JPH08205534A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
- Publication number
- JPH08205534A JPH08205534A JP1076095A JP1076095A JPH08205534A JP H08205534 A JPH08205534 A JP H08205534A JP 1076095 A JP1076095 A JP 1076095A JP 1076095 A JP1076095 A JP 1076095A JP H08205534 A JPH08205534 A JP H08205534A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output voltage
- voltage
- output
- circuit
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】スイッチング電源回路の出力電圧安定化のため
の帰還回路の増幅器の増幅度を小さくすることにより回
路の安定化を図る。 【構成】スイッチングトランジスタ３の出力に応じてト
ランスＴにより入力電圧ＥINがパルス電圧ＶOに変換さ
れ、これが整流平滑されて出力電圧ＥOUTとなる。この
出力電圧ＥOUTの変化分を検知するための出力電圧検知
回路を、出力電圧端子と接地との間に接続した抵抗Ｒ1
と定電流源４とにより構成し、その接続点Ｊから検知出
力を得る。この検知出力は、増幅器１へ入力され、基準
電圧Ｖrefと比較される。増幅器１の出力電圧Ｖ1は比較
器２で三角波発振電圧ＶOSCと比較され、スイッチング
トランジスタ３のオンオフのパルス幅を制御する。 【効果】高電圧出力の場合、高圧のプローブを必要とす
ることなく、低電圧箇所で通常のプローブにより出力電
圧のリップルノイズが観測できる。
の帰還回路の増幅器の増幅度を小さくすることにより回
路の安定化を図る。 【構成】スイッチングトランジスタ３の出力に応じてト
ランスＴにより入力電圧ＥINがパルス電圧ＶOに変換さ
れ、これが整流平滑されて出力電圧ＥOUTとなる。この
出力電圧ＥOUTの変化分を検知するための出力電圧検知
回路を、出力電圧端子と接地との間に接続した抵抗Ｒ1
と定電流源４とにより構成し、その接続点Ｊから検知出
力を得る。この検知出力は、増幅器１へ入力され、基準
電圧Ｖrefと比較される。増幅器１の出力電圧Ｖ1は比較
器２で三角波発振電圧ＶOSCと比較され、スイッチング
トランジスタ３のオンオフのパルス幅を制御する。 【効果】高電圧出力の場合、高圧のプローブを必要とす
ることなく、低電圧箇所で通常のプローブにより出力電
圧のリップルノイズが観測できる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、出力安定化のために出
力電圧を検知する出力電圧検知回路を有するスイッチン
グ電源回路に係り、特に、高電圧出力に好適なスイッチ
ング電源回路に関する。
力電圧を検知する出力電圧検知回路を有するスイッチン
グ電源回路に係り、特に、高電圧出力に好適なスイッチ
ング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２に、一般的な従来のスイッチング電
源の基本回路構成を示す。
源の基本回路構成を示す。
【０００３】図２において、符号１は増幅器（誤差増幅
器）、符号２は比較器、符号３はスイッチング素子のト
ランジスタ、符号５はＯＳＣ（三角波発振器）、ＥINは
入力電圧、Ｔは１次側巻数ｎ1、２次側巻数ｎ2のトラン
ス、Ｄ1，Ｄ2はダイオード、Ｌはインダクタンス、Ｃは
コンデンサ、Ｒ1，Ｒ2は抵抗、ＥOUTは出力電圧、Ｖref
は基準電圧である。ダイオードＤ1，Ｄ2は整流回路を構
成し、インダクタンスＬおよびコンデンサＣは平滑回路
を構成する。また、抵抗Ｒ1，Ｒ2は出力電圧ＥOUTをＲ2
／（Ｒ1＋Ｒ2）に分圧する分圧器を構成する。
器）、符号２は比較器、符号３はスイッチング素子のト
ランジスタ、符号５はＯＳＣ（三角波発振器）、ＥINは
入力電圧、Ｔは１次側巻数ｎ1、２次側巻数ｎ2のトラン
ス、Ｄ1，Ｄ2はダイオード、Ｌはインダクタンス、Ｃは
コンデンサ、Ｒ1，Ｒ2は抵抗、ＥOUTは出力電圧、Ｖref
は基準電圧である。ダイオードＤ1，Ｄ2は整流回路を構
成し、インダクタンスＬおよびコンデンサＣは平滑回路
を構成する。また、抵抗Ｒ1，Ｒ2は出力電圧ＥOUTをＲ2
／（Ｒ1＋Ｒ2）に分圧する分圧器を構成する。
【０００４】図３はＯＳＣ（三角波発振器）５からの出
力電圧ＶOSCと増幅器１からの出力電圧Ｖ2とを比較器２
で比較した場合の出力端Ｐにおける出力矩形波電圧Ｖｐ
を示す。
力電圧ＶOSCと増幅器１からの出力電圧Ｖ2とを比較器２
で比較した場合の出力端Ｐにおける出力矩形波電圧Ｖｐ
を示す。
【０００５】図３に示すように、ＯＳＣ５からの周期
Ｔ、波高ＶSの三角波ＶOSCは電圧Ｖ2との比較により矩
形波電圧Ｖｐに変換され、これによりスイッチングトラ
ンジスタ３がオンオフ駆動される。この周期Ｔに対する
オン期間ＴONの割合に比例して（すなわちパルス幅変調
により）出力電圧ＥOUTが調整される。トランスＴによ
り入力電圧ＥINが電圧ＶOに変換され、これが整流平滑
されて出力電圧ＥOUTとなる。出力電圧ＥOUTは、分圧器
Ｒ1，Ｒ2により分圧されてその接続点Ｊの電圧Ｖ1が増
幅器１により基準電圧Ｖrefに照らして監視される。こ
の増幅器１の出力Ｖ2が前記比較器２の反転入力端への
入力電圧となる。分圧器の出力電圧Ｖ1は、出力電圧Ｅ
OUTの変動を反映しており（但し、分圧により減衰して
いる）、この出力電圧Ｖ1が基準電圧Ｖrefに一致するよ
うに増幅器１は比較器２へ負帰還制御を行なう。抵抗Ｒ
2は可変抵抗となっており、この調整により出力電圧Ｅ
OUTの大きさを調整することができる。
Ｔ、波高ＶSの三角波ＶOSCは電圧Ｖ2との比較により矩
形波電圧Ｖｐに変換され、これによりスイッチングトラ
ンジスタ３がオンオフ駆動される。この周期Ｔに対する
オン期間ＴONの割合に比例して（すなわちパルス幅変調
により）出力電圧ＥOUTが調整される。トランスＴによ
り入力電圧ＥINが電圧ＶOに変換され、これが整流平滑
されて出力電圧ＥOUTとなる。出力電圧ＥOUTは、分圧器
Ｒ1，Ｒ2により分圧されてその接続点Ｊの電圧Ｖ1が増
幅器１により基準電圧Ｖrefに照らして監視される。こ
の増幅器１の出力Ｖ2が前記比較器２の反転入力端への
入力電圧となる。分圧器の出力電圧Ｖ1は、出力電圧Ｅ
OUTの変動を反映しており（但し、分圧により減衰して
いる）、この出力電圧Ｖ1が基準電圧Ｖrefに一致するよ
うに増幅器１は比較器２へ負帰還制御を行なう。抵抗Ｒ
2は可変抵抗となっており、この調整により出力電圧Ｅ
OUTの大きさを調整することができる。
【０００６】今、この従来の回路において、使用素子は
全て理想素子として入力電圧ＥINの変化に対する出力電
圧ＥOUTの変化率の計算を以下に示す。
全て理想素子として入力電圧ＥINの変化に対する出力電
圧ＥOUTの変化率の計算を以下に示す。
【０００７】図２と図３より下記５つの条件式が成立す
る。
る。
【０００８】 Ｖ0＝（ｎ2／ｎ1）ＥIN＝（１／Ｎ）ＥIN （ここに、Ｎ＝ｎ1／ｎ2） ＥOUT＝（ＴON／Ｔ）Ｖ0 Ｖ1＝｛Ｒ2／(Ｒ1＋Ｒ2)｝ＥOUT＝αＥOUT （ここにαはＲ2／(Ｒ1＋Ｒ2)) V2＝Ａ（Ｖ1−Ｖref） （Ａは増幅器１の増幅度） ＴON＝Ｔ｛１−（Ｖ2／ＶS）｝ これらの式より、 ＥOUT＝｛１＋Ａ(Ｖref／ＶS）−（αＡ／ＶS)ＥOUT｝(ＥIN／Ｎ） …（１） ＥOUT＝[{１＋Ａ（Ｖref／ＶS)}ＥIN]/[Ｎ｛１＋(αＡ／ＮＶS)ＥIN}]…(２） いま入力電圧がΔＥIN変化した時出力電圧の変化をΔＥ
OUTとすれば、式１より、 ＥOUT＋ΔＥOUT＝｛１＋Ａ（Ｖref／ＶS）｝（１／Ｎ）（ＥIN／ΔＥIN） −（αＡ／ＮＶS）（ＥOUT＋ΔＥOUT）（ＥIN＋ΔＥIN） この式を整理すれば、 ΔＥOUT≒｛１＋Ａ（Ｖref／ＶS）−（αＡ／ＶS）ＥOUT｝ΔＥOUT／ Ｎ｛１＋（αＡ／ＮＶS）ＥIN｝ …（３） 式３の両辺を式１で割れば、 △ＥOUT／ＥOUT＝[１／｛１＋(αＡ／ＮＶS)ＥIN｝］(ΔＥIN／ＥIN)…（４） ここでαＥOUT≒Ｖrefと近似すれば、 （αＡ／ＮＶS）ＥIN＝（Ｖref／ＶS）（Ｔ／ＴON）Ａ ∴１＋（αＡ／ＮＶS）ＥIN≒（Ｖref／ＶS）（Ｔ／Ｔ
ON）Ａ よって、式４は ΔＥOUT／ＥOUT≒(１／Ａ)(ＴON／Ｔ)(ＶS／Ｖref)(ΔＥIN／ＥIN) …（５） となる。
OUTとすれば、式１より、 ＥOUT＋ΔＥOUT＝｛１＋Ａ（Ｖref／ＶS）｝（１／Ｎ）（ＥIN／ΔＥIN） −（αＡ／ＮＶS）（ＥOUT＋ΔＥOUT）（ＥIN＋ΔＥIN） この式を整理すれば、 ΔＥOUT≒｛１＋Ａ（Ｖref／ＶS）−（αＡ／ＶS）ＥOUT｝ΔＥOUT／ Ｎ｛１＋（αＡ／ＮＶS）ＥIN｝ …（３） 式３の両辺を式１で割れば、 △ＥOUT／ＥOUT＝[１／｛１＋(αＡ／ＮＶS)ＥIN｝］(ΔＥIN／ＥIN)…（４） ここでαＥOUT≒Ｖrefと近似すれば、 （αＡ／ＮＶS）ＥIN＝（Ｖref／ＶS）（Ｔ／ＴON）Ａ ∴１＋（αＡ／ＮＶS）ＥIN≒（Ｖref／ＶS）（Ｔ／Ｔ
ON）Ａ よって、式４は ΔＥOUT／ＥOUT≒(１／Ａ)(ＴON／Ｔ)(ＶS／Ｖref)(ΔＥIN／ＥIN) …（５） となる。
【０００９】式５は、入力電圧の変化率に対する出力電
圧の変化率を表わしており、後に本発明の実施例との対
比に用いる。なお、（ΔＥOUT／ＥOUT）／(ΔＥIN／Ｅ
IN)は出力安定度を表わす。
圧の変化率を表わしており、後に本発明の実施例との対
比に用いる。なお、（ΔＥOUT／ＥOUT）／(ΔＥIN／Ｅ
IN)は出力安定度を表わす。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】図２に示した従来のス
イッチング電源の回路において、出力電圧ＥOUTを比較
的高精度に調整する際、その変動分を確実に検知する必
要がある。
イッチング電源の回路において、出力電圧ＥOUTを比較
的高精度に調整する際、その変動分を確実に検知する必
要がある。
【００１１】出力電圧ＥOUTは、前述したように抵抗
Ｒ1，Ｒ2により分圧されて電圧Ｖ1として検知されるの
で、出力電圧ＥOUTの変動分も小さくなる。したがっ
て、誤差増幅器１の増幅度を高くする必要がある。
Ｒ1，Ｒ2により分圧されて電圧Ｖ1として検知されるの
で、出力電圧ＥOUTの変動分も小さくなる。したがっ
て、誤差増幅器１の増幅度を高くする必要がある。
【００１２】しかし、誤差増幅器１の増幅度は、ノイズ
の影響等を考慮すると小さい方が望ましい。
の影響等を考慮すると小さい方が望ましい。
【００１３】また、出力電圧ＥOUTが高圧（例えば５０
０Ｖ以上）の場合、そのリップルノイズ波形等をオシロ
スコープで観測する際に高圧用のプローブを要するとい
う問題もあった。
０Ｖ以上）の場合、そのリップルノイズ波形等をオシロ
スコープで観測する際に高圧用のプローブを要するとい
う問題もあった。
【００１４】したがって、本発明の目的は、出力電圧安
定化のための帰還回路の増幅器の増幅度を従来よりも小
さくすることにより回路の安定化を図ることができるス
イッチング電源回路を提供することにある。
定化のための帰還回路の増幅器の増幅度を従来よりも小
さくすることにより回路の安定化を図ることができるス
イッチング電源回路を提供することにある。
【００１５】本発明の他の目的は、高電圧出力のスイッ
チング電源の出力電圧を、高圧のオシロ用プローブを用
いることなく観測することができるスイッチング電源回
路を提供することにある。
チング電源の出力電圧を、高圧のオシロ用プローブを用
いることなく観測することができるスイッチング電源回
路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明によるスイッチング電源回路は、スイッチン
グトランジスタの出力をトランスの１次巻線に与え、該
トランスの２次巻線の出力を整流・平滑して出力電圧を
得、該出力電圧の変化を検知して前記スイッチングトラ
ンジスタを負帰還制御することにより、前記出力電圧を
安定化するスイッチング電源回路において、前記出力電
圧の変化を検知する出力電圧検知回路として、前記出力
電圧の出力端と接地との間に直列接続された抵抗と定電
流源とを有し、該抵抗と定電流源との接続点から前記出
力電圧の変化分を検出するようにしたものである。
に、本発明によるスイッチング電源回路は、スイッチン
グトランジスタの出力をトランスの１次巻線に与え、該
トランスの２次巻線の出力を整流・平滑して出力電圧を
得、該出力電圧の変化を検知して前記スイッチングトラ
ンジスタを負帰還制御することにより、前記出力電圧を
安定化するスイッチング電源回路において、前記出力電
圧の変化を検知する出力電圧検知回路として、前記出力
電圧の出力端と接地との間に直列接続された抵抗と定電
流源とを有し、該抵抗と定電流源との接続点から前記出
力電圧の変化分を検出するようにしたものである。
【００１７】本発明によるスイッチング電源回路は、他
の見地によれば、スイッチングトランジスタと、１次巻
線が前記スイッチングトランジスタの出力端と入力電圧
との間に接続されたトランスと、該トランスの２次巻線
に接続された整流・平滑回路と、該整流・平滑回路から
得られる出力電圧の変化分を検知する出力電圧検知回路
と、該出力電圧検知回路の出力と予め定めた基準電圧と
の誤差を増幅する誤差増幅器と、該誤差増幅器の出力に
応じて前記スイッチングトランジスタをパルス幅変調に
よりオンオフ駆動する駆動制御手段とを備え、前記出力
電圧検知回路は、前記整流・平滑回路の出力端と接地と
の間に直列接続された抵抗と定電流源とを有し、該抵抗
と定電流源との接続点の電圧を前記誤差増幅器へ入力す
ることを特徴とするものである。
の見地によれば、スイッチングトランジスタと、１次巻
線が前記スイッチングトランジスタの出力端と入力電圧
との間に接続されたトランスと、該トランスの２次巻線
に接続された整流・平滑回路と、該整流・平滑回路から
得られる出力電圧の変化分を検知する出力電圧検知回路
と、該出力電圧検知回路の出力と予め定めた基準電圧と
の誤差を増幅する誤差増幅器と、該誤差増幅器の出力に
応じて前記スイッチングトランジスタをパルス幅変調に
よりオンオフ駆動する駆動制御手段とを備え、前記出力
電圧検知回路は、前記整流・平滑回路の出力端と接地と
の間に直列接続された抵抗と定電流源とを有し、該抵抗
と定電流源との接続点の電圧を前記誤差増幅器へ入力す
ることを特徴とするものである。
【００１８】このスイッチング電源回路において、前記
駆動制御手段は、例えば、三角波信号を生成する発振回
路と、該三角波信号を前記誤差増幅器の出力と比較し、
その比較出力で前記スイッチングトランジスタをオンオ
フ駆動する比較器とにより構成することができる。
駆動制御手段は、例えば、三角波信号を生成する発振回
路と、該三角波信号を前記誤差増幅器の出力と比較し、
その比較出力で前記スイッチングトランジスタをオンオ
フ駆動する比較器とにより構成することができる。
【００１９】前記スイッチング電源回路において、前記
定電流源は、電界効果トランジスタを含むものである。
この電界効果トランジスタは、例えば、ドレインが前記
抵抗に接続され、ゲートが接地され、ソースが可変抵抗
を介して接地される。
定電流源は、電界効果トランジスタを含むものである。
この電界効果トランジスタは、例えば、ドレインが前記
抵抗に接続され、ゲートが接地され、ソースが可変抵抗
を介して接地される。
【００２０】前記電界効果トランジスタに対して、好ま
しくは、そのゲート・ソース間電圧の変化を補正する補
正回路を設ける。この補正回路は、シャントレギュレー
タにより構成することができる。
しくは、そのゲート・ソース間電圧の変化を補正する補
正回路を設ける。この補正回路は、シャントレギュレー
タにより構成することができる。
【００２１】
【作用】本発明によるスイッチング電源回路では、その
出力電圧の変化を検知する出力電圧検知回路として、出
力電圧の出力端と接地との間に直列接続された抵抗と定
電流源とにより構成し、この抵抗と定電流源との接続点
から出力電圧の変化分を検出するようにしたので、従来
の分圧器を用いた出力電圧検知回路に比べて、出力電圧
の変化分を減衰させることなくそのまま検知電圧レベル
まで降圧することができる。
出力電圧の変化を検知する出力電圧検知回路として、出
力電圧の出力端と接地との間に直列接続された抵抗と定
電流源とにより構成し、この抵抗と定電流源との接続点
から出力電圧の変化分を検出するようにしたので、従来
の分圧器を用いた出力電圧検知回路に比べて、出力電圧
の変化分を減衰させることなくそのまま検知電圧レベル
まで降圧することができる。
【００２２】したがって、帰還回路内の増幅回路の増幅
度を必要以上に高くする必要がなくなり、ノイズ等によ
る影響を低減し回路の安定化を図ることが可能になる。
度を必要以上に高くする必要がなくなり、ノイズ等によ
る影響を低減し回路の安定化を図ることが可能になる。
【００２３】また、高圧出力の場合、降圧した検知電圧
レベルの個所で出力電圧のリップルノイズが減衰される
ことなく観測できるので、従来のように高圧用のプロー
ブが必要なくなる。
レベルの個所で出力電圧のリップルノイズが減衰される
ことなく観測できるので、従来のように高圧用のプロー
ブが必要なくなる。
【００２４】
【実施例】図１に本発明によるスイッチング電源回路の
実施例を示す。
実施例を示す。
【００２５】本実施例において、図２の従来回路と同じ
構成要素には同一の参照番号を付してある。すなわち、
ＯＳＣ（三角波発振器）５、比較器２、スイッチングト
ランジスタ３、トランスＴ、ダイオードＤ1，Ｄ2（整流
回路）、インダクタンスＬおよびコンデンサＣ（平滑回
路）、誤差増幅器１を有する。図１の従来回路と異なる
点は、分圧器を構成する抵抗Ｒ1，Ｒ2のＲ2の代わり
に、定電流源（Ｉ0）４を採用したことにある。
構成要素には同一の参照番号を付してある。すなわち、
ＯＳＣ（三角波発振器）５、比較器２、スイッチングト
ランジスタ３、トランスＴ、ダイオードＤ1，Ｄ2（整流
回路）、インダクタンスＬおよびコンデンサＣ（平滑回
路）、誤差増幅器１を有する。図１の従来回路と異なる
点は、分圧器を構成する抵抗Ｒ1，Ｒ2のＲ2の代わり
に、定電流源（Ｉ0）４を採用したことにある。
【００２６】この実施例構成において特徴的な点は、定
電流源（Ｉ0）４を抵抗Ｒ1と直列接続しているので、抵
抗Ｒ1の両端の電圧（Ｒ1Ｉ0）が一定となることであ
る。したがって、定電流源４と抵抗Ｒ1との接続点Ｊの
電圧Ｖ1には、出力電圧ＥOUTの変動分が減衰せずそのま
ま現われる。その結果、従来回路に比べて誤差増幅器１
の増幅度が小さくて済み、ノイズの影響が軽減され、回
路動作の安定化が図れる。
電流源（Ｉ0）４を抵抗Ｒ1と直列接続しているので、抵
抗Ｒ1の両端の電圧（Ｒ1Ｉ0）が一定となることであ
る。したがって、定電流源４と抵抗Ｒ1との接続点Ｊの
電圧Ｖ1には、出力電圧ＥOUTの変動分が減衰せずそのま
ま現われる。その結果、従来回路に比べて誤差増幅器１
の増幅度が小さくて済み、ノイズの影響が軽減され、回
路動作の安定化が図れる。
【００２７】また、接続点Ｊの電圧は出力電圧ＥOUTよ
りＲ1Ｉ0だけ降圧されているので、出力電圧が高圧の場
合、接続点Ｊで出力電圧のリップルノイズ波形をオシロ
スコープ観測することが可能になる。すなわち、高圧用
のプローブでなく通常のプローブを用いることができ
る。図１の従来例では、接続点Ｊにおいて出力電圧が降
圧されてはいるがリップルノイズが減衰しているので、
接続点Ｊでのその波形観測は高精度に行なえない。
りＲ1Ｉ0だけ降圧されているので、出力電圧が高圧の場
合、接続点Ｊで出力電圧のリップルノイズ波形をオシロ
スコープ観測することが可能になる。すなわち、高圧用
のプローブでなく通常のプローブを用いることができ
る。図１の従来例では、接続点Ｊにおいて出力電圧が降
圧されてはいるがリップルノイズが減衰しているので、
接続点Ｊでのその波形観測は高精度に行なえない。
【００２８】以下、増幅器１の増幅度に関し、計算によ
り従来の回路と対比してみる。図１の使用素子も全て理
想素子として入力電圧変化に対する出力電圧の変化率を
従来の場合と同様に計算する。まず、次の５つの条件式
が成立する。
り従来の回路と対比してみる。図１の使用素子も全て理
想素子として入力電圧変化に対する出力電圧の変化率を
従来の場合と同様に計算する。まず、次の５つの条件式
が成立する。
【００２９】 Ｖ0＝（ｎ2／ｎ1）ＥIN＝（１／Ｎ）ＥIN （Ｎ＝ｎ1／ｎ2） ＥOUT＝（ＴON／Ｔ）Ｖ0 Ｖ1＝ＥOUT−Ｒ1Ｉ0 Ｖ2＝Ａ（Ｖ1−Ｖref） ＴON＝Ｔ｛１−（Ｖ2／Ｖ0）｝ これらの式より ＥOUT＝{１＋(Ａ／ＶS)(Ｒ1Ｉ0＋Ｖref)−(Ａ／ＶS）ＥOUT}(ＥIN／Ｎ)…(６) ＥOUT＝｛１＋（Ａ／ＶS）（Ｒ1Ｉ0＋Ｖref）｝（ＥIN／Ｎ）／ ｛１＋（Ａ／Ｎ）（ＥIN／ＶS）｝ …（７) 入力電圧がΔＥIN変化した時、出力電圧の変化をΔＥ
OUTとすれば式６より、 ＥOUT＋ΔＥOUT＝（１／Ｎ）｛１＋（Ａ／ＶS）（Ｒ1Ｉ0＋Ｖref）｝（ＥIN＋ ΔＥIN)−(Ａ／ＮＶS)(ＥOUT＋ΔＥOUT）（ＥIN＋ΔＥIN） 上式を整理すると、 ΔＥOUT≒｛１＋（Ａ／ＶS)(Ｒ1Ｉ0＋Ｖref)−(Ａ／ＶS)ＥOUT｝(ΔＥIN／Ｎ) ／｛１＋（Ａ／Ｎ）（ＥIN／ＶS）｝ …（８） 式８の両辺を式６で割ると、 ΔＥOUT／ＥOUT＝(ΔＥIN／ＥIN)［１／{１＋(Ａ／Ｎ)(ＥIN／ＶS)}］…(９) ΔＥOUT／ＥOUT≒(１／Ａ)(ＴON／Ｔ)(ＶS／ＥOUT)(ΔＥIN／ＥIN)…（１０） 従来例の式５と本発明の式１０により、それぞれの増幅
器１の増幅度を計算する。ここでは、出力電圧を変えた
二つの条件下で比較する。
OUTとすれば式６より、 ＥOUT＋ΔＥOUT＝（１／Ｎ）｛１＋（Ａ／ＶS）（Ｒ1Ｉ0＋Ｖref）｝（ＥIN＋ ΔＥIN)−(Ａ／ＮＶS)(ＥOUT＋ΔＥOUT）（ＥIN＋ΔＥIN） 上式を整理すると、 ΔＥOUT≒｛１＋（Ａ／ＶS)(Ｒ1Ｉ0＋Ｖref)−(Ａ／ＶS)ＥOUT｝(ΔＥIN／Ｎ) ／｛１＋（Ａ／Ｎ）（ＥIN／ＶS）｝ …（８） 式８の両辺を式６で割ると、 ΔＥOUT／ＥOUT＝(ΔＥIN／ＥIN)［１／{１＋(Ａ／Ｎ)(ＥIN／ＶS)}］…(９) ΔＥOUT／ＥOUT≒(１／Ａ)(ＴON／Ｔ)(ＶS／ＥOUT)(ΔＥIN／ＥIN)…（１０） 従来例の式５と本発明の式１０により、それぞれの増幅
器１の増幅度を計算する。ここでは、出力電圧を変えた
二つの条件下で比較する。
【００３０】条件１：ＥIN＝１００Ｖ，ＥOUT＝５０
Ｖ，ＶS＝３Ｖ，Ｖref＝３Ｖ，ＴON／Ｔ＝０．５とし、
出力安定度を０．０５％、即ち（ΔＥOUT／ＥOUT）／
（ΔＥIN／ＥIN）＝０．０００５にするための増幅度Ａ
を計算する。
Ｖ，ＶS＝３Ｖ，Ｖref＝３Ｖ，ＴON／Ｔ＝０．５とし、
出力安定度を０．０５％、即ち（ΔＥOUT／ＥOUT）／
（ΔＥIN／ＥIN）＝０．０００５にするための増幅度Ａ
を計算する。
【００３１】従来例の場合、式５より、 Ａ＝（ＴON／Ｔ）（ＶS／Ｖref）（ΔＥIN／ＥIN）／（ΔＥOUT／ＥOUT） ＝０．５＊１＊１／０．０００５＝１０００〔６０ｄＢ〕 本発明の場合、式１０より、 Ａ＝（ＴON／Ｔ）（ＶS／ＶOUT）（ΔＥIN／ＥIN）／（ΔＥOUT／ＥOUT） ＝（０．５＊３＊１／５０）／０．０００５＝６０〔３６ｄＢ〕 条件２：ＥIN＝１００Ｖ，ＥOUT＝６００Ｖ，ＶS＝３
Ｖ，Ｖref＝３Ｖ，ＴON／Ｔ＝０．５とし、出力安定度
を０．０５％とすれば従来例の場合、式５より、 Ａ＝０．５＊１＊１／０．０００５＝１０００〔６０ｄ
Ｂ〕 本発明の場合、式１０より、 Ａ＝（０．５＊３＊１／６００）／０．０００５＝５
〔１４ｄＢ〕 以上の結果より、従来例の増幅器１の増幅度Ａは、
ＶS、Ｖref、ＴON／Ｔが一定値であれば同じ増幅度（１
０００倍）で、入出力電圧に関係なく一定値となる。こ
れに対し、本発明の定電流源による出力電圧検知では、
従来例に比べて増幅器１の増幅度Ａが小さくて済み、か
つ、出力電圧が高いほどこの傾向が顕著である、という
ことが分かる。
Ｖ，Ｖref＝３Ｖ，ＴON／Ｔ＝０．５とし、出力安定度
を０．０５％とすれば従来例の場合、式５より、 Ａ＝０．５＊１＊１／０．０００５＝１０００〔６０ｄ
Ｂ〕 本発明の場合、式１０より、 Ａ＝（０．５＊３＊１／６００）／０．０００５＝５
〔１４ｄＢ〕 以上の結果より、従来例の増幅器１の増幅度Ａは、
ＶS、Ｖref、ＴON／Ｔが一定値であれば同じ増幅度（１
０００倍）で、入出力電圧に関係なく一定値となる。こ
れに対し、本発明の定電流源による出力電圧検知では、
従来例に比べて増幅器１の増幅度Ａが小さくて済み、か
つ、出力電圧が高いほどこの傾向が顕著である、という
ことが分かる。
【００３２】この関係は、従来例の増幅度をＡ1、本発
明の増幅度をＡ2とすれば、 Ａ2＝Ａ1（Ｖref／ＥOUT） （１１） のように表わせる。この式は図６に示すようなグラフと
して表わされる。
明の増幅度をＡ2とすれば、 Ａ2＝Ａ1（Ｖref／ＥOUT） （１１） のように表わせる。この式は図６に示すようなグラフと
して表わされる。
【００３３】図４に、定電流源４として、電界効果トラ
ンジスタＦＥＴを使用した定電流源回路の例を示す。す
なわち、ソースと接地との間に可変抵抗Ｒ2を接続し、
ゲートを接地に接続し、ドレインを抵抗Ｒ1に接続した
ＦＥＴＱ1を用いている。
ンジスタＦＥＴを使用した定電流源回路の例を示す。す
なわち、ソースと接地との間に可変抵抗Ｒ2を接続し、
ゲートを接地に接続し、ドレインを抵抗Ｒ1に接続した
ＦＥＴＱ1を用いている。
【００３４】図５は、図４のＦＥＴＱ1の温度変化によ
るゲート・ソース間電圧ＶGのS変化を補正する回路を付
加した例を示す。ここに、Ｒ4は抵抗、ＶCは外部電圧を
示し、Ｑ2はＦＥＴＱ1の温度変化によるＶGS変化を補正
するためのシャントレギュレータ（分路調整器）を示
す。このシャントレギュレータＱ2（例えば汎用リニア
ＩＣ、μＰＣ１９４４）の働きによりＶGS変化が補正さ
れ、定電流源の電流変化が抑制される。以下に、このシ
ャントレギュレータについて簡単に説明する。
るゲート・ソース間電圧ＶGのS変化を補正する回路を付
加した例を示す。ここに、Ｒ4は抵抗、ＶCは外部電圧を
示し、Ｑ2はＦＥＴＱ1の温度変化によるＶGS変化を補正
するためのシャントレギュレータ（分路調整器）を示
す。このシャントレギュレータＱ2（例えば汎用リニア
ＩＣ、μＰＣ１９４４）の働きによりＶGS変化が補正さ
れ、定電流源の電流変化が抑制される。以下に、このシ
ャントレギュレータについて簡単に説明する。
【００３５】シャントレギュレータＱ2は図５に拡大図
示するように、演算増幅器およびトランジスタからな
り、カソード（Ｃ）、アノード（Ａ）、リファレンス
（Ｒ）の３端子を有する。
示するように、演算増幅器およびトランジスタからな
り、カソード（Ｃ）、アノード（Ａ）、リファレンス
（Ｒ）の３端子を有する。
【００３６】抵抗Ｒ2を流れる電流をＩとすればＶREF電
圧は、ＶREF＝Ｒ2・Ｉである。
圧は、ＶREF＝Ｒ2・Ｉである。
【００３７】ＶREF＞１．２６Ｖの場合は、カソードは
Ｌｏｗ電圧に、ＶREF＜１．２６Ｖの場合は、カソード
はＨｉ電圧となる。
Ｌｏｗ電圧に、ＶREF＜１．２６Ｖの場合は、カソード
はＨｉ電圧となる。
【００３８】また、カソード電圧がＬｏｗではＦＥＴＱ
1により電流Ｉを減少させ、ＨｉならＩを増加させる。
1により電流Ｉを減少させ、ＨｉならＩを増加させる。
【００３９】Ｑ2の増幅度はオープンループで約６０ｄ
Ｂ（１０3倍）、（ｆ＝１ＫＨｚにおいて）であるから
上記回路電圧がバランスするのはＶREF≒１．２６Ｖで
ある。抵抗Ｒ2の抵抗値を一定値に固定すれば、電流Ｉ
は Ｉ＝ＶREF／Ｒ2＝１．２６／Ｒ2 で一定電流値となる。この電流Ｉは、抵抗Ｒ1を流れる
電流値と同じである。
Ｂ（１０3倍）、（ｆ＝１ＫＨｚにおいて）であるから
上記回路電圧がバランスするのはＶREF≒１．２６Ｖで
ある。抵抗Ｒ2の抵抗値を一定値に固定すれば、電流Ｉ
は Ｉ＝ＶREF／Ｒ2＝１．２６／Ｒ2 で一定電流値となる。この電流Ｉは、抵抗Ｒ1を流れる
電流値と同じである。
【００４０】したがって、図５のＱ2の動作により図１
の定電流源Ｉ0（４）の安定化が実現される。
の定電流源Ｉ0（４）の安定化が実現される。
【００４１】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング電源の帰
還回路の増幅器の増幅度を従来よりも小さくできるた
め、増幅器からのノイズもその分小さくなり回路の安定
化が図れる。
還回路の増幅器の増幅度を従来よりも小さくできるた
め、増幅器からのノイズもその分小さくなり回路の安定
化が図れる。
【００４２】また、高出力（出力電圧５００Ｖ以上）の
場合、出力リップルノイズ波形をオシロスコープで観測
する時、高圧用プローブを必要とすることなく、低電圧
箇所で通常のプローブにより出力電圧のリップルノイズ
が観測できる。
場合、出力リップルノイズ波形をオシロスコープで観測
する時、高圧用プローブを必要とすることなく、低電圧
箇所で通常のプローブにより出力電圧のリップルノイズ
が観測できる。
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の実施例の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図２】従来のスイッチング電源回路の高背を示す回路
図である。
図である。
【図３】図２の要部の信号波形を示す波形図である。
【図４】図１の実施例の具体構成を示す回路図である。
【図５】図４の構成の改良を示す回路図である。
【図６】本発明の従来例の帰還回路内の増幅器の増幅度
の関係を示すグラフである。
の関係を示すグラフである。
１…誤差増幅器、２…比較器、３…スイッチングトラン
ジスタ、４…定電流源（Ｉ0）、５…ＯＳＣ（三角波発
振器）、Ｃ…コンデンサ、Ｄ1，Ｄ2…ダイオード、Ｌ…
インダクタンス、Ｔ…トランス。
ジスタ、４…定電流源（Ｉ0）、５…ＯＳＣ（三角波発
振器）、Ｃ…コンデンサ、Ｄ1，Ｄ2…ダイオード、Ｌ…
インダクタンス、Ｔ…トランス。
Claims (7)
- 【請求項１】スイッチングトランジスタの出力をトラン
スの１次巻線に与え、該トランスの２次巻線の出力を整
流・平滑して出力電圧を得、該出力電圧の変化を検知し
て前記スイッチングトランジスタを帰還制御することに
より、前記出力電圧を安定化するスイッチング電源回路
において、 前記出力電圧の変化を検知する出力電圧検知回路とし
て、前記出力電圧の出力端と接地との間に直列接続され
た抵抗と定電流源とを有し、該抵抗と定電流源との接続
点から前記出力電圧の変化分を検出することを特徴とす
るスイッチング電源回路。 - 【請求項２】スイッチングトランジスタと、 １次巻線が前記スイッチングトランジスタの出力端と入
力電圧との間に接続されたトランスと、 該トランスの２次巻線に接続された整流・平滑回路と、 該整流・平滑回路から得られる出力電圧の変化分を検知
する出力電圧検知回路と、 該出力電圧検知回路の出力と予め定めた基準電圧との誤
差を増幅する誤差増幅器と、 該誤差増幅器の出力に応じて前記スイッチングトランジ
スタをパルス幅変調によりオンオフ駆動する駆動制御手
段とを備え、 前記出力電圧検知回路は、前記整流・平滑回路の出力端
と接地との間に直列接続された抵抗と定電流源とを有
し、該抵抗と定電流源との接続点の電圧を前記誤差増幅
器へ入力することを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項３】前記駆動制御手段は、三角波信号を生成す
る発振回路と、該三角波信号を前記誤差増幅器の出力と
比較し、その比較出力で前記スイッチングトランジスタ
をオンオフ駆動する比較器とにより構成される請求項２
記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】前記定電流源は、電界効果トランジスタを
含む請求項１、２または３記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項５】前記電界効果トランジスタは、ドレインが
前記抵抗に接続され、ゲートが接地され、ソースが可変
抵抗を介して接地された請求項４記載のスイッチング電
源回路。 - 【請求項６】前記電界効果トランジスタに対して、その
ゲート・ソース間電圧の変化を補正する補正回路を有す
る請求項５記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項７】前記補正回路は、シャントレギュレータに
より構成される請求項６記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1076095A JPH08205534A (ja) | 1995-01-26 | 1995-01-26 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1076095A JPH08205534A (ja) | 1995-01-26 | 1995-01-26 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08205534A true JPH08205534A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=11759293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1076095A Pending JPH08205534A (ja) | 1995-01-26 | 1995-01-26 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08205534A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100316097B1 (ko) * | 1997-06-17 | 2002-11-13 | 삼성전기주식회사 | 전원공급장치의 과전류 보호회로 |
| CN100383692C (zh) * | 2005-03-10 | 2008-04-23 | 上海大学 | 高效率的恒流源 |
| US7729632B2 (en) | 2005-10-20 | 2010-06-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | High voltage power supply and a high voltage power control method thereof |
| US20130257443A1 (en) * | 2012-03-28 | 2013-10-03 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Semiconductor device and battery monitoring system |
| CN103780098A (zh) * | 2014-02-26 | 2014-05-07 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 输出电压反馈电路、隔离式变换器和用于其的集成电路 |
-
1995
- 1995-01-26 JP JP1076095A patent/JPH08205534A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100316097B1 (ko) * | 1997-06-17 | 2002-11-13 | 삼성전기주식회사 | 전원공급장치의 과전류 보호회로 |
| CN100383692C (zh) * | 2005-03-10 | 2008-04-23 | 上海大学 | 高效率的恒流源 |
| US7729632B2 (en) | 2005-10-20 | 2010-06-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | High voltage power supply and a high voltage power control method thereof |
| US20130257443A1 (en) * | 2012-03-28 | 2013-10-03 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Semiconductor device and battery monitoring system |
| JP2013205173A (ja) * | 2012-03-28 | 2013-10-07 | Lapis Semiconductor Co Ltd | 半導体装置及び電池監視システム |
| US9970990B2 (en) | 2012-03-28 | 2018-05-15 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Semiconductor device and battery monitoring system |
| CN103780098A (zh) * | 2014-02-26 | 2014-05-07 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 输出电压反馈电路、隔离式变换器和用于其的集成电路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10790748B2 (en) | Soft-start circuit and buck converter comprising the same | |
| US6570368B2 (en) | Switching power supply device for suppressing an increase in ripple output voltage | |
| US6259613B1 (en) | Power factor correction (PFC) circuit | |
| US7170267B1 (en) | Switching regulator with average current mode control | |
| US5615098A (en) | AC-DC converter | |
| US20190081553A1 (en) | Power factor correction circuit and switching power source device using the same | |
| US11233448B2 (en) | Switching control circuit and switching control method | |
| US7006363B2 (en) | DC-DC converter circuit having correction circuit for outputting voltage level inversely proportional to input voltage | |
| JPH08205534A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP4471451B2 (ja) | 駆動信号供給回路 | |
| US9985534B2 (en) | Method and circuitry for controlling a power supply | |
| JPH05344712A (ja) | スイッチング電源の過負荷保護回路 | |
| JP3523091B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003189601A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2002136127A (ja) | 電力変換回路 | |
| US20230188050A1 (en) | Integrated circuit and power supply circuit | |
| US20220311322A1 (en) | Integrated circuit | |
| JP2580379Y2 (ja) | スイッチング安定化電源装置 | |
| JPH02280670A (ja) | 電源装置 | |
| JP2967558B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3341264B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2568599B2 (ja) | スイッチングレギュレータ装置 | |
| US9564803B1 (en) | Control circuit and switching power supply unit | |
| JPH0537664Y2 (ja) | ||
| JPH0223105Y2 (ja) |