JP2004273804A - 誘導性負荷の電流制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電流制御の精度を高めることができる誘導性負荷の電流制御装置を得る。
【解決手段】電流制御装置１ａに、パルス幅変調信号出力回路９、鋸歯状波信号生成回路１０、指令値平滑回路２０、検出値増幅回路３０、偏差積分回路４０、および電流制御回路５０を設け、電流制御回路５０は、パルス幅変調信号Ａと同周期の鋸歯状波信号Ｃ、および偏差積分回路４０が生成した検出信号Ｄに基づいて、ソレノイド４に流れる電流を制御する。
【選択図】 図１
【解決手段】電流制御装置１ａに、パルス幅変調信号出力回路９、鋸歯状波信号生成回路１０、指令値平滑回路２０、検出値増幅回路３０、偏差積分回路４０、および電流制御回路５０を設け、電流制御回路５０は、パルス幅変調信号Ａと同周期の鋸歯状波信号Ｃ、および偏差積分回路４０が生成した検出信号Ｄに基づいて、ソレノイド４に流れる電流を制御する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ソレノイド等の誘導性負荷の電流を制御する電流制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電流制御装置においては、平滑化手段の出力とホールド手段の出力とを比較し、その比較結果に基づき電磁石に流れる駆動電流を制御するスイッチング手段をオン・オフ制御することにより、電源電圧やアクチュエータのコイル抵抗が変化しても、一定の平均電流を得ることができる構成にしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特許第３０３００７６号公報（第２−３頁、第１図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電流制御装置では、平滑化手段であるピークホールドアンプがコイルに流れる電流を検出することにより、スイッチング手段であるパワートランジスタのオン状態の時間を補正していたので、ピークホールドアンプが、パワートランジスタのオン時間およびオフ時間の比率の変化に応じて、コイルに流れる電流の検出を正確におこなえなかった。したがって、電流制御の精度に一定の限界があった。
【０００５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、電流制御の精度を高めることができる誘導性負荷の電流制御装置を得るものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る誘導性負荷の電流制御装置においては、パルス幅変調信号出力回路、鋸歯状波信号生成回路、指令値平滑回路、偏差積分回路、および電流制御回路を設けたものである。パルス幅変調信号出力回路は、誘導性負荷に流れる電流を目標電流に設定するためのパルス幅変調信号を出力する。鋸歯状波信号生成回路は、パルス幅変調信号と同周期の鋸歯状波信号を生成する。指令値平滑回路は、パルス幅変調信号を平滑化して上記パルス幅変調信号と同周期の設定信号を生成する。偏差積分回路は、誘導性負荷に流れる電流に基づき、パルス幅変調信号と同周期の検出信号を生成する。電流制御回路は、鋸歯状波信号および偏差積分信号に基づいて誘導性負荷に流れる電流を制御する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置について図面を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。なお以下、各図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
【０００８】
図１において、電流制御装置１ａは、電源スイッチ２を介してバッテリー３からの電源供給を受ける。そして、電流制御装置１ａは、開閉素子５ａを開閉することにより、ソレノイド（誘導性負荷）４に流れる電流を制御する。開閉素子５ａは、例えば、ＰＮＰ接合型のバイポーラトランジスタ、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタである。
【０００９】
バッテリー３は、電源ユニット８に電源を供給する。この電源ユニット８は、制御用の定電圧（例えば、１２Ｖ）を発生するとともに、ＣＰＵ（パルス幅変調信号出力回路）９に所定の電圧（例えば、ＤＣ５Ｖ）を供給する。
【００１０】
図１に示すように、電流制御装置１ａは、ＣＰＵ９、鋸歯状波信号生成回路１０、指令値平滑回路２０、検出値増幅回路３０、偏差積分回路４０、および電流制御回路５０を備える。
【００１１】
ＣＰＵ９は、マイクロプロセッサであり、所定の周期で動作するパルス幅変調信号Ａを出力する。このパルス幅変調信号Ａは、ソレノイド４に流れる電流を目標電流に設定するための信号である。パルス幅変調信号Ａは、そのパルス幅中、オン時間幅τと周期Ｔとの比率（τ÷Ｔ）を適切な値に設定することにより、ソレノイド４に流れる電流を目標電流に設定することが可能となる。なぜなら、上記目標電流が上記比率に比例するからである。
【００１２】
なお、ＣＰＵ９は、ソレノイド４の電流制御機能のほか、例えば、自動車用エンジン制御装置の駆動機能も有する。自動車用エンジン制御装置の制御機能として、例えば、エンジンの燃料供給量の制御機能や、変速機の制御機能がある。これらの機能は、アクセルペダルの踏込み度合いや車速に応じた機能である。このように、ＣＰＵ９は、その一部の機能としてソレノイド４の電流を制御する。
【００１３】
鋸歯状波信号生成回路１０は、ＣＰＵ９からのパルス幅変調信号Ａによって駆動するトランジスタ１１を有する。このトランジスタ１１は、駆動抵抗１２および微分コンデンサ１３を介してＣＰＵ９と接続されている。安定抵抗１４は、トランジスタ１１のベース端子およびエミッタ端子の両端子間に接続されている。コンデンサ１５は、トランジスタ１１のコレクタ端子およびエミッタ端子の両端子間に接続されている。また、コンデンサ１５は、充電抵抗１６および１７を介してＣＰＵ９に接続されている。なお、充電抵抗１７は、充電抵抗１６に比べて、抵抗値が十分に小さい値に設定されている。
【００１４】
指令値平滑回路２０は、ＣＰＵ９からのパルス幅変調信号Ａによって給電される一次平滑コンデンサ２１を有する。この一次平滑コンデンサ２１は、充電抵抗２２および２３を介してＣＰＵ９と接続されている。
【００１５】
また、指令値平滑回路２０は、一次平滑コンデサンサ２１の両端電圧を増幅する増幅器２４を有する。この増幅器２４には、その出力端子に出力抵抗２５が接続されている。負帰還抵抗２６は、増幅器２４の負側入力端子および出力端子の両端子間に接続されている。
【００１６】
二次平滑コンデンサ２７は、充電抵抗２２および２３の接続点に接続され、かつ、増幅器２４の出力端子に接続されている。
【００１７】
検出値増幅回路３０は、ソレノイド４に流れる電流を検出する電流検出抵抗６ａの両端電圧を増幅する増幅器３１を有する。この増幅器３１の正側入力端子には、入力抵抗３２が接続され、かつ、その出力端子には、出力抵抗３３が接続されている。
【００１８】
増幅器３１は、その出力端子および負側入力端子間に負帰還抵抗３４および３５が接続されている。増幅器３１は、それら負帰還抵抗３４および３５による分圧電圧が負帰還する機能がある。平滑コンデンサ（半導体素子）３６は、負帰還抵抗３４の両端子間に接続され、かつ、増幅器３１の負側入力端子および出力端子の間に接続されている。この平滑コンデンサ３６は、検出値増幅回路３０の出力電圧を平滑化する機能がある。転流ダイオード（半導体素子）７ａは、ソレノイド４と接続されている。
【００１９】
偏差積分回路４０は、比較器４１と、入力抵抗４２および４３と、出力抵抗４４および４５と、積分コンデンサ４６とを有する。比較器４１の正側入力端子には、入力抵抗４２が接続されている。一方、比較器４１の負側入力端子には入力抵抗４３および積分コンデンサ４６が接続されている。比較器４１の出力端子には、出力抵抗４４および４５が接続されている。なお、出力抵抗４４および４５は、入力抵抗４３に比べて十分小さい値に設定されている。
【００２０】
電流制御回路５０は、比較器５１と、駆動抵抗５２および５３と、安定抵抗５４と、トランジスタ５５と、開閉素子５ａとを有する。比較器５１の負側入力端子には鋸歯状波信号Ｃが入力し、かつ、その正側入力端子には偏差積分信号Ｅが入力する。一方、比較器５１の出力端子からは、開閉信号Ｆが出力される。
【００２１】
駆動抵抗５２は、トランジスタ５５を駆動するための抵抗であり、駆動抵抗５３は、開閉素子５ａを通電駆動するための抵抗である。安定抵抗５４は、開閉素子５ａのベースおよびエミッタの両端子間に接続されている。
【００２２】
つぎに、この実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置１ａの動作について図面を参照しながら説明する。
図２は、この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【００２３】
図１において、電源スイッチ２が閉路し、かつ、電流制御回路５０の開閉素子５ａが閉路している場合において、電流制御装置１ａは、以下の手順でソレノイド４の電流制御をおこなう。なお、開閉素子５ａが閉路している場合、ソレノイド４には、バッテリー３、電源スイッチ２、開閉素子５ａ、ソレノイド４、および電流検出抵抗６ａからなる直列回路を通して所定の駆動電流が流れる。
【００２４】
まず、ＣＰＵ９が発生したパルス幅変調信号Ａを図２に示す。図２では、パルス幅変調信号Ａは、周期Ｔとオン時間幅τとの比率（τ÷Ｔ）が、目標電流に比例するように予め設定されている。なお、図２において、パルス幅変調信号Ａは、ソレノイド４のインダクタンスＬおよび内部抵抗Ｒの比率である誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）よりも小さい値の周期で動作する。
【００２５】
続いて、指令値平滑回路２０は、パルス幅変調信号Ａを平滑化して同周期Ｔの設定信号Ｂを生成する。
【００２６】
この指令値平滑回路２０では、一次平滑コンデンサ２１は、ＣＰＵ９の出力端子ＯＵＴからの出力がＨレベルの場合（パルス幅変調信号Ａがオン時間の場合）は充電し、かつ、上記出力がＬレベルの場合（パルス幅変調信号Ａがオフ時間の場合）は放電する。これにより、一次平滑コンデンサ２１の両端電圧は、パルス幅変調信号Ａの上記比率（τ÷Ｔ）にほぼ比例する脈動直流信号電圧になる。
一方、指令値平滑回路２０の二次平滑コンデンサ２７は、ＣＰＵ９の出力端子ＯＵＴからの出力がＨレベルの場合は、充電抵抗２２および２３を介して充電し、かつ、上記出力がＬレベルの場合は、一次平滑コンデンサ２１を充電する。これにより、一次平滑コンデンサ２１の両端電圧は、上昇や下降が抑制され、脈動成分が少ない直流信号電圧になる。
【００２７】
上記設定信号Ｂを図２に示す。図２では、設定信号Ｂは、微小な脈動成分を含む設定信号電圧Ｖｓ成分になっている。
【００２８】
一方、鋸歯状波信号生成回路１０は、上記パルス幅変調信号Ａの発生に伴って、パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの鋸歯状波信号Ｃを生成する。この鋸歯状波信号Ｃを図２に示す。図２では、鋸歯状波信号Ｃは、パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの信号になっている。鋸歯状波信号生成回路１０は、鋸歯状波信号Ｃを生成するに際し、パルス幅変調信号Ａのパルスの立ち上りのタイミングで動作する。これによると、鋸歯状波信号生成回路１０はＣＰＵ９の動作と同期をとることができ、電流制御の動作が安定する。
【００２９】
検出値増幅回路３０は、ソレノイド４に流れる通電電流に基づき、パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの検出信号Ｄを生成する。この検出信号Ｄを図２に示す。図２では、検出信号Ｄは、ソレノイド４のインダクタンス、および平滑コンデンサ３６により平滑された脈動成分を有する直流電圧成分になっている。この検出信号Ｄの電圧を検出信号電圧Ｖｆと呼ぶ。
【００３０】
図１において、検出値増幅回路３０では、平滑コンデンサ３６が検出信号電圧Ｖｆの脈動成分を抑制している。しかも、パルス幅変調信号Ａは、ソレノイド４のインダクタンスＬおよび内部抵抗Ｒの比率である誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）よりも小さい値の周期で動作する。これによると、ソレノイド４の電流制御が安定しておこなえるようになる。
【００３１】
偏差積分回路４０は、指令値平滑回路２０からの設定信号Ｂ、および検出値増幅回路３０からの検出信号Ｄの偏差積分に応じた偏差積分信号Ｅを生成する。この偏差積分信号Ｅを図２に示す。図２では、偏差積分信号Ｅは、パルス幅変調信号Ａのオン時間幅τの前後を電圧変動する直流電圧成分になっている。この偏差積分信号Ｅを偏差積分信号電圧Ｖｅと呼ぶ。
【００３２】
この偏差積分信号電圧Ｖｅは、次式によって算出される。
Ｖｅ＝Ｖｓ＋［∫｛（Ｖｓ−Ｖｆ）÷ＲＣ｝ｄｔ］・・・（１）
但し、Ｖｓ＝設定信号電圧、Ｖｆ＝検出信号電圧、Ｒ＝入力抵抗４３の抵抗値、Ｃ＝積分コンデンサ４６の静電容量である。
【００３３】
この式（１）で示したように、偏差積分信号Ｅは、設定信号Ｂおよび検出信号Ｄの偏差積分電圧［∫｛（Ｖｓ−Ｖｆ）÷ＲＣ｝ｄｔ］、および設定信号Ｂの設定信号電圧Ｖｓからなる電圧成分を有する。つまり、設定信号電圧Ｖｅは、設定信号電圧Ｖｓが基準成分である。
【００３４】
式（１）中、設定信号電圧Ｖｓは、パルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで脈動する。しかも偏差電圧（Ｖｓ−Ｖｆ）もパルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで脈動する。なぜなら、設定信号電圧Ｖｓおよび検出信号電圧Ｖｆは、ともにパルス幅変調信号Ａの周期Ｔと同じ周期で脈動するからである。したがって、偏差積分信号電圧Ｖｅも、パルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで動作する。これにより、単一の周期Ｔのみで電流制御をおこなうことが可能となり、開閉素子５ａのオン時間およびオフ時間の比率の変化に対しても安定した電流制御をおこなうことが可能となる。しかも高速の応答が可能になる。
【００３５】
電流制御回路５０は、鋸歯状波信号生成回路１０からの鋸歯状波信号Ｃおよび偏差積分回路４０からの偏差積分信号Ｅを入力する。そして、電流制御回路５０は、鋸歯状波信号Ｃと偏差積分信号Ｅとを比較した結果に応じて、ソレノイド４に流れる電流を開閉素子５ａにより制御する。
【００３６】
図１において、電流制御回路５０では、比較器５１は、鋸歯状波信号Ｃと偏差積分信号Ｅとを比較した結果に応じて生成した開閉信号Ｆをトランジスタ５５に出力する。この開閉信号Ｆを図２に示す。図２では、開閉信号Ｆは、パルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで動作し、かつ、オン時間幅ｔを有する。このオン時間幅ｔは、図２において、鋸歯状波信号Ｃと偏差積分信号Ｅとが交差する点Ｐの位置によって決定される。
【００３７】
そして、このオン時間幅ｔのあいだは、電流制御回路５０の開閉素子５ａは、トランジスタ５５を介して閉路する。すると、ソレノイド４に電流が流れる。一方、オフ時間幅（Ｔ−ｔ）のあいだは、開閉素子５ａは、トランジスタ５５を介して開路する。すると、ソレノイド４に流れていた電流が、検出抵抗６ａから転流ダイオード７ａへ環流し減衰する。これによると、ソレノイド４の脈動成分が抑制されるので、ソレノイド４の電流制御が安定し易くなる。なお、図２において、偏差積分電圧Ｖｅが、バイアス電圧Ｖｂ以下の場合、開閉素子５ａは常時オフの状態になる。
【００３８】
ここで、上述した式（１）および図２を参照しながら、電流制御装置１ａの動作について検討する。上記式（１）において、例えば、設定信号電圧Ｖｓが検出信号電圧Ｖｆよりも大きい状態が持続した場合（Ｖｓ＞Ｖｆの場合）、偏差積分電圧Ｖｅが上昇する。すると、図２において、交点Ｐの位置が右側へ移動し、開閉信号Ｆのオン時間幅ｔが増加する。このため、検出信号電圧Ｖｆが増大することになり、その誤差が補正される。
【００３９】
一方、上記式（１）において、例えば、設定信号電圧Ｖｓが検出信号電圧Ｖｆよりも小さい状態が持続した場合（Ｖｓ＜Ｖｆの場合）、偏差積分電圧Ｖｅが下降する。すると、図２において、交点Ｐの位置が左側へ移動し、開閉信号Ｆのオン時間幅ｔが減少する。このため、検出電圧Ｖｆが減少することになり、その誤差が補正される。
【００４０】
また、上記式（１）において、積分項［∫｛（Ｖｓ−Ｖｆ）÷ＲＣ｝ｄｔ］の値が零の場合、偏差積分電圧Ｖｅは、設定電圧Ｖｓがバイアス成分電圧となる。このため、パルス幅変調信号Ａのオン時間幅τ、および開閉信号Ｆのオン時間幅ｔを同値にした場合、バッテリー３の電圧変動やソレノイド４の内部抵抗の変動に伴って、オン時間幅ｔは、次の式で表すことができる。
ｔ＝τ＋Δｔ ・・・（２）
但し、Δｔ＝変動時間（誤差）である。
【００４１】
このため、図２において、例えば、設定信号電圧Ｖｓが段階的に増加すると、図２のオン時間幅ｔは漸増収束する。このため、オン時間幅ｔが不安定な状態で増加することはない。
【００４２】
さらに、式（１）において、設定信号電圧Ｖｓが、目標電流の変更に応じて増減すると、偏差積分信号電圧Ｖｅも直ちに増減する。このため、偏差積分信号電圧Ｖｅが目標電流の変化に追従する方向に変化する。しかも式（１）において、偏差電圧（Ｖｓ−Ｖｆ）がわずかでも存在する場合、その偏差電圧が積分されるので、その誤差が修正される。
【００４３】
以上説明したように、電流制御装置１ａは、誘導性負荷４に流れる電流を目標電流に設定するためのパルス幅変調信号Ａを出力するパルス幅変調信号出力回路９と、上記パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの鋸歯状波信号Ｃを生成する鋸歯状波信号生成回路１０と、上記パルス幅変調信号Ａを平滑化して上記パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの設定信号Ｂを生成する指令値平滑回路２０と、上記誘導性負荷４に流れる電流に基づいて、上記パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの検出信号Ｄを生成する検出値増幅回路３０と、上記設定信号Ｂおよび上記検出信号Ｄの偏差積分に応じた偏差積分信号Ｅを生成する偏差積分回路４０と、上記鋸歯状波信号Ｃおよび上記偏差積分信号Ｅに基づいて、上記誘導性負荷４に流れる電流を制御する電流制御回路５０とを備える。
【００４４】
このようすると、電流制御回路５０が、周期Ｔの鋸歯状波信号Ｃと、周期Ｔの偏差積分信号Ｅとを比較した結果に応じて、ソレノイド４に流れる電流を開閉素子５ａにより制御する。このため、単一の周期Ｔのみで電流制御をおこなうことができ、開閉素子５ａのオン時間およびオフ時間の比率の変化に対して、一定の電流を常にソレノイド４に流すことができる。また、高速な応答を可能にすることができる。さらに、ソレノイド４の温度変動による影響を受けることがない。
【００４５】
さらに、単一のパルス幅変調信号Ａのみでソレノイド４に流す電流を自在に可変することができ、これにより、電流制御装置１ａのハードウエアの構成を比較的簡易にすることができる。
【００４６】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置について図面を参照しながら説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置１ｂの構成を示す回路図である。なお、上記実施の形態１と同一符号については重複説明を適宜省略する。
【００４７】
図３において、電流制御装置１ｂは、上記電流制御装置１ａの検出値増幅回路３０に代えて、検出値増幅回路６０を設けている。また、この電流制御装置１ｂは、上記電流制御装置１ａの開閉素子５ａおよび転流ダイオード７ａに代えて、開閉素子５ｂおよび転流ダイオード７ｂを設けている。開閉素子５ｂは、例えば、ＮＰＮ接合型のバイポーラトランジスタ、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタである。その他の構成は、上記実施の形態１とほぼ同一である。
【００４８】
検出値増幅回路６０は、増幅器６１と、入力抵抗６２と、負帰還抵抗６３および６４とを有する。増幅器６１は、負帰還抵抗６３および６４による分圧電圧が負帰還接続されている。また、この検出値増幅回路６０は、平滑コンデンサ６５と、充電抵抗６６と、ダイオード６７と、放電抵抗６８とを有する。平滑コンデンサ６５は、増幅器６１の出力端子からの電荷が、充電抵抗６６およびダイオード６７を介して充電される。放電抵抗６８は、ダイオード６７と並列に接続されている。この放電抵抗６８は、増幅器６１の出力端子が零の場合に、平滑コンデンサ６５の充電電荷を放出させる機能がある。なお、充電抵抗６６は、開閉素子５ｂが開路し又は閉路した場合に、検出信号電圧Ｖｓの脈動成分を低減させる機能がある。
【００４９】
なお、放電抵抗６８の抵抗値Ｒ、および平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃの積からなる放電平滑時定数（Ｒ×Ｃ）が、ソレノイド４のインダクタンスＬおよび内部抵抗Ｒの比率である誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）と同等の値に設定されている。同等というのは、同一又は近似を意味する。以下同じ。
【００５０】
図３において、指令値平滑回路２０では、一次平滑コンデンサ２１および二次平滑コンデンサ２７は、放電抵抗６８の抵抗値Ｒ１、および平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃの積からなる平滑時定数（Ｒ１×Ｃ）による平滑に比べ、高次の平滑をおこなう機能がある。このようにすると、設定信号Ｂが、検出信号Ｄと同等の平滑特性を有する。このため、偏差信号電圧Ｖｅの脈動成分が低減する。これにより、電流制御装置１ｂは、電流制御を安定しておこない、かつ、過渡電流応答を高速にすることが可能となる。
【００５１】
つぎに、この実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置１ｂの動作について図３を参照しながら説明する。
【００５２】
図３において、電源スイッチ２が閉路し、かつ、電流制御回路５０の開閉素子５ｂが閉路している場合において、電流制御装置１ｂは、以下の手順でソレノイド４の電流制御をおこなう。
【００５３】
図３において、ＣＰＵ９、鋸歯状波信号生成回路１０、指令値平滑回路２０、検出値増幅回路６０、偏差積分回路４０、および電流制御回路５０が、上述した実施の形態１とほぼ同様の動作をおこなう。つまり、電流制御装置１ｂは、開閉素子５ｂを開閉することにより、ソレノイド（誘導性負荷）４に流れる電流を制御する。
【００５４】
図３では、開閉素子５ｂが閉路すると、ソレノイド４には、バッテリー３、電源スイッチ２、ソレノイド４、開閉素子５ｂ、および電流検出抵抗６ｂからなる直列回路を通して所定の駆動電流が流れる。
【００５５】
検出値増幅回路６０では、開閉素子５ｂが閉路しているとき、平滑コンデンサ６５は、増幅器６１の出力端子からの電荷が、充電抵抗６６およびダイオード６７を介して充電される。
【００５６】
一方、開閉素子５ｂが開路すると、ソレノイド４に流れていた電流が、転流ダイオード７ｂを通して環流し減衰する。すると、検出抵抗６ｂに電流が流れなくなっていく。これによると、ソレノイド４の脈動成分が抑制されるので、ソレノイド４の電流制御が安定し易くなる。
【００５７】
検出値増幅回路６０では、開閉素子５ｂが開路しているとき、平滑コンデンサ６５の両端電圧は、ソレノイド４に流れていた電流が転流ダイオード７ｂを通して減衰するのと同様の減衰特性で減少していく。これは、放電時定数（放電抵抗６８の抵抗値Ｒ×平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃ）が、誘導時定数（ソレノイド４のインダクタンスＬ÷ソレノイド４の内部抵抗Ｒ）と同等の値に設定されているからである。これによると、ソレノイド４の脈動成分が抑制されるので、ソレノイド４の電流制御が安定し易くなる。しかもこの平滑コンデンサ６５の充放電時において、充電抵抗６６の抵抗値Ｒ１、および平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃの積からなる平滑時定数（Ｒ１×Ｃ）による影響で、ソレノイド４の脈動成分がより一層抑制される。このことは、上記実施の形態１の場合も同様である。
【００５８】
なお、図３において、放電抵抗６８は、充電抵抗６６およびダイオード６７からなる直列回路と並列に接続してもよい。この場合、上記平滑時定数における充電抵抗の抵抗値は、放電抵抗６８および充電抵抗６６の合成抵抗の抵抗値である。
【００５９】
このようにして、検出値増幅回路６０が、図２に示した検出信号Ｄを偏差積分回路４０に出力すると、開閉素子５ｂが開閉することにより、ソレノイド４を流れる電流が制御される。したがって、上記実施の形態１と同様の効果を得る。
【００６０】
しかもこの実施の形態２では、開閉素子５ｂとして、ＮＰＮ接合型のバイポーラトランジスタや、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタが準備される。このため、電流制御装置１ｂは、開閉素子５ｂとして、ＰＮＰ接合型のバイポーラトランジスタや、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタを準備する場合に比べて低廉で、かつ構成を簡易にすることができる。
【００６１】
また、この実施の形態２では、検出値増幅回路６０は、開閉素子５ｂが閉路した場合には充電抵抗６６を介して充電するとともに、開閉素子５ｂが開路した場合にはその充電された電荷を放電抵抗６８を介して放電する平滑コンデンサ６５を有する。そして、放電時定数（Ｒ×Ｃ）が、誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）と同等の値に設定されている。したがって、ソレノイド４に流れる電流に応じて検出信号電圧Ｖｆを正確に検出することが可能となる。
【００６２】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る誘導性負荷の電流制御装置について図面を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態３に係る誘導性負荷の電流制御装置１ｃの構成を示す回路図である。なお、実施の形態１と同一符号については重複説明を適宜省略する。
【００６３】
図４において、電流制御装置１ｃは、過負荷保護回路７０を備えている。また、この電流制御装置１ｃは、ＣＰＵ（処理手段）９０、プログラムメモリ（記憶装置）９１、演算処理用メモリ（記憶装置）９２、出力インターフェース回路９３、入力インターフェース回路９４、および変換器９５を備えている。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
【００６４】
過負荷保護回路７０は、比較器７１と、入力抵抗７２と、分圧抵抗７３および７４と、正帰還抵抗７５と、トランジスタ７６と、駆動抵抗７７と、加算抵抗７８と、ダイオード７９とを有する。比較器７１の正側入力端子は、入力抵抗７２を介して、電流検出抵抗６ａによって生じる電圧が印加される。比較器７１の負側入力端子は、分圧抵抗７３および７４を介して、所定の電圧（例えば、５Ｖ）が印加される。正帰還抵抗７５は、比較器７１の出力端子および正側入力端子に接続されている。トランジスタ７６は、比較器７１の出力電圧によって、駆動抵抗７７を介して導通して駆動する機能がある。このトランジスタ７６のコレクタ端子は、トランジスタ５１のベース端子に接続されている。加算抵抗７８は、ダイオード７９と直列接続され、かつ、比較器７１の出力端子に接続されている。ダイオード７９は、変換器９５と接続されている。
【００６５】
プログラムメモリ９１は、ソレノイド４に流れる電流の制御状態を監視するための監視プログラムを格納する。図４において、ＦＭＥＭは、フラッシュメモリの略である。上記監視プログラムは、上記パルス幅変調信号Ａにより設定されるソレノイド４の目標電流と、変換器９５が変換した検出信号Ｄに基づくソレノイド４の通電電流との比較結果から、ソレノイド４の電流制御が正常におこなわれているかを監視するためのプログラムである。ソレノイド４の通電電流（ソレノイド４に実際に流れる電流）は、電流検出抵抗６ａの抵抗値などから算出される。また、正常に行われているかどうかは、例えば、上記比較結果の値が許容範囲内かどうかという観点から判断される。許容範囲は、例えば、電流制御装置１ｃの回路構成や、ソレノイド４の目標電流などの要素から算出される。
【００６６】
演算処理用メモリ９２は、例えば、ＲＡＭである。変換器９５は、アナログ信号をデジタル変換するための多チャンネル式変換器である。アクチュエータ９６は、車載電気負荷群である。たとえば、エンジンに対する燃料噴射用電磁弁、点火コイル、変速機の変速段切換用電磁弁などがこれに該当する。
【００６７】
センサスイッチ９７は、例えば、エンジンの回転センサ、クランクの角度センサ、車速センサなどに用いられるスイッチ群である。アナログセンサ９８は、例えば、アクセルセンサ、スロットルセンサ、エアフローセンサなどからなるアナログセンサ群である。アクセスセンサは、アクセルペダルの踏み込み度合いを検出するためのセンサである。スロットルセンサは、スロットルの弁開度を検出するためのセンサである。エアフローセンサは、吸気量を測定するためのセンサである。
【００６８】
ＣＰＵ９０は、センサスイッチ９７から入力したセンサや、変換器９５を介してデジタル変換されたアナログセンサ９８の変化量に応じて、アクチュエータ９６の駆動を制御する。また、このＣＰＵ９０は、電流制御装置１ａのＣＰＵ（パルス幅変調信号生成回路）９を含んでいる。これにより、単一のＣＰＵ９０により、ソレノイド４の電流制御や、アクチュエータ９６の駆動制御を行うことが可能となる。したがって、電流制御装置１ｃは、低廉で、かつ構成を小型にすることが可能となる。
【００６９】
つぎに、この実施の形態３に係る電流制御装置１ｃの動作について図４を参照しながら説明する。
【００７０】
図４において、電流制御装置１ｃが、上記実施の形態１の場合と同様の手順でソレノイド４の電流制御をおこなっている場合を想定して、電流制御の状態監視の動作を説明していく。
【００７１】
図４において、検出値増幅回路３０が、検出信号Ｄを偏差積分回路４０に出力するとともに、検出信号Ｄを変換器９５に出力する。すると、変換器９５は、検出信号Ｄをデジタル変換し、変換後の検出信号ＤをＣＰＵ９０に出力する。
【００７２】
ＣＰＵ９０は、プログラムメモリ９１に格納された監視プログラムに従って、パルス幅変調信号Ａにより設定されるソレノイド４の目標電流と、変換器９５が変換した検出信号Ｄに基づくソレノイド４の通電電流とを比較する。そして、ＣＰＵ９０は、上記比較結果に基づき、ソレノイド４に流れる電流の制御状態を上記監視プログラムに従って監視し、監視状況をディスプレイ（出力装置）９９へ出力する。監視状況としては、例えば、動作正常、動作異常がある。なお、ソレノイド４や配線の断線が生じた場合、ＣＰＵ９０は、パルス幅変調信号Ａを発生しているのにもかかわらず、検出信号電圧ｖｆを検出できない。したがって、この場合、ＣＰＵ９０は、動作異常の旨をディスプレイ９９へ出力する。これにより、ソレノイド４や配線の断線も検出することが可能となる。
【００７３】
なお、ＣＰＵ９０は、監視状況として、ソレノイド４の温度異常をディスプレイ９９へ出力してもよい。この場合、演算処理用メモリ（記憶装置）９２には、ソレノイド４の抵抗値および許容温度の対応付けを格納する。ＣＰＵ９０は、変換器９５がデジタル変換したバッテリー３の電圧を入力し、このバッテリー３の電圧から、演算処理用メモリ９２の対応付けを参照し、ソレノイド４の温度が適正かどうかを判断する。たとえば、回路構成に基づいて、バッテリー３の電圧からソレノイド４の抵抗値をＣＰＵ９０は算出する。そして、ＣＰＵ９０は、ソレノイド４の温度が適正ではないと判断したとき、ソレノイド４の温度異常をディスプレイ９９へ出力する。
【００７４】
以上説明したように、電流制御装置１ｃは、検出信号Ｂの電圧をデジタル変換する変換器９５と、誘導性負荷４に流れる電流の制御状態を監視するための監視プログラムを格納する記憶手段（プログラムメモリ）９１と、上記監視プログラムに従って上記パルス幅変調信号回路（ＣＰＵ）９が生成したパルス幅変調信号Ａにより設定される上記誘導性負荷４の目標電流、および上記変換器９５が変換した検出信号Ｄに基づく上記誘導性負荷４の通電電流を比較し、比較結果に基づき、上記誘導性負荷４に流れる電流の制御状態を上記監視プログラムに従って監視し、監視状況を出力装置（ディスプレイ）９９へ出力する処理手段（ＣＰＵ）９０とをさらに備えている。
【００７５】
このようにすると、ＣＰＵ９０が、ソレノイド４に流れる電流の制御状態を監視するので、電流制御装置１ｃは、ソレノイド４の電流制御に対する安全性を高めることができる。例えば、故障等による事故を事前に防止することができる。
【００７６】
さらに、図４では、過負荷保護回路７０は、ソレノイド４の異常を検出した場合、開閉素子５ａの導通を遮断するとともに、その場合の検出信号電圧をＣＰＵ９０へ出力する。ソレノイド４の異常としては、例えば、ソレノイド４の短絡などがある。以下、具体的に説明していく。
【００７７】
過負荷保護回路７０では、ソレノイド４の異常を検出した場合、比較器７１の出力電圧がＨレベルとなる。しかも正帰還抵抗７５によって、そのＨレベルの状態が保持される。これにより、トランジスタ７６が導通し、トランジスタ５５が不導通になるので、開閉素子５ａが開路する。したがって、開閉素子５ａの焼損を防止することができる。
【００７８】
一方、変換器９５は、ソレノイド４の異常を検出した場合、加算抵抗７８およびダイオード７９を介して、その場合の検出信号Ｄを過負荷保護回路７０から入力する。入力された検出信号Ｄの検出信号電圧Ｖｆは、一定の許容値を超える。なぜなら、検出信号Ｄが、加算抵抗７８およびダイオード７９を介して入力されるからである。
【００７９】
続いて、ＣＰＵ９０は、変換器９５がデジタル変換した検出信号Ｄの検出信号電圧Ｖｆに基づき、ソレノイド４に異常が発生した旨をディスプレイ９９へ出力する。これにより、電流制御装置１ｃは、ソレノイド４の過負荷状態等の異常を認識させることができる。しかも、この実施の形態３では、ソレノイド４の異常が生じた場合、過負荷保護回路７０の機能によって、開閉素子５ａが閉路する。このため、開閉素子５ａの保護をＣＰＵ９０の外部回路がおこなうこととなり、ＣＰＵ９０の負荷が軽減する。
【００８０】
なお、上記実施の形態１又は２において、鋸歯状波信号Ｃは、図２に示したように、その波形が、漸増したのち急に減少する場合で説明した。ただし、鋸歯状波信号Ｃは、その波形が、急に増加したのち漸減してもよい。このようにしても、上記実施の形態１又は２と同様の効果を得ることができる。この場合、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅよりも高いときに開閉素子５ａ又は５ｂが開路する。一方、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅよりも低いときに開閉素子５ａ又は５ｂが閉路する。
【００８１】
また、上記実施の形態１又は２において、偏差積分信号回路４０は、偏差積分信号電圧Ｖｅを次式（３）にしたがって生成してもよい。このようにしても、上記実施の形態１又は２と同様の効果を得ることができる。
Ｖｅ＝Ｖｓ＋［∫｛（Ｖｆ−Ｖｓ）÷ＲＣ｝ｄｔ］・・・（３）
但し、Ｖｓ＝設定信号電圧、Ｖｆ＝検出信号電圧、Ｒ＝入力抵抗４３の抵抗値、Ｃ＝積分コンデンサ４６の静電容量である。
この場合、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅより低いときに開閉素子５ａ又は５ｂが開路する。一方、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅより高いときに開閉素子５ａ又は５ｂが閉路する。
【００８２】
【発明の効果】
この発明は以上説明したように、パルス幅変調信号と同周期の鋸歯状波信号および偏差積分信号に基づいて、誘導性負荷に流れる電流を制御する。このため、単一の周期のみで電流制御をおこなうことができ、これにより、電流制御の精度を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態３に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ、１ｃ 電流制御装置、４ ソレノイド、５ａ、５ｂ 開閉素子、７ａ、７ｂ 転流ダイオード、９ ＣＰＵ（パルス幅変調信号出力回路）、１０鋸歯状波信号生成回路、２０ 指令値平滑回路、３０ 検出値増幅回路、４０偏差積分回路、５０ 電流制御回路、７０ 過負荷保護回路、９０ ＣＰＵ（処理手段）、９１ プログラムメモリ（記憶手段）、９５ 変換器、９９ ディスプレイ（出力装置）、Ａ パルス幅変調信号、Ｂ 設定信号、Ｃ 鋸歯状波信号、Ｄ 検出信号、Ｅ 偏差積分信号、Ｆ 開閉信号。
【発明の属する技術分野】
この発明は、ソレノイド等の誘導性負荷の電流を制御する電流制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電流制御装置においては、平滑化手段の出力とホールド手段の出力とを比較し、その比較結果に基づき電磁石に流れる駆動電流を制御するスイッチング手段をオン・オフ制御することにより、電源電圧やアクチュエータのコイル抵抗が変化しても、一定の平均電流を得ることができる構成にしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特許第３０３００７６号公報（第２−３頁、第１図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電流制御装置では、平滑化手段であるピークホールドアンプがコイルに流れる電流を検出することにより、スイッチング手段であるパワートランジスタのオン状態の時間を補正していたので、ピークホールドアンプが、パワートランジスタのオン時間およびオフ時間の比率の変化に応じて、コイルに流れる電流の検出を正確におこなえなかった。したがって、電流制御の精度に一定の限界があった。
【０００５】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、電流制御の精度を高めることができる誘導性負荷の電流制御装置を得るものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る誘導性負荷の電流制御装置においては、パルス幅変調信号出力回路、鋸歯状波信号生成回路、指令値平滑回路、偏差積分回路、および電流制御回路を設けたものである。パルス幅変調信号出力回路は、誘導性負荷に流れる電流を目標電流に設定するためのパルス幅変調信号を出力する。鋸歯状波信号生成回路は、パルス幅変調信号と同周期の鋸歯状波信号を生成する。指令値平滑回路は、パルス幅変調信号を平滑化して上記パルス幅変調信号と同周期の設定信号を生成する。偏差積分回路は、誘導性負荷に流れる電流に基づき、パルス幅変調信号と同周期の検出信号を生成する。電流制御回路は、鋸歯状波信号および偏差積分信号に基づいて誘導性負荷に流れる電流を制御する。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置について図面を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。なお以下、各図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
【０００８】
図１において、電流制御装置１ａは、電源スイッチ２を介してバッテリー３からの電源供給を受ける。そして、電流制御装置１ａは、開閉素子５ａを開閉することにより、ソレノイド（誘導性負荷）４に流れる電流を制御する。開閉素子５ａは、例えば、ＰＮＰ接合型のバイポーラトランジスタ、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタである。
【０００９】
バッテリー３は、電源ユニット８に電源を供給する。この電源ユニット８は、制御用の定電圧（例えば、１２Ｖ）を発生するとともに、ＣＰＵ（パルス幅変調信号出力回路）９に所定の電圧（例えば、ＤＣ５Ｖ）を供給する。
【００１０】
図１に示すように、電流制御装置１ａは、ＣＰＵ９、鋸歯状波信号生成回路１０、指令値平滑回路２０、検出値増幅回路３０、偏差積分回路４０、および電流制御回路５０を備える。
【００１１】
ＣＰＵ９は、マイクロプロセッサであり、所定の周期で動作するパルス幅変調信号Ａを出力する。このパルス幅変調信号Ａは、ソレノイド４に流れる電流を目標電流に設定するための信号である。パルス幅変調信号Ａは、そのパルス幅中、オン時間幅τと周期Ｔとの比率（τ÷Ｔ）を適切な値に設定することにより、ソレノイド４に流れる電流を目標電流に設定することが可能となる。なぜなら、上記目標電流が上記比率に比例するからである。
【００１２】
なお、ＣＰＵ９は、ソレノイド４の電流制御機能のほか、例えば、自動車用エンジン制御装置の駆動機能も有する。自動車用エンジン制御装置の制御機能として、例えば、エンジンの燃料供給量の制御機能や、変速機の制御機能がある。これらの機能は、アクセルペダルの踏込み度合いや車速に応じた機能である。このように、ＣＰＵ９は、その一部の機能としてソレノイド４の電流を制御する。
【００１３】
鋸歯状波信号生成回路１０は、ＣＰＵ９からのパルス幅変調信号Ａによって駆動するトランジスタ１１を有する。このトランジスタ１１は、駆動抵抗１２および微分コンデンサ１３を介してＣＰＵ９と接続されている。安定抵抗１４は、トランジスタ１１のベース端子およびエミッタ端子の両端子間に接続されている。コンデンサ１５は、トランジスタ１１のコレクタ端子およびエミッタ端子の両端子間に接続されている。また、コンデンサ１５は、充電抵抗１６および１７を介してＣＰＵ９に接続されている。なお、充電抵抗１７は、充電抵抗１６に比べて、抵抗値が十分に小さい値に設定されている。
【００１４】
指令値平滑回路２０は、ＣＰＵ９からのパルス幅変調信号Ａによって給電される一次平滑コンデンサ２１を有する。この一次平滑コンデンサ２１は、充電抵抗２２および２３を介してＣＰＵ９と接続されている。
【００１５】
また、指令値平滑回路２０は、一次平滑コンデサンサ２１の両端電圧を増幅する増幅器２４を有する。この増幅器２４には、その出力端子に出力抵抗２５が接続されている。負帰還抵抗２６は、増幅器２４の負側入力端子および出力端子の両端子間に接続されている。
【００１６】
二次平滑コンデンサ２７は、充電抵抗２２および２３の接続点に接続され、かつ、増幅器２４の出力端子に接続されている。
【００１７】
検出値増幅回路３０は、ソレノイド４に流れる電流を検出する電流検出抵抗６ａの両端電圧を増幅する増幅器３１を有する。この増幅器３１の正側入力端子には、入力抵抗３２が接続され、かつ、その出力端子には、出力抵抗３３が接続されている。
【００１８】
増幅器３１は、その出力端子および負側入力端子間に負帰還抵抗３４および３５が接続されている。増幅器３１は、それら負帰還抵抗３４および３５による分圧電圧が負帰還する機能がある。平滑コンデンサ（半導体素子）３６は、負帰還抵抗３４の両端子間に接続され、かつ、増幅器３１の負側入力端子および出力端子の間に接続されている。この平滑コンデンサ３６は、検出値増幅回路３０の出力電圧を平滑化する機能がある。転流ダイオード（半導体素子）７ａは、ソレノイド４と接続されている。
【００１９】
偏差積分回路４０は、比較器４１と、入力抵抗４２および４３と、出力抵抗４４および４５と、積分コンデンサ４６とを有する。比較器４１の正側入力端子には、入力抵抗４２が接続されている。一方、比較器４１の負側入力端子には入力抵抗４３および積分コンデンサ４６が接続されている。比較器４１の出力端子には、出力抵抗４４および４５が接続されている。なお、出力抵抗４４および４５は、入力抵抗４３に比べて十分小さい値に設定されている。
【００２０】
電流制御回路５０は、比較器５１と、駆動抵抗５２および５３と、安定抵抗５４と、トランジスタ５５と、開閉素子５ａとを有する。比較器５１の負側入力端子には鋸歯状波信号Ｃが入力し、かつ、その正側入力端子には偏差積分信号Ｅが入力する。一方、比較器５１の出力端子からは、開閉信号Ｆが出力される。
【００２１】
駆動抵抗５２は、トランジスタ５５を駆動するための抵抗であり、駆動抵抗５３は、開閉素子５ａを通電駆動するための抵抗である。安定抵抗５４は、開閉素子５ａのベースおよびエミッタの両端子間に接続されている。
【００２２】
つぎに、この実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置１ａの動作について図面を参照しながら説明する。
図２は、この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【００２３】
図１において、電源スイッチ２が閉路し、かつ、電流制御回路５０の開閉素子５ａが閉路している場合において、電流制御装置１ａは、以下の手順でソレノイド４の電流制御をおこなう。なお、開閉素子５ａが閉路している場合、ソレノイド４には、バッテリー３、電源スイッチ２、開閉素子５ａ、ソレノイド４、および電流検出抵抗６ａからなる直列回路を通して所定の駆動電流が流れる。
【００２４】
まず、ＣＰＵ９が発生したパルス幅変調信号Ａを図２に示す。図２では、パルス幅変調信号Ａは、周期Ｔとオン時間幅τとの比率（τ÷Ｔ）が、目標電流に比例するように予め設定されている。なお、図２において、パルス幅変調信号Ａは、ソレノイド４のインダクタンスＬおよび内部抵抗Ｒの比率である誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）よりも小さい値の周期で動作する。
【００２５】
続いて、指令値平滑回路２０は、パルス幅変調信号Ａを平滑化して同周期Ｔの設定信号Ｂを生成する。
【００２６】
この指令値平滑回路２０では、一次平滑コンデンサ２１は、ＣＰＵ９の出力端子ＯＵＴからの出力がＨレベルの場合（パルス幅変調信号Ａがオン時間の場合）は充電し、かつ、上記出力がＬレベルの場合（パルス幅変調信号Ａがオフ時間の場合）は放電する。これにより、一次平滑コンデンサ２１の両端電圧は、パルス幅変調信号Ａの上記比率（τ÷Ｔ）にほぼ比例する脈動直流信号電圧になる。
一方、指令値平滑回路２０の二次平滑コンデンサ２７は、ＣＰＵ９の出力端子ＯＵＴからの出力がＨレベルの場合は、充電抵抗２２および２３を介して充電し、かつ、上記出力がＬレベルの場合は、一次平滑コンデンサ２１を充電する。これにより、一次平滑コンデンサ２１の両端電圧は、上昇や下降が抑制され、脈動成分が少ない直流信号電圧になる。
【００２７】
上記設定信号Ｂを図２に示す。図２では、設定信号Ｂは、微小な脈動成分を含む設定信号電圧Ｖｓ成分になっている。
【００２８】
一方、鋸歯状波信号生成回路１０は、上記パルス幅変調信号Ａの発生に伴って、パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの鋸歯状波信号Ｃを生成する。この鋸歯状波信号Ｃを図２に示す。図２では、鋸歯状波信号Ｃは、パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの信号になっている。鋸歯状波信号生成回路１０は、鋸歯状波信号Ｃを生成するに際し、パルス幅変調信号Ａのパルスの立ち上りのタイミングで動作する。これによると、鋸歯状波信号生成回路１０はＣＰＵ９の動作と同期をとることができ、電流制御の動作が安定する。
【００２９】
検出値増幅回路３０は、ソレノイド４に流れる通電電流に基づき、パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの検出信号Ｄを生成する。この検出信号Ｄを図２に示す。図２では、検出信号Ｄは、ソレノイド４のインダクタンス、および平滑コンデンサ３６により平滑された脈動成分を有する直流電圧成分になっている。この検出信号Ｄの電圧を検出信号電圧Ｖｆと呼ぶ。
【００３０】
図１において、検出値増幅回路３０では、平滑コンデンサ３６が検出信号電圧Ｖｆの脈動成分を抑制している。しかも、パルス幅変調信号Ａは、ソレノイド４のインダクタンスＬおよび内部抵抗Ｒの比率である誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）よりも小さい値の周期で動作する。これによると、ソレノイド４の電流制御が安定しておこなえるようになる。
【００３１】
偏差積分回路４０は、指令値平滑回路２０からの設定信号Ｂ、および検出値増幅回路３０からの検出信号Ｄの偏差積分に応じた偏差積分信号Ｅを生成する。この偏差積分信号Ｅを図２に示す。図２では、偏差積分信号Ｅは、パルス幅変調信号Ａのオン時間幅τの前後を電圧変動する直流電圧成分になっている。この偏差積分信号Ｅを偏差積分信号電圧Ｖｅと呼ぶ。
【００３２】
この偏差積分信号電圧Ｖｅは、次式によって算出される。
Ｖｅ＝Ｖｓ＋［∫｛（Ｖｓ−Ｖｆ）÷ＲＣ｝ｄｔ］・・・（１）
但し、Ｖｓ＝設定信号電圧、Ｖｆ＝検出信号電圧、Ｒ＝入力抵抗４３の抵抗値、Ｃ＝積分コンデンサ４６の静電容量である。
【００３３】
この式（１）で示したように、偏差積分信号Ｅは、設定信号Ｂおよび検出信号Ｄの偏差積分電圧［∫｛（Ｖｓ−Ｖｆ）÷ＲＣ｝ｄｔ］、および設定信号Ｂの設定信号電圧Ｖｓからなる電圧成分を有する。つまり、設定信号電圧Ｖｅは、設定信号電圧Ｖｓが基準成分である。
【００３４】
式（１）中、設定信号電圧Ｖｓは、パルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで脈動する。しかも偏差電圧（Ｖｓ−Ｖｆ）もパルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで脈動する。なぜなら、設定信号電圧Ｖｓおよび検出信号電圧Ｖｆは、ともにパルス幅変調信号Ａの周期Ｔと同じ周期で脈動するからである。したがって、偏差積分信号電圧Ｖｅも、パルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで動作する。これにより、単一の周期Ｔのみで電流制御をおこなうことが可能となり、開閉素子５ａのオン時間およびオフ時間の比率の変化に対しても安定した電流制御をおこなうことが可能となる。しかも高速の応答が可能になる。
【００３５】
電流制御回路５０は、鋸歯状波信号生成回路１０からの鋸歯状波信号Ｃおよび偏差積分回路４０からの偏差積分信号Ｅを入力する。そして、電流制御回路５０は、鋸歯状波信号Ｃと偏差積分信号Ｅとを比較した結果に応じて、ソレノイド４に流れる電流を開閉素子５ａにより制御する。
【００３６】
図１において、電流制御回路５０では、比較器５１は、鋸歯状波信号Ｃと偏差積分信号Ｅとを比較した結果に応じて生成した開閉信号Ｆをトランジスタ５５に出力する。この開閉信号Ｆを図２に示す。図２では、開閉信号Ｆは、パルス幅変調信号Ａと同じ周期Ｔで動作し、かつ、オン時間幅ｔを有する。このオン時間幅ｔは、図２において、鋸歯状波信号Ｃと偏差積分信号Ｅとが交差する点Ｐの位置によって決定される。
【００３７】
そして、このオン時間幅ｔのあいだは、電流制御回路５０の開閉素子５ａは、トランジスタ５５を介して閉路する。すると、ソレノイド４に電流が流れる。一方、オフ時間幅（Ｔ−ｔ）のあいだは、開閉素子５ａは、トランジスタ５５を介して開路する。すると、ソレノイド４に流れていた電流が、検出抵抗６ａから転流ダイオード７ａへ環流し減衰する。これによると、ソレノイド４の脈動成分が抑制されるので、ソレノイド４の電流制御が安定し易くなる。なお、図２において、偏差積分電圧Ｖｅが、バイアス電圧Ｖｂ以下の場合、開閉素子５ａは常時オフの状態になる。
【００３８】
ここで、上述した式（１）および図２を参照しながら、電流制御装置１ａの動作について検討する。上記式（１）において、例えば、設定信号電圧Ｖｓが検出信号電圧Ｖｆよりも大きい状態が持続した場合（Ｖｓ＞Ｖｆの場合）、偏差積分電圧Ｖｅが上昇する。すると、図２において、交点Ｐの位置が右側へ移動し、開閉信号Ｆのオン時間幅ｔが増加する。このため、検出信号電圧Ｖｆが増大することになり、その誤差が補正される。
【００３９】
一方、上記式（１）において、例えば、設定信号電圧Ｖｓが検出信号電圧Ｖｆよりも小さい状態が持続した場合（Ｖｓ＜Ｖｆの場合）、偏差積分電圧Ｖｅが下降する。すると、図２において、交点Ｐの位置が左側へ移動し、開閉信号Ｆのオン時間幅ｔが減少する。このため、検出電圧Ｖｆが減少することになり、その誤差が補正される。
【００４０】
また、上記式（１）において、積分項［∫｛（Ｖｓ−Ｖｆ）÷ＲＣ｝ｄｔ］の値が零の場合、偏差積分電圧Ｖｅは、設定電圧Ｖｓがバイアス成分電圧となる。このため、パルス幅変調信号Ａのオン時間幅τ、および開閉信号Ｆのオン時間幅ｔを同値にした場合、バッテリー３の電圧変動やソレノイド４の内部抵抗の変動に伴って、オン時間幅ｔは、次の式で表すことができる。
ｔ＝τ＋Δｔ ・・・（２）
但し、Δｔ＝変動時間（誤差）である。
【００４１】
このため、図２において、例えば、設定信号電圧Ｖｓが段階的に増加すると、図２のオン時間幅ｔは漸増収束する。このため、オン時間幅ｔが不安定な状態で増加することはない。
【００４２】
さらに、式（１）において、設定信号電圧Ｖｓが、目標電流の変更に応じて増減すると、偏差積分信号電圧Ｖｅも直ちに増減する。このため、偏差積分信号電圧Ｖｅが目標電流の変化に追従する方向に変化する。しかも式（１）において、偏差電圧（Ｖｓ−Ｖｆ）がわずかでも存在する場合、その偏差電圧が積分されるので、その誤差が修正される。
【００４３】
以上説明したように、電流制御装置１ａは、誘導性負荷４に流れる電流を目標電流に設定するためのパルス幅変調信号Ａを出力するパルス幅変調信号出力回路９と、上記パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの鋸歯状波信号Ｃを生成する鋸歯状波信号生成回路１０と、上記パルス幅変調信号Ａを平滑化して上記パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの設定信号Ｂを生成する指令値平滑回路２０と、上記誘導性負荷４に流れる電流に基づいて、上記パルス幅変調信号Ａと同周期Ｔの検出信号Ｄを生成する検出値増幅回路３０と、上記設定信号Ｂおよび上記検出信号Ｄの偏差積分に応じた偏差積分信号Ｅを生成する偏差積分回路４０と、上記鋸歯状波信号Ｃおよび上記偏差積分信号Ｅに基づいて、上記誘導性負荷４に流れる電流を制御する電流制御回路５０とを備える。
【００４４】
このようすると、電流制御回路５０が、周期Ｔの鋸歯状波信号Ｃと、周期Ｔの偏差積分信号Ｅとを比較した結果に応じて、ソレノイド４に流れる電流を開閉素子５ａにより制御する。このため、単一の周期Ｔのみで電流制御をおこなうことができ、開閉素子５ａのオン時間およびオフ時間の比率の変化に対して、一定の電流を常にソレノイド４に流すことができる。また、高速な応答を可能にすることができる。さらに、ソレノイド４の温度変動による影響を受けることがない。
【００４５】
さらに、単一のパルス幅変調信号Ａのみでソレノイド４に流す電流を自在に可変することができ、これにより、電流制御装置１ａのハードウエアの構成を比較的簡易にすることができる。
【００４６】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置について図面を参照しながら説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置１ｂの構成を示す回路図である。なお、上記実施の形態１と同一符号については重複説明を適宜省略する。
【００４７】
図３において、電流制御装置１ｂは、上記電流制御装置１ａの検出値増幅回路３０に代えて、検出値増幅回路６０を設けている。また、この電流制御装置１ｂは、上記電流制御装置１ａの開閉素子５ａおよび転流ダイオード７ａに代えて、開閉素子５ｂおよび転流ダイオード７ｂを設けている。開閉素子５ｂは、例えば、ＮＰＮ接合型のバイポーラトランジスタ、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタである。その他の構成は、上記実施の形態１とほぼ同一である。
【００４８】
検出値増幅回路６０は、増幅器６１と、入力抵抗６２と、負帰還抵抗６３および６４とを有する。増幅器６１は、負帰還抵抗６３および６４による分圧電圧が負帰還接続されている。また、この検出値増幅回路６０は、平滑コンデンサ６５と、充電抵抗６６と、ダイオード６７と、放電抵抗６８とを有する。平滑コンデンサ６５は、増幅器６１の出力端子からの電荷が、充電抵抗６６およびダイオード６７を介して充電される。放電抵抗６８は、ダイオード６７と並列に接続されている。この放電抵抗６８は、増幅器６１の出力端子が零の場合に、平滑コンデンサ６５の充電電荷を放出させる機能がある。なお、充電抵抗６６は、開閉素子５ｂが開路し又は閉路した場合に、検出信号電圧Ｖｓの脈動成分を低減させる機能がある。
【００４９】
なお、放電抵抗６８の抵抗値Ｒ、および平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃの積からなる放電平滑時定数（Ｒ×Ｃ）が、ソレノイド４のインダクタンスＬおよび内部抵抗Ｒの比率である誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）と同等の値に設定されている。同等というのは、同一又は近似を意味する。以下同じ。
【００５０】
図３において、指令値平滑回路２０では、一次平滑コンデンサ２１および二次平滑コンデンサ２７は、放電抵抗６８の抵抗値Ｒ１、および平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃの積からなる平滑時定数（Ｒ１×Ｃ）による平滑に比べ、高次の平滑をおこなう機能がある。このようにすると、設定信号Ｂが、検出信号Ｄと同等の平滑特性を有する。このため、偏差信号電圧Ｖｅの脈動成分が低減する。これにより、電流制御装置１ｂは、電流制御を安定しておこない、かつ、過渡電流応答を高速にすることが可能となる。
【００５１】
つぎに、この実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置１ｂの動作について図３を参照しながら説明する。
【００５２】
図３において、電源スイッチ２が閉路し、かつ、電流制御回路５０の開閉素子５ｂが閉路している場合において、電流制御装置１ｂは、以下の手順でソレノイド４の電流制御をおこなう。
【００５３】
図３において、ＣＰＵ９、鋸歯状波信号生成回路１０、指令値平滑回路２０、検出値増幅回路６０、偏差積分回路４０、および電流制御回路５０が、上述した実施の形態１とほぼ同様の動作をおこなう。つまり、電流制御装置１ｂは、開閉素子５ｂを開閉することにより、ソレノイド（誘導性負荷）４に流れる電流を制御する。
【００５４】
図３では、開閉素子５ｂが閉路すると、ソレノイド４には、バッテリー３、電源スイッチ２、ソレノイド４、開閉素子５ｂ、および電流検出抵抗６ｂからなる直列回路を通して所定の駆動電流が流れる。
【００５５】
検出値増幅回路６０では、開閉素子５ｂが閉路しているとき、平滑コンデンサ６５は、増幅器６１の出力端子からの電荷が、充電抵抗６６およびダイオード６７を介して充電される。
【００５６】
一方、開閉素子５ｂが開路すると、ソレノイド４に流れていた電流が、転流ダイオード７ｂを通して環流し減衰する。すると、検出抵抗６ｂに電流が流れなくなっていく。これによると、ソレノイド４の脈動成分が抑制されるので、ソレノイド４の電流制御が安定し易くなる。
【００５７】
検出値増幅回路６０では、開閉素子５ｂが開路しているとき、平滑コンデンサ６５の両端電圧は、ソレノイド４に流れていた電流が転流ダイオード７ｂを通して減衰するのと同様の減衰特性で減少していく。これは、放電時定数（放電抵抗６８の抵抗値Ｒ×平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃ）が、誘導時定数（ソレノイド４のインダクタンスＬ÷ソレノイド４の内部抵抗Ｒ）と同等の値に設定されているからである。これによると、ソレノイド４の脈動成分が抑制されるので、ソレノイド４の電流制御が安定し易くなる。しかもこの平滑コンデンサ６５の充放電時において、充電抵抗６６の抵抗値Ｒ１、および平滑コンデンサ６５の静電容量Ｃの積からなる平滑時定数（Ｒ１×Ｃ）による影響で、ソレノイド４の脈動成分がより一層抑制される。このことは、上記実施の形態１の場合も同様である。
【００５８】
なお、図３において、放電抵抗６８は、充電抵抗６６およびダイオード６７からなる直列回路と並列に接続してもよい。この場合、上記平滑時定数における充電抵抗の抵抗値は、放電抵抗６８および充電抵抗６６の合成抵抗の抵抗値である。
【００５９】
このようにして、検出値増幅回路６０が、図２に示した検出信号Ｄを偏差積分回路４０に出力すると、開閉素子５ｂが開閉することにより、ソレノイド４を流れる電流が制御される。したがって、上記実施の形態１と同様の効果を得る。
【００６０】
しかもこの実施の形態２では、開閉素子５ｂとして、ＮＰＮ接合型のバイポーラトランジスタや、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタが準備される。このため、電流制御装置１ｂは、開閉素子５ｂとして、ＰＮＰ接合型のバイポーラトランジスタや、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタを準備する場合に比べて低廉で、かつ構成を簡易にすることができる。
【００６１】
また、この実施の形態２では、検出値増幅回路６０は、開閉素子５ｂが閉路した場合には充電抵抗６６を介して充電するとともに、開閉素子５ｂが開路した場合にはその充電された電荷を放電抵抗６８を介して放電する平滑コンデンサ６５を有する。そして、放電時定数（Ｒ×Ｃ）が、誘導時定数（Ｌ÷Ｒ）と同等の値に設定されている。したがって、ソレノイド４に流れる電流に応じて検出信号電圧Ｖｆを正確に検出することが可能となる。
【００６２】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係る誘導性負荷の電流制御装置について図面を参照しながら説明する。図４は、この発明の実施の形態３に係る誘導性負荷の電流制御装置１ｃの構成を示す回路図である。なお、実施の形態１と同一符号については重複説明を適宜省略する。
【００６３】
図４において、電流制御装置１ｃは、過負荷保護回路７０を備えている。また、この電流制御装置１ｃは、ＣＰＵ（処理手段）９０、プログラムメモリ（記憶装置）９１、演算処理用メモリ（記憶装置）９２、出力インターフェース回路９３、入力インターフェース回路９４、および変換器９５を備えている。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
【００６４】
過負荷保護回路７０は、比較器７１と、入力抵抗７２と、分圧抵抗７３および７４と、正帰還抵抗７５と、トランジスタ７６と、駆動抵抗７７と、加算抵抗７８と、ダイオード７９とを有する。比較器７１の正側入力端子は、入力抵抗７２を介して、電流検出抵抗６ａによって生じる電圧が印加される。比較器７１の負側入力端子は、分圧抵抗７３および７４を介して、所定の電圧（例えば、５Ｖ）が印加される。正帰還抵抗７５は、比較器７１の出力端子および正側入力端子に接続されている。トランジスタ７６は、比較器７１の出力電圧によって、駆動抵抗７７を介して導通して駆動する機能がある。このトランジスタ７６のコレクタ端子は、トランジスタ５１のベース端子に接続されている。加算抵抗７８は、ダイオード７９と直列接続され、かつ、比較器７１の出力端子に接続されている。ダイオード７９は、変換器９５と接続されている。
【００６５】
プログラムメモリ９１は、ソレノイド４に流れる電流の制御状態を監視するための監視プログラムを格納する。図４において、ＦＭＥＭは、フラッシュメモリの略である。上記監視プログラムは、上記パルス幅変調信号Ａにより設定されるソレノイド４の目標電流と、変換器９５が変換した検出信号Ｄに基づくソレノイド４の通電電流との比較結果から、ソレノイド４の電流制御が正常におこなわれているかを監視するためのプログラムである。ソレノイド４の通電電流（ソレノイド４に実際に流れる電流）は、電流検出抵抗６ａの抵抗値などから算出される。また、正常に行われているかどうかは、例えば、上記比較結果の値が許容範囲内かどうかという観点から判断される。許容範囲は、例えば、電流制御装置１ｃの回路構成や、ソレノイド４の目標電流などの要素から算出される。
【００６６】
演算処理用メモリ９２は、例えば、ＲＡＭである。変換器９５は、アナログ信号をデジタル変換するための多チャンネル式変換器である。アクチュエータ９６は、車載電気負荷群である。たとえば、エンジンに対する燃料噴射用電磁弁、点火コイル、変速機の変速段切換用電磁弁などがこれに該当する。
【００６７】
センサスイッチ９７は、例えば、エンジンの回転センサ、クランクの角度センサ、車速センサなどに用いられるスイッチ群である。アナログセンサ９８は、例えば、アクセルセンサ、スロットルセンサ、エアフローセンサなどからなるアナログセンサ群である。アクセスセンサは、アクセルペダルの踏み込み度合いを検出するためのセンサである。スロットルセンサは、スロットルの弁開度を検出するためのセンサである。エアフローセンサは、吸気量を測定するためのセンサである。
【００６８】
ＣＰＵ９０は、センサスイッチ９７から入力したセンサや、変換器９５を介してデジタル変換されたアナログセンサ９８の変化量に応じて、アクチュエータ９６の駆動を制御する。また、このＣＰＵ９０は、電流制御装置１ａのＣＰＵ（パルス幅変調信号生成回路）９を含んでいる。これにより、単一のＣＰＵ９０により、ソレノイド４の電流制御や、アクチュエータ９６の駆動制御を行うことが可能となる。したがって、電流制御装置１ｃは、低廉で、かつ構成を小型にすることが可能となる。
【００６９】
つぎに、この実施の形態３に係る電流制御装置１ｃの動作について図４を参照しながら説明する。
【００７０】
図４において、電流制御装置１ｃが、上記実施の形態１の場合と同様の手順でソレノイド４の電流制御をおこなっている場合を想定して、電流制御の状態監視の動作を説明していく。
【００７１】
図４において、検出値増幅回路３０が、検出信号Ｄを偏差積分回路４０に出力するとともに、検出信号Ｄを変換器９５に出力する。すると、変換器９５は、検出信号Ｄをデジタル変換し、変換後の検出信号ＤをＣＰＵ９０に出力する。
【００７２】
ＣＰＵ９０は、プログラムメモリ９１に格納された監視プログラムに従って、パルス幅変調信号Ａにより設定されるソレノイド４の目標電流と、変換器９５が変換した検出信号Ｄに基づくソレノイド４の通電電流とを比較する。そして、ＣＰＵ９０は、上記比較結果に基づき、ソレノイド４に流れる電流の制御状態を上記監視プログラムに従って監視し、監視状況をディスプレイ（出力装置）９９へ出力する。監視状況としては、例えば、動作正常、動作異常がある。なお、ソレノイド４や配線の断線が生じた場合、ＣＰＵ９０は、パルス幅変調信号Ａを発生しているのにもかかわらず、検出信号電圧ｖｆを検出できない。したがって、この場合、ＣＰＵ９０は、動作異常の旨をディスプレイ９９へ出力する。これにより、ソレノイド４や配線の断線も検出することが可能となる。
【００７３】
なお、ＣＰＵ９０は、監視状況として、ソレノイド４の温度異常をディスプレイ９９へ出力してもよい。この場合、演算処理用メモリ（記憶装置）９２には、ソレノイド４の抵抗値および許容温度の対応付けを格納する。ＣＰＵ９０は、変換器９５がデジタル変換したバッテリー３の電圧を入力し、このバッテリー３の電圧から、演算処理用メモリ９２の対応付けを参照し、ソレノイド４の温度が適正かどうかを判断する。たとえば、回路構成に基づいて、バッテリー３の電圧からソレノイド４の抵抗値をＣＰＵ９０は算出する。そして、ＣＰＵ９０は、ソレノイド４の温度が適正ではないと判断したとき、ソレノイド４の温度異常をディスプレイ９９へ出力する。
【００７４】
以上説明したように、電流制御装置１ｃは、検出信号Ｂの電圧をデジタル変換する変換器９５と、誘導性負荷４に流れる電流の制御状態を監視するための監視プログラムを格納する記憶手段（プログラムメモリ）９１と、上記監視プログラムに従って上記パルス幅変調信号回路（ＣＰＵ）９が生成したパルス幅変調信号Ａにより設定される上記誘導性負荷４の目標電流、および上記変換器９５が変換した検出信号Ｄに基づく上記誘導性負荷４の通電電流を比較し、比較結果に基づき、上記誘導性負荷４に流れる電流の制御状態を上記監視プログラムに従って監視し、監視状況を出力装置（ディスプレイ）９９へ出力する処理手段（ＣＰＵ）９０とをさらに備えている。
【００７５】
このようにすると、ＣＰＵ９０が、ソレノイド４に流れる電流の制御状態を監視するので、電流制御装置１ｃは、ソレノイド４の電流制御に対する安全性を高めることができる。例えば、故障等による事故を事前に防止することができる。
【００７６】
さらに、図４では、過負荷保護回路７０は、ソレノイド４の異常を検出した場合、開閉素子５ａの導通を遮断するとともに、その場合の検出信号電圧をＣＰＵ９０へ出力する。ソレノイド４の異常としては、例えば、ソレノイド４の短絡などがある。以下、具体的に説明していく。
【００７７】
過負荷保護回路７０では、ソレノイド４の異常を検出した場合、比較器７１の出力電圧がＨレベルとなる。しかも正帰還抵抗７５によって、そのＨレベルの状態が保持される。これにより、トランジスタ７６が導通し、トランジスタ５５が不導通になるので、開閉素子５ａが開路する。したがって、開閉素子５ａの焼損を防止することができる。
【００７８】
一方、変換器９５は、ソレノイド４の異常を検出した場合、加算抵抗７８およびダイオード７９を介して、その場合の検出信号Ｄを過負荷保護回路７０から入力する。入力された検出信号Ｄの検出信号電圧Ｖｆは、一定の許容値を超える。なぜなら、検出信号Ｄが、加算抵抗７８およびダイオード７９を介して入力されるからである。
【００７９】
続いて、ＣＰＵ９０は、変換器９５がデジタル変換した検出信号Ｄの検出信号電圧Ｖｆに基づき、ソレノイド４に異常が発生した旨をディスプレイ９９へ出力する。これにより、電流制御装置１ｃは、ソレノイド４の過負荷状態等の異常を認識させることができる。しかも、この実施の形態３では、ソレノイド４の異常が生じた場合、過負荷保護回路７０の機能によって、開閉素子５ａが閉路する。このため、開閉素子５ａの保護をＣＰＵ９０の外部回路がおこなうこととなり、ＣＰＵ９０の負荷が軽減する。
【００８０】
なお、上記実施の形態１又は２において、鋸歯状波信号Ｃは、図２に示したように、その波形が、漸増したのち急に減少する場合で説明した。ただし、鋸歯状波信号Ｃは、その波形が、急に増加したのち漸減してもよい。このようにしても、上記実施の形態１又は２と同様の効果を得ることができる。この場合、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅよりも高いときに開閉素子５ａ又は５ｂが開路する。一方、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅよりも低いときに開閉素子５ａ又は５ｂが閉路する。
【００８１】
また、上記実施の形態１又は２において、偏差積分信号回路４０は、偏差積分信号電圧Ｖｅを次式（３）にしたがって生成してもよい。このようにしても、上記実施の形態１又は２と同様の効果を得ることができる。
Ｖｅ＝Ｖｓ＋［∫｛（Ｖｆ−Ｖｓ）÷ＲＣ｝ｄｔ］・・・（３）
但し、Ｖｓ＝設定信号電圧、Ｖｆ＝検出信号電圧、Ｒ＝入力抵抗４３の抵抗値、Ｃ＝積分コンデンサ４６の静電容量である。
この場合、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅより低いときに開閉素子５ａ又は５ｂが開路する。一方、鋸歯状波信号の電圧が、偏差積分信号電圧Ｖｅより高いときに開閉素子５ａ又は５ｂが閉路する。
【００８２】
【発明の効果】
この発明は以上説明したように、パルス幅変調信号と同周期の鋸歯状波信号および偏差積分信号に基づいて、誘導性負荷に流れる電流を制御する。このため、単一の周期のみで電流制御をおこなうことができ、これにより、電流制御の精度を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る誘導性負荷の電流制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。
【図４】この発明の実施の形態３に係る誘導性負荷の電流制御装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ、１ｃ 電流制御装置、４ ソレノイド、５ａ、５ｂ 開閉素子、７ａ、７ｂ 転流ダイオード、９ ＣＰＵ（パルス幅変調信号出力回路）、１０鋸歯状波信号生成回路、２０ 指令値平滑回路、３０ 検出値増幅回路、４０偏差積分回路、５０ 電流制御回路、７０ 過負荷保護回路、９０ ＣＰＵ（処理手段）、９１ プログラムメモリ（記憶手段）、９５ 変換器、９９ ディスプレイ（出力装置）、Ａ パルス幅変調信号、Ｂ 設定信号、Ｃ 鋸歯状波信号、Ｄ 検出信号、Ｅ 偏差積分信号、Ｆ 開閉信号。
Claims (9)
- 誘導性負荷に流れる電流を目標電流に設定するためのパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調信号出力回路と、
前記パルス幅変調信号と同周期の鋸歯状波信号を生成する鋸歯状波信号生成回路と、
前記パルス幅変調信号を平滑化して前記パルス幅変調信号と同周期の設定信号を生成する指令値平滑回路と、
前記誘導性負荷に流れる電流に基づいて、前記パルス幅変調信号と同周期の検出信号を生成する検出値増幅回路と、
前記設定信号および前記検出信号の偏差積分に応じた偏差積分信号を生成する偏差積分回路と、
前記鋸歯状波信号および前記偏差積分信号に基づいて、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する電流制御回路と
を備えたことを特徴とする誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記鋸歯状波信号生成回路は、前記パルス幅変調信号のパルスの立ち上りのタイミングで動作する
ことを特徴とした請求項１記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記偏差積分信号は、前記設定信号の設定電圧、および前記設定信号および前記検出信号の偏差積分電圧からなる電圧成分を有する
ことを特徴とした請求項１又は２記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記パルス幅変調信号は、前記誘導性負荷のインダクタンスおよび内部抵抗の比率である誘導時定数よりも小さい値の周期で動作し、
前記検出値増幅回路は、前記誘導性負荷に流れる電流の脈動成分を抑制するための半導体素子を有する
ことを特徴とした請求項１、２又は３記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記検出値増幅回路は、前記開閉素子が閉路した場合には充電抵抗を介して充電するとともに、前記開閉素子が開路した場合には放電抵抗を介して前記充電された電荷を放電する平滑コンデンサを有し、
前記放電抵抗の抵抗値、および前記平滑コンデンサの静電容量の積からなる放電時定数が、前記誘導時定数と同等の値に設定されている
ことを特徴とする請求項１、２又は３記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記設定信号は、前記検出信号と同等の平滑特性を有する
ことを特徴とした請求項１、２又は３記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記検出信号の電圧をデジタル変換する変換器と、
前記誘導性負荷に流れる電流の制御状態を監視するための監視プログラムを格納する記憶手段と、
前記監視プログラムに従って前記パルス幅変調信号回路が生成したパルス幅変調信号により設定される前記誘導性負荷の目標電流と、前記変換器が変換した検出信号に基づく前記誘導性負荷の通電電流とを比較し、比較結果に基づき、前記誘導性負荷に流れる電流の制御状態を前記監視プログラムに従って監視し、監視状況を出力装置へ出力する処理手段と
をさらに備えたことを特徴とする請求項１記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記誘導性負荷の異常を検出した場合、前記開閉素子の導通を遮断するとともに、その場合の前記検出信号を前記処理手段へ出力する過負荷保護手段をさらに備えるとともに、
前記処理手段は、前記過負荷保護手段が出力した検出信号に基づき、前記異常が発生した旨をさらに前記出力装置へ出力する
ことを特徴とする請求項７記載の誘導性負荷の電流制御装置。 - 前記処理手段は、前記パルス幅変調信号回路を含んでいる
ことを特徴とする請求項７記載の誘導性負荷の電流制御装置。
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