６のオフ期間には、リアク
トル７の蓄積エネルギーにもとづく電流が、正出
力端子８ａ、溶接負荷、負出力端子８ｂ、電流検
出器９を介してバイパス用ダイオード１０に流れ
る。

一方、電流検出器９は通電電流に比例した電圧
の検出信号をパルス幅変調回路（以下PWM回路
と称する）１１に出力する。

そしてPWM回路１１はPWM用集積回路を用
いて第２図に示すように構成され、検出器９の検
出信号が入力抵抗１２を介して演算増幅器１３の
反転入力端子（−）に入力されるとともに、定電
流値設定用基準電源１４の定電流値基準信号が入
力抵抗１５を介して演算増幅器１３の非反転入力
端子（＋）に入力される。

ところで演算増幅器１３の反転入力端子（−）
と出力端子との間に利得設定用抵抗１６が接続さ
れるとともに、抵抗１６に並列に積分用抵抗１
７、積分用コンデンサ１８の直列回路が設けられ
ている。

したがつて増幅器１３が定電流値基準信号にも
とづいて検出信号を差動増幅するとともに、抵抗
１６，１７およびコンデンサ１８の積分回路の動
作により、検出信号の急変動に対する増幅器１３
の出力信号の追従変化が防止され、増幅器１３、
抵抗１６，１７、コンデンサ１８により検出信号
の平均演算にもとづく積分処理が行なわれる。

そして増幅器１３の出力信号、すなわち第３図
ａの実線Ａに示すようにゆるやかに変化する積分
検出信号が比較器１９の反転入力端子（−）に出
力される。

また、比較器１９の非反転入力端子（＋）には
第３図ａの実線Ｂに示す一定周波数の鋸波信号が
入力され、比較器１９により積分検出信号のレベ
ルと鋸波信号のレベルとが比較され、比較回路１
９からアンドゲート２０の一方の入力端子に、鋸
波信号のレベルが積分検出信号のレベルより高い
間のみハイレベル（以下“１”と称する）になる
検出パルス信号が出力される。

さらに、鋸波信号が比較器２１の非反転入力端
子（＋）に入力されるとともに、比較器２１の反
転入力端子（−）に基準パルス信号のローレベル
期間設定用基準電源２２の期間設定用基準信号、
すなわち第３図ａの実線Ｃに示す一定レベルVt
の期間設定用基準信号が入力され、比較器２１か
らアンドゲート２０の他方の入力端子に、鋸波信
号のレベルが期間設定用基準信号のレベルVtよ
り高い間にのみ“１”になる一定周波数の基準信
号としての基準パルス信号が出力される。

そしてアンドゲート２０からNPN型のバツフ
ア用のトランジスタ２３のベースに、第３図ｂに
示すパルス信号、すなわち検出パルス信号により
基準パルス信号をパルス幅変調したパルス信号が
出力され、該変調パルス信号によりトランジスタ
２３がスイツチング動作し、トランジスタ２３の
ベースからエミツタを介してドライバ回路２４に
変調パルス信号が出力される。なお、トランジス
タ２３のコレクタに正電圧が印加されるととも
に、トランジスタ２３のエミツタが抵抗２５を介
してアースされている。また、図中の“０”はロ
ーレベルを示す。

さらに、ドライバ回路２４は入力された変調パ
ルス信号にもとづき、変調パルス信号の波形の駆
動信号をトランジスタ６のベースに出力し、トラ
ンジスタ６のスイツチング動作が駆動信号により
制御される。

そして変調パルス信号の最大パルス幅が基準パ
ルス信号により設定されるととともに、積分検出
信号のレベルが高くなる程変調パルス信号のパル
ス幅が狭くなり、トランジスタ６のスイツチング
動作にもとづくチヨツパ制御により供給直流が定
電流制御され、このとき溶接負荷のインピーダン
スの高、低にかかわらず、基準パルス信号の周波
数にもとづく高周波数でトランジスタ６がスイツ
チング動作するため、トランジスタ６の電力損失
が少なくなつて効率が向上し、しかも、溶接負荷
のインピーダンスの高、低にかかわらずアーク音
をほぼ一定にすることができる。

しかし、抵抗１７、コンデンサ１８の積分要素
を有するPWM回路１１のみによりトランジスタ
６のスイツチング動作を制御するため、変調パル
ス信号のパルス幅が広いとき、すなわち溶接負荷
が高インピーダンスのときに、溶接負荷が低イン
ピーダンスに急変動しても積分検出信号が追従変
化せず、変調パルス信号のパルス幅が広い状態に
保持され、トランジスタ６のコレクタからエミツ
タに過大な電流が流れてトランジスタ６が破損す
るととに、溶接に悪影響を与える。

ところで積分要素を用いなければ溶接負荷の急
変動に追従してトランジスタ６のスイツチング動
作を制御できるため、PWM回路１１の代わりに
第４図に示すように上限しきい値レベルVaおよ
び下限しきい値レベルVbを有する比較回路２６
を設け、検出信号によりトランジスタ６のスイツ
チング動作を直接制御することが考えられる。

なお、比較回路２６は演算増幅器を用いたシユ
ミツトトリガ回路などにより構成され、非反転入
力端子（＋）に検出信号が入力されるとともに反
転入力端子（−）に定電流値設定用基準信号が入
力される。

そして検出信号が第５図の実線に示すように変
化した場合、検出信号のレベルが下限しきい値レ
ベルVbから上限しきい値レベルVaに上昇するま
での期間Ta，Ta′にハイレベルになるとともに、
検出信号のレベルが上限しきい値レベルVaから
下限しきい値レベルVbに低下するまでの期間
Tb，Tb′にローレベルになる制御パルス信号を
形成し、該制御パルス信号をドライバ回路２４に
出力してトランジスタ６のスイツチング動作を制
御する。

なお、検出信号のレベルが上限しきい値レベル
Vaに上昇するまでの期間Ta，Ta′は、溶接負荷
のインピーダンスによらずほぼ一定であるが、検
出信号のレベルが下限しきい値レベルVbに低下
するまでの期間Tb，Tb′は、溶接負荷が高イン
ピーダンスのときに短く、低インピーダンス機の
ときに長くなる。

また、第５図のTa，Tb，Thは溶接負荷が高
インピーダンスのときのトランジスタ６のオン期
間、オフ期間およびスイツチング動作の１周期を
それぞれ示し、同図のTa′，Tb′，Tlは溶接負荷
が低インピーダンスのときのトランジスタ６のオ
ン期間、オフ期間およびスイツチング動作の１周
期をそれぞれ示す。

そして第４図の場合は、溶接負荷のインピーダ
ンスの急変動に追従して検出信号のレベルが変化
するため、制御パルス信号のパルス幅が溶接負荷
のインピーダンス機の急変動に追従して変化し、
とくに溶接負荷が高インピーダンスから低インピ
ーダンスに急変動した場合にはトランジスタ６の
オフ期間が溶接負荷の急変動に追従して長くなつ
てトランジスタ６のパルス幅が相対的に短くな
り、トランジスタ６のコレクタからエミツタに過
大な電流が流れず、トランジスタ６の破損などは
防止される。

ところでトランジスタ６のオフにもとづき供給
直流の電流が下限値レベルの電流に減少するまで
の期間は、溶接負荷のインピーダンスの高、低に
従つて変化し、第５図に示すようにトランジスタ
６の動作周波数が溶接負荷のインピーダンスの
高、低の逆に変化する。

そして、トランジスタ６の動作周波数に相当す
る期間Ta，Ta′，Tb，Tb′が両しきい値レベル
Va，Vbにより設定されるとともに、両しきい値
レベルVa，Vbのレベル差を小さくすると動作が
不安定になるため、両しきい値レベルVa，Vbの
レベル差は安定な動作が得られる所定レベル差以
上に設定されている。

そのため、トランジスタ６の動作周波数を
PWM回路１１を設けた場合のように高くするこ
とが困難で低周波のアーク音が発生するととも
に、溶接負荷の変動にもとづくトランジスタ６の
動作周波数の変動でアーク音が変化し、とくに、
アーク音の変化が非常に耳障りであるため使用者
に不快感を与える。

この考案は、前記の点に留意してなされたもの
であり、直流電源と溶接負荷との間に設けられた
トランジスタのチヨツパ制御により前記負荷への
供給直流を制御する直流アーク溶接機の制御装置
において、 前記供給直流の電流または電圧を検出して検出
信号を出力する検出手段と、 前記検出信号と一定周波数の基準信号とにもと
づくパルス幅変調処理により変調パルス信号を出
力するパルス幅変調回路と、 前記検出信号と過出力防止用の設定値信号とを
比較する比較回路と、 前記変調パルス信号と前記比較回路の出力信号
とが入力されるラツチ回路と、 前記供給直流の過出力時に前記ラツチ回路の出
力信号でオフして前記変調パルス信号のパルス幅
を制限補正するアンドゲートと、 前記アンドゲートの出力信号にもとづくスイツ
チング制御用の駆動信号を前記トランジスタに供
給するドライバ回路とを備えた直流アーク溶接機
の制御装置を提供するものである。

したがつて、この考案の直流アーク溶接機の制
御装置によると、供給直流の過出力時以外はパル
ス幅変調回路の一定周波数の変調パルス信号をそ
のままドライバ回路に供給してトランジスタのス
イツチング動作を制御し、過出力時にアンドゲー
トのオフにもとづき直ちに変調パルス信号のパル
ス幅を制限補正するため、溶接負荷のインピーダ
ンスの急変動により過出力になつたときに、ドラ
イバ回路に供給する変調パルス信号のパルス幅を
直ちに制限してトランジスタをオフし、このトラ
ンジスタの破損などを防止することができるとと
もに、第１図および第２図の場合と同様に、溶接
負荷のインピーダンスの高、低にかかわらずアー
ク音をほぼ一定に制御できるものである。

つぎに、この考案を、その実施例を示した第６
図以下の図面とともに詳細に説明する。

まず、１実施例を示した第６図および第７図に
ついて説明する。

第６図において、第１図ないし第５図と同一記
号は同一もしくは相当するものを示し、PWM回
路１１に検出手段を形成する電流検出器９の検出
信号と定電流値設定用基準電源１４の定電流値基
準信号とが入力され、PWM回路１１からパルス
幅補正部２７に第７図ａの検出信号にもとづく同
図ｂの変調パルス信号が出力される。

なお、第７図ｂにおいてパルス幅の狭いときは
溶接負荷のインピーダンスが低く、また、パルス
幅の広いときは溶接負荷のインピーダンスが高い
ときを示す。

そしてパルス幅補正部２７が２個のナンドゲー
ト２８，２９のラツチ回路３０および出力用のア
ンドゲート３１とからなり、変調パルス信号が一
方のナンドゲート２８およびアンドゲート３１に
入力される。

一方、電流検出器９の検出信号が比較回路を形
成する比較器３２の反転入力端子（−）に入力さ
れるとともに、比較器３２の非反転入力端子
（＋）に過電流値設定用基準電源３３の設定値信
号が入力される。

なお、設定値信号のレベルは第１図の制御用の
トランジスタ６の過電流遮断レベルに設定されて
いる。

そして検出信号のレベルが設定値信号のレベル
より高い間、すなわちトランジスタ６のコレクタ
からエミツタに流れる電流が過電流より少ない間
は、第７図ｃに示すように比較器３２の出力信号
が“１”になる。

また、比較器３２の出力信号はラツチ回路３０
に設けられた他方のナンドゲート２９に入力さ
れ、ラツチ回路３０は変調パルス信号をリセツト
信号、比較器３２の入力信号をセツト信号として
動作し、比較器３２の出力信号が“０”かつ変調
パルス信号が“１”のときにのみラツチ回路３０
の出力信号が“０”になる。

そしてラツチ回路３０の出力信号がアンドゲー
ト３１に入力され、ラツチ回路３０の出力信号が
“１”のとき、すなわち検出信号のレベルが設定
値信号のレベルより低いときは第７図ｄに示すよ
うに、アンドゲート３１の出力パルス信号は変調
パルス信号の波形になる。

さらに、アンドゲート３１の出力パルス信号が
第１図のドライバ回路２４に入力され、アンドゲ
ート３１の出力パルス信号にもとづくドライバ回
路２４の駆動信号によりトランジスタ６のスイツ
チング動作が制御される。

すなわち、溶接負荷への供給直流が過電流にな
るまでの間は、PWM回路１１の変調パルス信号
からなるアンドゲート３１の出力パルス信号によ
りトランジスタ６のスイツチング動作が制御さ
れ、供給直流の電流特性が定電流設定値信号にも
とづく定電流特性に制御される。

つぎに、溶接負荷のインピーダンスが低インピ
ーダンスに急変動して供給直流の電流が過電流に
なると、検出信号のレベルが溶接負荷のインピー
ダンスの急変に追従して変化し、このとき検出信
号のレベルが設定値信号のレベルより高くなり、
比較器３２の出力信号のレベルが第７図ｃに示す
ように直ちに“０”に変化する。

一方、PWM回路１１の積分検出信号は第２図
の抵抗１７、コンデンサ１８の積分要素のために
変化せず、変調パルス信号は第７図ｂに示すよう
に溶接負荷のインピーダンスの急変動にかかわら
ず溶接負荷のインピーダンスが高いときのパルス
幅の信号に保持される。

そこでトランジスタ６がオンしているときに、
たとえば溶接負荷のインピーダンスが高インピー
ダンスから低インピーダンスに急変動すれば、比
較器３２の出力信号が“０”かつ変調パルス信号
が“１”になり、ラツチ回路３０の出力信号が直
ちに“０”になる。

そしてラツチ回路３０の出力信号が“０”にな
ると、第７図ｃに示すようにアンドゲート３１の
出力信号が“０”になつてトランジスタ６がオフ
し、トランジスタ６のコレクタからエミツタへの
電流は遮断され、供給直流の電流が減少変化す
る。

ところで供給直流の電流の減少により検出信号
のレベルが設定値信号のレベルより低下すると、
比較器３２の出力信号は直ちに“１”に変化する
が、このとき変調パルス信号が“１”であればラ
ツチ回路３０の出力信号は“０”に保持され、基
準パルス信号にもとづいて変調パルス信号がつぎ
に“０”から“１”に変化したときに出力パルス
信号が“１”に反転する。

すなわち、トランジスタ６がオンしているとき
に、溶接負荷のインピーダンスが高インピーダン
スから低インピーダンスに急変動して過電流が流
れ始めると、比較器３２の出力信号にもとづくラ
ツチ回路２９の出力信号の“１”から“０”への
変化により、アンドゲート３１の出力パルス信号
が直ちに“０”に変化して出力パルス信号のパル
ス幅が第７図ｄに示すように、同図ｂの変調パル
ス信号のパルス幅より短いパルス幅に制限補正さ
れ、トランジスタ６が直ちにオフして過電流によ
るトランジスタ６の破損などが防止される。な
お、溶接負荷のインピーダンスが低インピーダン
スのときにさらに低インピーダンスに急変動すれ
ば、同様の動作により出力パルス信号のパルス幅
が可変制御されるのは勿論である。

また、基準パルス信号にもとづく変調パルス信
号によりトランジスタ６の動作周波数が制御され
るため、第１図および第２図の場合と同様に、溶
接負荷のインピーダンスの高、低にかかわらずト
ランジスタ６の動作周波数がほぼ一定に制御され
てアーク音がほぼ一定になり、使用者に不快感を
与えることがない。

さらに供給直流の電流が過出力前の電流に減少
したときは、比較器３２の出力信号が“０”から
“１”に変化した後の変調パルス信号の“０”か
ら“１”の変化に同期して出力パルス信号が
“１”になり、設定値信号のレベルを定電流値基
準信号のレベルに近いレベルに設定して高精度の
制御を行なつても、トランジスタ６の動作周波数
が異常に高くならず、安定した制御を行なうこと
ができる。

したがつて、前記実施例によるとトランジスタ
６のチヨツパ制御により溶接負荷への供給直流を
定電流制御することができ、トランジスタ６によ
る損失を少なくするとともに小型化して安価にで
きるとともに、溶接負荷のインピーダンスの急変
動時による過出力を防止して過出力時のトランジ
スタ６の破損などを防止することができ、さら
に、溶接負荷のインピーダンスにかかわらずトラ
ンジスタ６をほぼ一定の動作周波数で制御してア
ーク音の変動を防止することができるものであ
る。

また、設定値信号のレベルを定電流値基準信号
のレベルに近いレベルに設定して高精度の制御を
行なうことができるものである。

なお、設定値信号のレベルを定電流値基準信号
のレベルに近いレベルに設定したりすると、比較
器３２の出力信号が不安定になる恐れがあるた
め、この場合は、比較器３２の代わりにシユミツ
トトリガ回路などからなる比較回路、たとえば第
４図の比較回路２６の両しきい値レベルVa，Vb
より小さなレベル差の２しきい値レベルを有する
比較回路を設けて構成する。

ところで前記実施例の場合は、供給直流の定電
流値を変更する場合、定電流値用基準電源１４と
過出力値設定用基準電源３３とを調整する必要が
ある。

そこで定電流値と過電流値との差電流値が、定
電流値を変更しても変化しない場合は、第８図に
示すように、過電流値設定用基準電源３３の代わ
りに差電流値設定用基準電源３４と、基準電源１
４の定電流値基準信号と基準電源３４の差電流値
信号を加算して設定値信号を形成する加算器３５
とを設ければ、定電流値を変更するときに、基準
電源１４のみを調整して設定された各電流値それ
ぞれの制御を行なうことができ、調整操作を非常
に簡素化できる。

なお、前記実施例では供給直流を定電流制御す
る場合について説明したが、電流検出器の代わり
に電圧検出器を用いて供給直流を定電圧制御する
場合にも適用できるのは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直流アーク溶接機の制御装置の
１例のブロツク図、第２図は第１図のパルス幅変
調回路の結線図、第３図ａ，ｂは第２図の動作説
明用の波形図、第４図は従来の直流アーク溶接機
の制御装置の他の例のブロツク図、第５図は第４
図の動作説明用の波形図、第６図以下の図面はこ
の考案の直流アーク溶接機の制御装置の実施例を
示し、第６図は１実施例の要部のブロツク図、第
７図ａ〜ｄは第６図の動作説明用の波形図、第８
図は他の実施例の一部のブロツク図である。 ５……直流電源、６……トランジスタ、８ａ，
８ｂ……正、負出力端子、９……電流検出器、１
１……パルス幅変調回路、２４……ドライバ回
路、２７……パルス幅補正部、３２……比較器、
３３……過電流値設定用基準電源、３４……差電
流値設定用基準電源、３５……加算器。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 直流電源と溶接負荷との間に設けられたトラン
   ジスタのチヨツパ制御により前記負荷への供給直
   流を制御する直流アーク溶接機の制御装置におい
   て、 前記供給直流の電流または電圧を検出して検出
   信号を出力する検出手段と、 前記検出信号と一定周波数の基準信号とにもと
   づくパルス幅変調処理により変調パルス信号を出
   力するパルス幅変調回路と、 前記検出信号と過出力防止用の設定値信号とを
   比較する比較回路と、 前記変調パルス信号と前記比較回路の出力信号
   とが入力されるラツチ回路と、 前記供給直流の過出力時に前記ラツチ回路の出
   力信号でオフして前記変調パルス信号のパルス幅
   を制限補正するアンドゲートと、 前記アンドゲートの出力信号にもとづくスイツ
   チング制御用の駆動信号を前記トランジスタに供
   給するドライバ回路と を備えた直流アーク溶接機の制御装置。