JP2008011347A - 負荷断線検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷に生じるフライバック電圧以上の耐圧を持つ負荷断線検出回路を提供する。
【解決手段】指標電圧出力回路１７は、電磁コイルが接続される出力端子１１ｄが開放状態になると、ノードＮ１の電圧ＶＴrefに等しい指標電圧ＶＴを出力端子１１ｄから出力する。電磁コイルの電流が遮断されると、出力端子１１ｄにフライバック電圧Ｖfbが発生する。分圧回路１８は、フライバック電圧Ｖfbを１／ｍに分圧してウィンドコンパレータに出力する。ダイオードＤ３はフライバック電圧Ｖfbを阻止し、抵抗Ｒ８はダイオードＤ３がブレークダウンしたときの電流を制限する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力回路が駆動する負荷の断線を検出する負荷断線検出回路に関する。

エンジンのインジェクタは、混合気を作るために燃料を一定時間噴射させるもので、電磁バルブにより駆動される。特許文献１には、ディーゼルエンジンにおけるコモンレール式燃料噴射装置において、インジェクタの断線の有無を判定する回路が開示されている。この燃料噴射装置は、サプライポンプの吐出量制御弁の電磁コイルから得られるフライバックエネルギーをインジェクタの電磁弁駆動用コンデンサに充電し、所定タイミングにおける電磁弁駆動用コンデンサの充電状態に基づいて断線を検出するようになっている。

特許文献２には、インジェクタの非駆動時にソレノイドが作動しない程度の微小電流を流す回路を備え、ソレノイドと直列に接続された抵抗に流れる電流と基準電流とを比較して断線を検知する駆動回路が開示されている。
特開平１１−２１０５３３号公報（図３、図６） 特開平１０−９０２７号公報（図１）

燃料噴射制御装置の電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）は、インジェクタの電磁弁の応答性を高めるため、電磁弁をオフしたときの逆起電力（フライバック電圧）を７０Ｖ程度にまで上げている。これにより、ＥＣＵに用いられるドライバＩＣには上記フライバック電圧よりも高い耐圧が必要となる。また、システムのインテリジェント化のためドライバＩＣにダイアグノーシス機能を持たせ、部品点数の削減を図ることも検討されている。

インジェクタの電磁弁の故障には、電磁コイルのグランド線への短絡、断線、電源線への短絡などがある。図７は、上記ダイアグノーシス機能の１つである断線検出回路を示している。ドライバＩＣ１は、電磁コイル２への通電を行うＭＯＳＦＥＴ３とそのゲートドライバ４を備えており、さらに指標電圧出力回路５とウィンドコンパレータ６とからなる断線検出回路７を備えている。

指標電圧出力回路５は、負荷である電磁コイル２の断線時において、ＭＯＳＦＥＴ３がオフしている時の出力端子１ｄの電圧を指標電圧ＶＴに固定する機能を持つ。指標電圧出力回路５の電流出力能力は低く、電磁コイル２が接続された正常動作時には上記電位固定作用は現れない。断線検出回路７は、出力端子１ｄの電圧をウィンドコンパレータ６で基準電圧と比較し、断線検出信号Ｓdiagを出力する。上述したようにドライバＩＣ１の出力端子１ｄには７０Ｖ程度のフライバック電圧が印加されるため、図７に示すドライバＩＣ１にはこのフライバック電圧に耐え得る回路構成が必要とされる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、負荷に生じるフライバック電圧以上の耐圧を持つ負荷断線検出回路を提供することにある。

請求項１に記載した手段によれば、出力トランジスタのオンオフ動作により出力端子に繋がる負荷への通断電が行われ、負荷断線時において出力トランジスタがオフしている時、指標電圧出力回路は、出力端子に対し電源線とグランド線との中間電圧である指標電圧を出力する。比較回路は、出力端子の電圧を所定の分圧比で分圧して得られる検出電圧と、電源電圧と指標電圧との間で選択された電圧に対し前記分圧比により定まる第１の基準電圧および指標電圧とグランド電圧との間で選択された電圧に対し前記分圧比により定まる第２の基準電圧とをそれぞれ比較するので、正常時と負荷断線時とでは比較結果である断線検出信号の状態が異なる。

指標電圧出力回路において、第１のトランジスタの制御端子に指標電圧に等しい電圧が印加されると、電源線から定電流回路、第１の抵抗、第１のダイオード、第１のトランジスタを介してグランド線に電流が流れる。また、電源線から第２のトランジスタ、第２の抵抗、第２のダイオード、分圧回路を介してグランド線に電流が流れる。これら２つの電流経路にはそれぞれダイオードと抵抗が介在し、第１のトランジスタと第２のトランジスタの制御電圧はほぼ等しいことから、負荷断線時において出力トランジスタがオフしている時、出力端子には指標電圧が現れる。

本手段によれば、出力端子の電圧は分圧回路で分圧されてから比較回路に与えられるので、この分圧比を適当な値に設定することにより、出力トランジスタがオフして出力端子に負荷のフライバック電圧が生じても、比較回路に入力される検出電圧をその素子耐圧以下に抑えることができる。また、フライバック電圧は第２のダイオードにより阻止され、仮に第２のダイオードの逆阻止耐圧を超えても第２の抵抗により電流が制限されるので、指標電圧出力回路を保護することができる。

請求項２に記載した手段によれば、第１の抵抗の値と第２の抵抗の値は等しく設定されているので、上述した２つの電流経路に流れる電流が近似していれば、第１のトランジスタの制御端子に印加される電圧と出力端子に現れる指標電圧とをより近づけることができる。

請求項３に記載した手段によれば、第１の抵抗および第２の抵抗に替えてそれぞれダイオードが接続されているので、第１のトランジスタの制御端子に印加される電圧と出力端子に現れる指標電圧とを等しく保ちつつ、指標電圧出力回路に対する保護耐圧を高めることができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。
自動車用エンジンの燃料噴射制御装置の電子制御ユニット（ＥＣＵ）は、マイコンを主体として構成される制御用ＩＣ（図示せず）と、この制御用ＩＣから与えられる駆動信号Ｓdrvによりインジェクタの電磁弁を開閉駆動するドライバＩＣとから構成されている。

燃料噴射制御装置は、インジェクタの電磁弁の開閉により燃料の噴射を制御するもので、上記制御用ＩＣは、クランク角センサ、気筒判別センサおよびアクセル開度センサからエンジン回転数情報、気筒判別情報、アクセル開度情報を入力し、これらの情報に基づいてエンジンの状態を判断する。そして、その判断結果に基づいて燃料の最適な噴射時期および噴射量を決定し、ドライバＩＣを介して各電磁弁の電磁コイルを駆動制御する。

図２は、このドライバＩＣの回路のうち１つのインジェクタの電磁コイル２の駆動に係る構成を示している。なお、従来のドライバＩＣ１を示す図７と同一部分には同一符号を付している。ドライバＩＣ１１の電源端子１１ａとグランド端子１１ｂにはバッテリ（図示せず）から電源電圧ＶＢが与えられている。ドライバＩＣ１１内において、電源端子１１ａは電源線１２を介して出力端子１１ｃに接続されており、グランド端子１１ｂはグランド線１３に接続されている。

ドライバＩＣ１１は、信号入力端子１１ｅに与えられる上記駆動信号Ｓdrvに従って、出力端子１１ｃ、１１ｄ間に接続された電磁コイル２（負荷に相当）への通断電を行う出力回路１４と、電磁コイル２の断線を検出するダイアグノーシス機能を実行し、信号出力端子１１ｆから上記制御用ＩＣに対し断線検出信号Ｓdiagを出力する断線検出回路１５（負荷断線検出回路に相当）とを備えている。

出力回路１４は、ゲートドライバ４と、出力端子１１ｄとグランド線１３との間に接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ３（出力トランジスタに相当）とから構成されている。ＭＯＳＦＥＴ３のドレイン・ゲート間には、ドレイン側をカソードとしてツェナーダイオードＤ１が接続されている。このツェナーダイオードＤ１は、出力端子１１ｄの電圧Ｖｏが後述するフライバック電圧の上限値Ｖfbを超えた時に通電状態となり、ＭＯＳＦＥＴ３を一時的にオンさせて電磁コイル２の電流を流すように作用する。このツェナーダイオードＤ１のツェナー電圧Ｖz1は、ＭＯＳＦＥＴ３のしきい値電圧をＶthとしてＶz1＝Ｖfb−Ｖthに設定されている。

断線検出回路１５は、基準電圧生成回路１６、指標電圧出力回路１７およびウィンドコンパレータ６（比較回路に相当）から構成されており、電源線１２とグランド線１３とから電源電圧ＶＢの供給を受けて動作するようになっている。

基準電圧生成回路１６は、電源線１２とグランド線１３との間に直列接続された抵抗Ｒ１〜Ｒ４から構成されている。抵抗Ｒ１とＲ２との接続点、抵抗Ｒ２とＲ３との接続点（ノードＮ１）、抵抗Ｒ３とＲ４との接続点の各電圧をそれぞれＶＨ、ＶＴref、ＶＬとすると、電圧ＶＨ、ＶＬがそれぞれウィンドコンパレータ６に対する第１、第２の基準電圧となり、電圧ＶＴrefが後述する指標電圧ＶＴの指令値となる。基準電圧ＶＨは、電源電圧ＶＢと指標電圧ＶＴとの間で選択された電圧に対し後述する分圧比１／ｍにより定まる電圧で、基準電圧ＶＬは、指標電圧ＶＴとグランド電圧０Ｖとの間で選択された電圧に対し分圧比１／ｍにより定まる電圧である。

指標電圧出力回路１７は、出力端子１１ｄに対し電源電圧ＶＢとグランド電圧０Ｖとの中間的な電圧である指標電圧ＶＴを出力するもので、具体的には図１に示す構成を備えている。エミッタフォロアとして動作する入力段のトランジスタＱ１のベースは上記ノードＮ１に接続されており、エミッタは抵抗Ｒ５を介して電源線１２に接続されている。トランジスタＱ２は、トランジスタＱ１の出力電圧に応じた電流をトランジスタＱ３に流すもので、エミッタとグランド線１３との間に電流設定用の抵抗Ｒ６が接続されている。

電源線１２にエミッタが接続されたＰＮＰ形のトランジスタＱ３とＱ４はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＱ４は定電流回路として動作する。トランジスタＱ４のコレクタとグランド線１３との間には、抵抗Ｒ７（第１の抵抗に相当）とダイオードＤ２（第１のダイオードに相当）とトランジスタＱ５（第１のトランジスタに相当）のエミッタ・コレクタ間とが直列に接続されている。トランジスタＱ５のベース（制御端子）は、上記ノードＮ１に接続されている。

トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ６（第２のトランジスタに相当）のベースに接続されている。電源線１２と出力端子１１ｄとの間には、上記トランジスタＱ６のコレクタ・エミッタ間と抵抗Ｒ８（第２の抵抗に相当）とダイオードＤ３（第２のダイオードに相当）とが直列に接続されており、出力端子１１ｄとグランド線１３との間には、抵抗Ｒ９とＲ１０とからなる分圧回路１８（分圧比１／ｍ）が接続されている。

図２に遡って、ウィンドコンパレータ６は、コンパレータ１９、２０と、これら２つのコンパレータ１９、２０の出力信号を入力とするＡＮＤゲート２１とから構成されている。コンパレータ１９の非反転入力端子、コンパレータ２０の反転入力端子には、それぞれ上記基準電圧ＶＨ、ＶＬが印加されており、コンパレータ１９の反転入力端子とコンパレータ２０の非反転入力端子には、分圧回路１８から出力端子１１ｄの電圧Ｖｏの分圧電圧（検出電圧に相当）が印加されている。

次に、本実施形態の作用について説明する。
ドライバＩＣ１１は、信号入力端子１１ｅに与えられる駆動信号ＳdrvがＨレベルのときにＭＯＳＦＥＴ３をオンとし、ＬレベルのときにＭＯＳＦＥＴ３をオフとする。駆動信号ＳdrvがＨレベルからＬレベルになると、電流が遮断される電磁コイル２に逆起電力（フライバック電圧）が発生する。このフライバック電圧が上限値Ｖfbに達すると、ツェナーダイオードＤ１を介してＭＯＳＦＥＴ３のゲートにしきい値電圧Ｖthが印加され、ＭＯＳＦＥＴ３がオンして電磁コイル２の電流を流す。インジェクタの電磁弁の応答性を高めるためには、フライバック電圧を７０Ｖ程度にまで上げる必要がある。

ドライバＩＣ１１は、電磁コイル２の駆動機能に加え、電磁コイル２の断線検出機能を有している。電磁コイル２とＭＯＳＦＥＴ３とからなる主回路において出力端子１１ｄが開放状態になると、指標電圧出力回路１７は、出力端子１１ｄに対し電源電圧ＶＢとグランド電圧０Ｖとの中間的な電圧である指標電圧ＶＴを出力する。すなわち、図１において、電圧ＶＴrefと抵抗Ｒ６とで定まる電流がトランジスタＱ２、Ｑ３に流れ、当該電流に対しミラー比で定まる電流がトランジスタＱ４、抵抗Ｒ７、ダイオードＤ２、トランジスタＱ５に流れる。この電流の一部がトランジスタＱ６のベース電流となり、トランジスタＱ６、抵抗Ｒ８、ダイオードＤ３、分圧回路１８に電流が流れる。

この場合、トランジスタＱ５とＱ６のベース・エミッタ間電圧ＶBEが等しく、抵抗Ｒ７とＲ８の端子間電圧が等しく、ダイオードＤ２とＤ３の順方向電圧Ｖｆが等しいとすれば、開放状態にある端子１１ｄから出力される指標電圧ＶＴはノードＮ１の電圧ＶＴrefに等しくなる。抵抗Ｒ７とＲ８の端子間電圧を等しくする条件の１つは、抵抗Ｒ７とＲ８の抵抗値を等しく設定し且つ両者に流れる電流を等しく設定することである。

電磁コイル２が断線していない場合、駆動信号ＳdrvがＨレベルのとき出力電圧Ｖｏは０Ｖとなり、駆動信号ＳdrvがＬレベルのとき出力電圧ＶｏはＶＢとなる。出力電圧Ｖｏが０Ｖのときにはコンパレータ１９、２０の出力がＨレベル、Ｌレベルとなり、出力電圧ＶｏがＶＢのときにはコンパレータ１９、２０の出力がＬレベル、Ｈレベルとなり、何れの場合も断線検出信号ＳdiagがＬレベルになる。

一方、電磁コイル２が断線している場合、駆動信号ＳdrvがＨレベルのとき出力電圧Ｖｏは０Ｖとなり、駆動信号ＳdrvがＬレベルのとき出力端子１１ｄの電圧Ｖｏは指標電圧ＶＴとなる。電圧Ｖｏが指標電圧ＶＴに等しくなると、コンパレータ１９、２０の出力がともにＨレベルとなり、断線検出信号ＳdiagがＨレベルになる。このように、断線検出信号ＳdiagがＨレベルになったことをもって電磁コイル２の断線を検出することができる。

さて、出力端子１１ｄの電圧Ｖｏは、分圧回路１８でＲ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）＝１／ｍに分圧されてからウィンドコンパレータ６に入力される。このため、ウィンドコンパレータ６を構成するコンパレータ１９、２０の耐圧は、上述したフライバック電圧Ｖfbの１／ｍに低減することができる（ただし、実設計上は若干のマージンを確保することが好ましい）。

ダイオードＤ３は（Ｖfb−ＶＢ）以上の耐圧を持っており、上述のフライバック電圧ＶfbはこのダイオードＤ３により阻止される。これにより、トランジスタＱ４、Ｑ６ひいては指標電圧出力回路１７を、過大なフライバック電圧Ｖfbから保護することができる。また、仮に電圧（Ｖfb−ＶＢ）がダイオードＤ３の耐圧を超えてダイオードＤ３がブレークダウンしても、直列に接続された抵抗Ｒ８により電流が制限されるので指標電圧出力回路１７を保護することができる。

なお、出力端子１１ｄの電圧Ｖｏは分圧回路１８により１／ｍ（ただしｍ＞１）に分圧されてからウィンドコンパレータ６に入力されるので、基準電圧生成回路１６で生成する第１、第２の基準電圧ＶＨ、ＶＬは、それぞれ以下の（１）式、（２）を満たすように設定されている。
ＶＴ／ｍ＜ＶＨ＜ＶＢ／ｍ …（１）
０＜ＶＬ＜ＶＴ／ｍ …（２）

以上説明したように、本実施形態のドライバＩＣ１１は、出力端子１１ｄに対し電源電圧ＶＢとグランド電圧０Ｖとの中間的な電圧である指標電圧ＶＴを出力する指標電圧出力回路１７と、基準電圧ＶＨおよびＶＬを生成する基準電圧生成回路１６と、出力端子１１ｄの電圧Ｖｏの分圧電圧（検出電圧）と基準電圧ＶＨ、ＶＬとを比較して断線検出信号Ｓdiagを出力するウィンドコンパレータ６とから構成される断線検出回路１５を備えているので、インジェクタの電磁コイル２の断線を確実に検出することができる。

出力端子１１ｄの電圧Ｖｏは、指標電圧出力回路１７内の分圧回路１８で分圧されてからウィンドコンパレータ６に入力されるので、出力端子１１ｄに高いフライバック電圧Ｖfbが発生してもウィンドコンパレータ６を保護することができる。また、出力端子１１ｄと指標電圧出力回路１７との間には高耐圧のダイオードＤ３が設けられているので、フライバック電圧Ｖfbから指標電圧出力回路１７を保護することができる。さらに、ダイオードＤ３と直列に電流制限用の抵抗Ｒ８が設けられているので、仮にダイオードＤ３がブレークダウンしたとしても指標電圧出力回路１７を保護することができる。

上記ダイオードＤ３と抵抗Ｒ８を設けると、指標電圧出力回路１７に入力される指標電圧の指令値ＶＴrefと出力端子１１ｄから出力される指標電圧ＶＴとがずれてしまう。そこで、トランジスタＱ４とＱ５との間にもダイオードＤ２と抵抗Ｒ７を設けている。これにより、指令値ＶＴrefに等しい指標電圧ＶＴを出力することができる。

基準電圧生成回路１６では、バッテリから供給される電源電圧ＶＢを抵抗分圧して指標電圧の指令値ＶＴrefを生成しているので、電源の立ち上げ、立ち下げ順序による誤動作が抑制される。また、指標電圧の指令値ＶＴrefと基準電圧ＶＨ、ＶＬとを抵抗Ｒ１〜Ｒ４からなる共通の抵抗分圧回路から生成しているので、電源電圧ＶＢが変動してもウィンドコンパレータ６における誤判定を防止できる。

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態である指標電圧出力回路を示している。この指標電圧出力回路２２は、ドライバＩＣが負の電源電圧ＶＢ（ＶＢ＜０）で動作する場合に用いられるもので、図１に示した指標電圧出力回路１７と実質的に等価な回路構成となっている。すなわち、トランジスタＱ７〜Ｑ１２、ダイオードＤ４、Ｄ５、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６、分圧回路２３は、それぞれ図１に示した指標電圧出力回路１７におけるトランジスタＱ１〜Ｑ６、ダイオードＤ２、Ｄ３、抵抗Ｒ５〜Ｒ１０、分圧回路１８に相当している。この指標電圧出力回路２２を用いた断線検出回路によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第３、第４の実施形態）
図４、図５は、それぞれ本発明の第３、第４の実施形態である指標電圧出力回路を示している。これらの指標電圧出力回路２４、２５は、それぞれ図１、図３に示す指標電圧出力回路１７、２２においてバイポーラトランジスタをＭＯＳＦＥＴに置き換えたものであり、これらと同様の作用により出力端子１１ｄに対し指標電圧ＶＴを出力する。図４におけるＭＯＳＦＥＴＱ１３〜Ｑ１８は、それぞれ図１におけるトランジスタＱ１〜Ｑ６に相当し、図５におけるＭＯＳＦＥＴＱ１９〜Ｑ２４は、それぞれ図３におけるトランジスタＱ７〜Ｑ１２に相当する。本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第５の実施形態）
図６は、本発明の第５の実施形態である指標電圧出力回路を示している。この指標電圧出力回路２６は、図１に示す指標電圧出力回路１７において抵抗Ｒ７、Ｒ８をそれぞれダイオードＤ６、Ｄ７に置き換えたものである。本実施形態によれば、さらに高いフライバック電圧Ｖfbが発生しても指標電圧出力回路２６を保護することができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
負荷は、インジェクタの電磁コイル２に限られず、一般に誘導性負荷であればよい。
第２〜第４の実施形態においても、第５の実施形態と同様に抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ１３、Ｒ１４をダイオードに置き換えてもよい。

本発明の第１の実施形態を示す指標電圧出力回路の構成図 ドライバＩＣの構成図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 本発明の第５の実施形態を示す図１相当図 従来技術を示す図２相当図

符号の説明

図面中、２は電磁コイル（負荷）、３はＭＯＳＦＥＴ（出力トランジスタ）、６はウィンドコンパレータ（比較回路）、１１ｄは出力端子、１２は電源線、１３はグランド線、１４は出力回路、１５は断線検出回路（負荷断線検出回路）、１６は基準電圧生成回路、１７、２２、２４、２５、２６は指標電圧出力回路、１８、２３は分圧回路、Ｑ４、Ｑ１０はトランジスタ（定電流回路）、Ｑ５、Ｑ１１はトランジスタ（第１のトランジスタ）、Ｑ６、Ｑ１２はトランジスタ（第２のトランジスタ）、Ｄ２、Ｄ４はダイオード（第１のダイオード）、Ｄ３、Ｄ５はダイオード（第２のダイオード）、Ｒ７、Ｒ１３は抵抗（第１の抵抗）、Ｒ８、Ｒ１４は抵抗（第２の抵抗）である。

Claims (3)

1. 負荷接続用の出力端子からグランド線に至る通電経路に出力トランジスタが設けられた出力回路に用いられ、電源線と前記グランド線とから電源電圧の供給を受けて前記負荷の断線を検出する負荷断線検出回路において、
   前記出力端子に対し前記電源線と前記グランド線との中間電圧である指標電圧を出力する指標電圧出力回路と、
   前記電源電圧と前記指標電圧との間で選択された電圧および前記指標電圧とグランド電圧との間で選択された電圧に対し所定の分圧比により定まる第１の基準電圧および第２の基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、
   前記出力端子の電圧に応じた検出電圧と前記第１および第２の基準電圧とを比較して断線検出信号を出力する比較回路とを備え、
   前記指標電圧出力回路は、
   一端が前記電源線に接続された定電流回路と、
   前記グランド線に接続され、その制御端子に前記指標電圧に等しい電圧が印加される第１のトランジスタと、
   前記定電流回路の他端と前記第１のトランジスタとの間に直列に接続された第１の抵抗および第１のダイオードと、
   前記電源線に接続され、その制御端子が前記定電流回路の他端に接続された第２のトランジスタと、
   この第２のトランジスタと前記出力端子との間に直列に接続された第２の抵抗および第２のダイオードと、
   前記出力端子と前記グランド線との間に接続され、前記所定の分圧比を持つ分圧回路とを備え、
   前記分圧回路から出力される分圧電圧を前記検出電圧として前記比較回路に入力するように構成されていることを特徴とする負荷断線検出回路。
2. 前記第１の抵抗の値と前記第２の抵抗の値は等しく設定されていることを特徴とする請求項１記載の負荷断線検出回路。
3. 前記第１の抵抗および前記第２の抵抗に替えてそれぞれダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１記載の負荷断線検出回路。

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