JP3030076B2 - 電流制御回路 - Google Patents
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- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電磁石を使用した電気式アクチュエータを
電流により駆動する電流制御回路に関するものである。
電流により駆動する電流制御回路に関するものである。
一般に電磁石を使用した電気式アクチュエータはその
動作が電流によって制御される。したがってその電流値
が正確に制御できないとアクチュエータの動作が保障で
きない。例えば多くの自動車に使用されているエンジン
の吸入空気量を制御するアイドル・スピード・コントロ
ール（ISC）のアクチュエータなどにおいて、使用され
る駆動回路は、トランジスタを一定周期でオン・オフ
し、そのON（オン）時間とOFF（オフ）時間の比（以後
デューティと呼ぶ）で平均電流を一定に保つもので、第
３図に示すような回路が用いられていた。
動作が電流によって制御される。したがってその電流値
が正確に制御できないとアクチュエータの動作が保障で
きない。例えば多くの自動車に使用されているエンジン
の吸入空気量を制御するアイドル・スピード・コントロ
ール（ISC）のアクチュエータなどにおいて、使用され
る駆動回路は、トランジスタを一定周期でオン・オフ
し、そのON（オン）時間とOFF（オフ）時間の比（以後
デューティと呼ぶ）で平均電流を一定に保つもので、第
３図に示すような回路が用いられていた。
第３図において、１は入力端子であり、マイクロプロ
セッサなどからのパルス信号が入力される。２はパワー
トランジスタであり、入力パルス信号により駆動され
る。３はアクチュエータのコイルであり、パワートラン
ジスタ２により駆動される。５はトランジスタ２のオフ
時にコイル３の電流を流すためのダイオードであり、21
はコイル３に電源供給するバッテリーである。
セッサなどからのパルス信号が入力される。２はパワー
トランジスタであり、入力パルス信号により駆動され
る。３はアクチュエータのコイルであり、パワートラン
ジスタ２により駆動される。５はトランジスタ２のオフ
時にコイル３の電流を流すためのダイオードであり、21
はコイル３に電源供給するバッテリーである。
上記構成において、コイル３に流れる電流は、入力パ
ルスによってパワートランジスタ２がオンの時上昇し、
オフの時、ダイオード５を通して減少するが、入力パル
スの周期が速い場合は入力パルスのデューティによって
平均電流が制御されるようになっている。
ルスによってパワートランジスタ２がオンの時上昇し、
オフの時、ダイオード５を通して減少するが、入力パル
スの周期が速い場合は入力パルスのデューティによって
平均電流が制御されるようになっている。
しかし、このような従来の回路は、電源電圧の変動や
通電による発熱でのコイル抵抗の変化などで、電流で変
化してしまう。従来はこのためマイクロプロセッサなど
からのデューティ出力を、電源電圧に応じて補正してい
るが、コイルの抵抗の変化については補正ができなかっ
たため、アクチュエータの動作が正確ではなかった。こ
のため高精度な吸入空気量制御ができないという問題点
があった。
通電による発熱でのコイル抵抗の変化などで、電流で変
化してしまう。従来はこのためマイクロプロセッサなど
からのデューティ出力を、電源電圧に応じて補正してい
るが、コイルの抵抗の変化については補正ができなかっ
たため、アクチュエータの動作が正確ではなかった。こ
のため高精度な吸入空気量制御ができないという問題点
があった。
また、例えば実開昭61−164515号、特開昭61−58490
号公報、特開昭61−173668号公報、実開昭55−82089号
などに参照されるように、アクチュエータへの指令値を
平滑した値とアクチュエータからの電流検出値を電圧に
変換したものとを比較する回路、アクチュエータの制御
において検出した電流の最大値を利用する回路、スイッ
チング手段がオンの時のみアクチュエータ電流を測定し
て電流制御を行う回路が提案されている。
号公報、特開昭61−173668号公報、実開昭55−82089号
などに参照されるように、アクチュエータへの指令値を
平滑した値とアクチュエータからの電流検出値を電圧に
変換したものとを比較する回路、アクチュエータの制御
において検出した電流の最大値を利用する回路、スイッ
チング手段がオンの時のみアクチュエータ電流を測定し
て電流制御を行う回路が提案されている。
しかしながら、上記文献に記載の回路によれば、直流
成分電圧とコンパレータのヒステリシスとを利用して出
力パルスを作成しており、また、過剰電流に対する保護
を目的としてピーク電流値を制御しているものの、平均
電流値については、電源電圧によるリップル変動の補正
が不可能なことから、高精度に平均電流値を制御するこ
とはできない。
成分電圧とコンパレータのヒステリシスとを利用して出
力パルスを作成しており、また、過剰電流に対する保護
を目的としてピーク電流値を制御しているものの、平均
電流値については、電源電圧によるリップル変動の補正
が不可能なことから、高精度に平均電流値を制御するこ
とはできない。
したがって、平均電流制御回路として、オン−オフ両
方の電流を検出するか、少なくとも最低電流点およびピ
ーク電流（最大電流点）を検出することが必要となり、
出力電流を帰還させるハーネスや、同相ノイズ除去率の
高い高価な検出回路を必要とし、結局、コストアップを
招くという問題点があった。
方の電流を検出するか、少なくとも最低電流点およびピ
ーク電流（最大電流点）を検出することが必要となり、
出力電流を帰還させるハーネスや、同相ノイズ除去率の
高い高価な検出回路を必要とし、結局、コストアップを
招くという問題点があった。
本発明は上記の問題点を解消するためになされたもの
で、電源電圧やコイル抵抗の変化に対して出力デューテ
ィを変化させることにより、常に一定の平均電流を維持
できる駆動回路を提供することを目的とする。
で、電源電圧やコイル抵抗の変化に対して出力デューテ
ィを変化させることにより、常に一定の平均電流を維持
できる駆動回路を提供することを目的とする。
本発明に係る電流駆動回路は、電磁石を有しこの電磁
石に流れる駆動電流により制御されるアクチュエータ
と、電磁石に駆動電流を供給する電源と、駆動電流の供
給経路に設けられたスイッチング手段と、駆動電流の供
給経路に設けられスイッチング手段の導通時における駆
動電流を検出する電流検出手段と、アクチュエータを駆
動するためのパルス信号を所定の時定数で平滑化させる
平滑化手段と、電流検出手段で検出した駆動電流の最大
値をスイッチング手段の制御信号に応じてホールドある
いはリセットするホールド手段と、平滑化手段の出力と
ホールド手段の出力とを比較する比較手段と、パルス信
号と比較手段の出力とを受けて論理和を出力すると共に
この論理和を制御信号としてスイッチング手段に供給す
る論理和手段とを設けたものである。
石に流れる駆動電流により制御されるアクチュエータ
と、電磁石に駆動電流を供給する電源と、駆動電流の供
給経路に設けられたスイッチング手段と、駆動電流の供
給経路に設けられスイッチング手段の導通時における駆
動電流を検出する電流検出手段と、アクチュエータを駆
動するためのパルス信号を所定の時定数で平滑化させる
平滑化手段と、電流検出手段で検出した駆動電流の最大
値をスイッチング手段の制御信号に応じてホールドある
いはリセットするホールド手段と、平滑化手段の出力と
ホールド手段の出力とを比較する比較手段と、パルス信
号と比較手段の出力とを受けて論理和を出力すると共に
この論理和を制御信号としてスイッチング手段に供給す
る論理和手段とを設けたものである。
本発明においては、平滑化手段の出力とホールド手段
の出力とを比較し、その比較結果に基づき電磁石に流れ
る駆動電流を制御するスイッチング手段をオン・オフ制
御することにより、電源電圧やアクチュエータのコイル
抵抗が変化しても、一定の平均電流を得ることができ
る。
の出力とを比較し、その比較結果に基づき電磁石に流れ
る駆動電流を制御するスイッチング手段をオン・オフ制
御することにより、電源電圧やアクチュエータのコイル
抵抗が変化しても、一定の平均電流を得ることができ
る。
以下、本発明を図に示す実施例について説明する。
第１図は本発明による電流制御回路の一実施例を示す
回路図であり、第１図において、第３図と同一符号を付
した部分は同一部分を示す。本実施例ではパワートラン
ジスタ２にFETトランジスタを使用しているが、適当な
ドライバを追加すれば通常のトランジスタでもよい。４
はアクチュエータのコイル３に流れる出力電流を検出す
る電流検出抵抗であり、６はこの電流検出抵抗４で電圧
に変換された電流値の最大値をホールドするピークホー
ルドアンプである。このピークホールドアンプ６は、ダ
イオード７と、ホールドのためのコンデンサ８と、リセ
ットのためのトランジスタ９と、電圧を増幅する差動ア
ンプ10および11と、アンプのゲインを決めるゲイン設定
抵抗12および13から構成されている。14は入力端子１よ
りのパルス信号を適当に平滑する平滑部であり、これは
平滑のための抵抗15とコンデンサ16からなる。これら抵
抗15とコンデンサ16を以後CRと略称する。17はバッファ
用の差動アンプである。18は電圧を比較する差動アンプ
であり、その負入力に差動アンプ11の出力が、正入力に
差動アンプ17の出力が接続されている。19はアンプ18の
ヒステリシスを決める抵抗である。20は入力端子１より
のパルス信号と差動アンプ18の出力が入力されるORロジ
ックであり、その出力がパワートランジスタ２に接続さ
れている。なお、第１図中22,23,24は各々の抵抗であ
る。
回路図であり、第１図において、第３図と同一符号を付
した部分は同一部分を示す。本実施例ではパワートラン
ジスタ２にFETトランジスタを使用しているが、適当な
ドライバを追加すれば通常のトランジスタでもよい。４
はアクチュエータのコイル３に流れる出力電流を検出す
る電流検出抵抗であり、６はこの電流検出抵抗４で電圧
に変換された電流値の最大値をホールドするピークホー
ルドアンプである。このピークホールドアンプ６は、ダ
イオード７と、ホールドのためのコンデンサ８と、リセ
ットのためのトランジスタ９と、電圧を増幅する差動ア
ンプ10および11と、アンプのゲインを決めるゲイン設定
抵抗12および13から構成されている。14は入力端子１よ
りのパルス信号を適当に平滑する平滑部であり、これは
平滑のための抵抗15とコンデンサ16からなる。これら抵
抗15とコンデンサ16を以後CRと略称する。17はバッファ
用の差動アンプである。18は電圧を比較する差動アンプ
であり、その負入力に差動アンプ11の出力が、正入力に
差動アンプ17の出力が接続されている。19はアンプ18の
ヒステリシスを決める抵抗である。20は入力端子１より
のパルス信号と差動アンプ18の出力が入力されるORロジ
ックであり、その出力がパワートランジスタ２に接続さ
れている。なお、第１図中22,23,24は各々の抵抗であ
る。
上記実施例の構成においてその動作を説明する。また
動作中の各部の電圧を第２図に示す。まず入力パルスａ
がハイレベル（以後「Ｈ」）に反転すると、パワートラ
ンジスタ２がオン（ON）状態となり、アクチュエータの
コイル３に電流が流れる。それとともに、平滑用のコン
デンサ16が第２図の波形ｃに示すように充電されそのCR
電圧が上昇してゆく。一方、電流検出抵抗４で電圧に変
換された電流値は、差動アンプ10をバッファとしてダイ
オード７を通してコンデンサ８に蓄えられるが、トラン
ジスタ９がオン状態のためコンデンサ８の電圧は第２図
の波形ｄに示すように電流値と同じとなり、抵抗12,13
より設定されたゲインだけ増幅し差動アンプ11より出力
される。この状態では差動アンプ11の出力電圧は差動ア
ンプ17の出力電圧より低いため、差動アンプ18の出力は
「Ｈ」状態になり、ORロジック20を通してパワートラン
ジスタ２を駆動する。そして入力パルスａがローレベル
（以後「Ｌ」）に反転すると、コンデンサ16の電圧は抵
抗15を通して波形ｃのように放電をはじめ、低下してゆ
く。それとともに、第２図の波形ｅに示すように、アク
チュエータのコイル３の電流が上昇してゆき、差動アン
プ11の出力電圧が差動アンプ17の出力電圧よりも高くな
ったとき、第２図中の破線で示した時刻ta（つまりパル
ス増加分PS）に波形ｂに示すように差動アンプ18の出力
は反転し「Ｌ」になり、パワートランジスタ２はオフ
（OFF）状態になる。この状態ではコイル３の電流はダ
イオード５を通じて流れ、徐々に減少してゆく。一定時
間後に再び入力パルスが「Ｈ」になり、上記動作を繰り
返す。これにより、第２図の波形ｅに示すようにコイル
３に流れる電流は入力パルスａのデューティによって制
御されることになる。
動作中の各部の電圧を第２図に示す。まず入力パルスａ
がハイレベル（以後「Ｈ」）に反転すると、パワートラ
ンジスタ２がオン（ON）状態となり、アクチュエータの
コイル３に電流が流れる。それとともに、平滑用のコン
デンサ16が第２図の波形ｃに示すように充電されそのCR
電圧が上昇してゆく。一方、電流検出抵抗４で電圧に変
換された電流値は、差動アンプ10をバッファとしてダイ
オード７を通してコンデンサ８に蓄えられるが、トラン
ジスタ９がオン状態のためコンデンサ８の電圧は第２図
の波形ｄに示すように電流値と同じとなり、抵抗12,13
より設定されたゲインだけ増幅し差動アンプ11より出力
される。この状態では差動アンプ11の出力電圧は差動ア
ンプ17の出力電圧より低いため、差動アンプ18の出力は
「Ｈ」状態になり、ORロジック20を通してパワートラン
ジスタ２を駆動する。そして入力パルスａがローレベル
（以後「Ｌ」）に反転すると、コンデンサ16の電圧は抵
抗15を通して波形ｃのように放電をはじめ、低下してゆ
く。それとともに、第２図の波形ｅに示すように、アク
チュエータのコイル３の電流が上昇してゆき、差動アン
プ11の出力電圧が差動アンプ17の出力電圧よりも高くな
ったとき、第２図中の破線で示した時刻ta（つまりパル
ス増加分PS）に波形ｂに示すように差動アンプ18の出力
は反転し「Ｌ」になり、パワートランジスタ２はオフ
（OFF）状態になる。この状態ではコイル３の電流はダ
イオード５を通じて流れ、徐々に減少してゆく。一定時
間後に再び入力パルスが「Ｈ」になり、上記動作を繰り
返す。これにより、第２図の波形ｅに示すようにコイル
３に流れる電流は入力パルスａのデューティによって制
御されることになる。
すなわち、リセットトランジスタ９は、オフ時におい
ては平滑用コンデンサ８をホールドすると共に、入力パ
ルスａの立ち上がりエッジに応答してオンすることによ
り、平滑用コンデンサ８をリセットする。
ては平滑用コンデンサ８をホールドすると共に、入力パ
ルスａの立ち上がりエッジに応答してオンすることによ
り、平滑用コンデンサ８をリセットする。
また、上記回路で電源電圧が低下した場合は、第２図
の波形e1に示すようにコイル３に流れる電流の上昇が遅
くなるため、差動アンプ11の出力電圧が第２図の波形d1
に示すように差動アンプ17の出力電圧を越える時間が遅
れ、その結果パワートランジスタ２のオン状態の時間が
長くなる。このパワートランジスタ２のオン状態の時間
は平滑部14のCRの時定数で調整することができ、そのCR
の時定数が大きい場合は、オン状態の時間の補正が大き
くなり、平均電流は電源電圧の高い場合より、電源電圧
の低い方が大きくなる。CRの時定数が適当な場合には、
オン状態の時間の補正が適当であり、電源電圧に関わら
ず平均電流が一定になる。CRの時定数が小さい場合には
オン状態の時間の補正が小さく、平均電流は電源電圧の
高い場合より、電源電圧の低い方が小さくなる。また、
アクチュエータのコイル３の抵抗が変化し電流の上昇が
遅くなった場合でも同様の補正を行い、平均電流を一定
に保つことができる。
の波形e1に示すようにコイル３に流れる電流の上昇が遅
くなるため、差動アンプ11の出力電圧が第２図の波形d1
に示すように差動アンプ17の出力電圧を越える時間が遅
れ、その結果パワートランジスタ２のオン状態の時間が
長くなる。このパワートランジスタ２のオン状態の時間
は平滑部14のCRの時定数で調整することができ、そのCR
の時定数が大きい場合は、オン状態の時間の補正が大き
くなり、平均電流は電源電圧の高い場合より、電源電圧
の低い方が大きくなる。CRの時定数が適当な場合には、
オン状態の時間の補正が適当であり、電源電圧に関わら
ず平均電流が一定になる。CRの時定数が小さい場合には
オン状態の時間の補正が小さく、平均電流は電源電圧の
高い場合より、電源電圧の低い方が小さくなる。また、
アクチュエータのコイル３の抵抗が変化し電流の上昇が
遅くなった場合でも同様の補正を行い、平均電流を一定
に保つことができる。
このように、アクチュエータコイル３のリップル波形
の変化に着目し、駆動信号の平滑波形を最適に調整する
ことにより、オン期間のみの出力電流検出回路を用い
て、高精度の電流制御回路を構成することができる。
の変化に着目し、駆動信号の平滑波形を最適に調整する
ことにより、オン期間のみの出力電流検出回路を用い
て、高精度の電流制御回路を構成することができる。
このとき、適正な時定数を有する平滑回路14は、入力
パルス信号を単に平均電圧にしているのみではなく、入
力パルスの周波数と出力ソレノイドのコイル時定数とに
基づいており、これにより、、入力パルス時間よりも、
電流補正分だけ出力パルスを伸ばすように調整する（第
２図参照）ことができる。
パルス信号を単に平均電圧にしているのみではなく、入
力パルスの周波数と出力ソレノイドのコイル時定数とに
基づいており、これにより、、入力パルス時間よりも、
電流補正分だけ出力パルスを伸ばすように調整する（第
２図参照）ことができる。
また、オン時のみの電流検出は、ピーク値と比較され
る電圧が直流成分ではなく三角波形状であるため、リッ
プルの大きさ（つまり、コイル電流の立ち上がりのカー
ブの時間的違い）に応じて、一定の電流に制御すること
ができる。すなわち、電源電圧が高くてリップルが大き
い場合には、CR電圧の三角波頂上付近の高い電圧でピー
ク値を制御し、電源電圧が低くてリップルが小さい場合
には、CR電圧の三角波すそ野の部分の低い電圧でピーク
値を制御することにより、一定電流に制御することがで
きる。
る電圧が直流成分ではなく三角波形状であるため、リッ
プルの大きさ（つまり、コイル電流の立ち上がりのカー
ブの時間的違い）に応じて、一定の電流に制御すること
ができる。すなわち、電源電圧が高くてリップルが大き
い場合には、CR電圧の三角波頂上付近の高い電圧でピー
ク値を制御し、電源電圧が低くてリップルが小さい場合
には、CR電圧の三角波すそ野の部分の低い電圧でピーク
値を制御することにより、一定電流に制御することがで
きる。
さらに、この発明は、出力電流のリップルが大きい場
合での制御に向いており、たとえば、空気量等を制御す
るリニアソレノイドバルブ等において、リップルにより
バルブに適度な振動が与えられることにより、ヒステリ
シスが小さくなる等の効果も奏する。このときの有効周
波数は、ソレノイドの仕様によっても異なるが、50Hz〜
500Hz程度の比較的低い周波数である。
合での制御に向いており、たとえば、空気量等を制御す
るリニアソレノイドバルブ等において、リップルにより
バルブに適度な振動が与えられることにより、ヒステリ
シスが小さくなる等の効果も奏する。このときの有効周
波数は、ソレノイドの仕様によっても異なるが、50Hz〜
500Hz程度の比較的低い周波数である。
以上述べたように本発明によれば、マイクロプロセッ
サのソフトウェアなどによる電源電圧の補正などを必要
とせず、アクチュエータのコイルに流れる出力電流を検
出してその平均電流が一定になるように出力のデューテ
ィを自ら調製するため、電源電圧の変動やコイル抵抗の
変化などの影響を受けない、電流制御精度の高い駆動回
路を提供でき、吸入空気量の制御が電源変動，コイル温
度の影響を受けず高精度に行なえる効果がある。
サのソフトウェアなどによる電源電圧の補正などを必要
とせず、アクチュエータのコイルに流れる出力電流を検
出してその平均電流が一定になるように出力のデューテ
ィを自ら調製するため、電源電圧の変動やコイル抵抗の
変化などの影響を受けない、電流制御精度の高い駆動回
路を提供でき、吸入空気量の制御が電源変動，コイル温
度の影響を受けず高精度に行なえる効果がある。
また、パワートランジスタはオン・オフのスイッチン
グ制御を行なうため、熱損失は小さく、ヒートシンク構
造は簡素となり安価な駆動回路が得られる効果がある。
グ制御を行なうため、熱損失は小さく、ヒートシンク構
造は簡素となり安価な駆動回路が得られる効果がある。
第１図は本発明の一実施例による電流制御回路の電気結
線図、第２図は上記実施例回路の動作を説明する各部の
電圧波形図、第３図は従来回路の電気結線図である。 １……入力端子、２……パワートランジスタ、３……ア
クチュエータコイル、４……電流検出抵抗、６……ピー
クホールドアンプ、８……ホールドコンデンサ、９……
リセットトランジスタ、10,11,17,18……差動アンプ、1
4……平滑部、15……平滑用抵抗、16……平滑用コンデ
ンサ、20……ORロジック、21……バッテリー。
線図、第２図は上記実施例回路の動作を説明する各部の
電圧波形図、第３図は従来回路の電気結線図である。 １……入力端子、２……パワートランジスタ、３……ア
クチュエータコイル、４……電流検出抵抗、６……ピー
クホールドアンプ、８……ホールドコンデンサ、９……
リセットトランジスタ、10,11,17,18……差動アンプ、1
4……平滑部、15……平滑用抵抗、16……平滑用コンデ
ンサ、20……ORロジック、21……バッテリー。
Claims (1)
- 【請求項１】電磁石を有しこの電磁石に流れる駆動電流
により制御されるアクチュエータと、 前記電磁石に前記駆動電流を供給する電源と、 前記駆動電流の供給経路に設けられたスイッチング手段
と、 前記駆動電流の供給経路に設けられ前記スイッチング手
段の導通時における前記駆動電流を検出する電流検出手
段と、 前記アクチュエータを駆動するためのパルス信号を所定
の時定数で平滑化させる平滑化手段と、 前記電流検出手段で検出した前記駆動電流の最大値を前
記スイッチング手段の制御信号に応じてホールドしリセ
ットするホールド手段と、 前記平滑化手段の出力と前記ホールド手段の出力とを比
較する比較手段と、 前記パルス信号と前記比較手段の出力とを受けて論理和
を出力すると共にこの論理和を前記制御信号として前記
スイッチング手段に供給する論理和手段と を備えたことを特徴とする電流制御回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2298262A JP3030076B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 電流制御回路 |
| KR1019910014364A KR920010392A (ko) | 1990-11-01 | 1991-08-21 | 전류제어회로 |
| US07/783,777 US5214561A (en) | 1990-11-01 | 1991-10-29 | Current control circuit for an electromagnetic type actuator |
| KR2019950024691U KR950010035Y1 (ko) | 1990-11-01 | 1995-09-14 | 전류제어회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2298262A JP3030076B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 電流制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04172991A JPH04172991A (ja) | 1992-06-19 |
| JP3030076B2 true JP3030076B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=17857353
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2298262A Expired - Lifetime JP3030076B2 (ja) | 1990-11-01 | 1990-11-01 | 電流制御回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3030076B2 (ja) |
| KR (1) | KR920010392A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| FR2786914B1 (fr) * | 1998-12-07 | 2001-01-12 | Schneider Electric Ind Sa | Dispositif de commande d'un electro-aimant, avec un circuit d'alimentation alimente par le courant de maintien de l'electro-aimant |
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| US9114954B2 (en) | 2008-05-23 | 2015-08-25 | Thyssenkrupp Elevator Corporation | Active guiding and balance system for an elevator |
| JP5983514B2 (ja) * | 2013-04-17 | 2016-08-31 | 株式会社デンソー | 誘導性負荷駆動装置 |
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| JPS6158490A (ja) * | 1984-08-30 | 1986-03-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流電動機のデジタル制御駆動装置 |
| JPS61173668A (ja) * | 1985-01-25 | 1986-08-05 | Nippon Denso Co Ltd | 負荷電流制御装置 |
| JPS61164515U (ja) * | 1985-03-29 | 1986-10-13 | ||
| JPS6275046A (ja) * | 1985-09-27 | 1987-04-06 | Japan Electronic Control Syst Co Ltd | アイドルスピ−ド制御弁の駆動回路 |
| JPS6293459A (ja) * | 1985-10-21 | 1987-04-28 | Honda Motor Co Ltd | 内燃エンジンの吸入空気量制御用電磁弁のソレノイド電流制御方法 |
| DE3824526A1 (de) * | 1988-07-20 | 1990-01-25 | Vdo Schindling | Schaltungsanordnung zur regelung eines pulsierenden stroms |
-
1990
- 1990-11-01 JP JP2298262A patent/JP3030076B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-08-21 KR KR1019910014364A patent/KR920010392A/ko not_active Application Discontinuation
- 1991-10-29 US US07/783,777 patent/US5214561A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102004010394B4 (de) * | 2003-03-10 | 2007-05-24 | Mitsubishi Denki K.K. | Strom-Controller für induktive Last |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5214561A (en) | 1993-05-25 |
| JPH04172991A (ja) | 1992-06-19 |
| KR920010392A (ko) | 1992-06-26 |
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