JP3341264B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランスの一次側より
電流検出を行うスイッチング電源装置に関する。
電流検出を行うスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、スイッチング素子をスイッチン
グして安定した直流電圧を出力するスイッチング電源装
置において、過電流保護や電流モード制御を行う場合、
トランスの一次側電流を検出する電流検出器と、この電
流検出器からの電流検出信号によりトランスの一次側よ
り二次側電流を監視する電流検出回路が具備される。こ
うした回路構成のスイッチング電源装置は、特開昭６１
−２３１８７５号、あるいは特開昭６３−５６１６７号
公報等に開示されている。
グして安定した直流電圧を出力するスイッチング電源装
置において、過電流保護や電流モード制御を行う場合、
トランスの一次側電流を検出する電流検出器と、この電
流検出器からの電流検出信号によりトランスの一次側よ
り二次側電流を監視する電流検出回路が具備される。こ
うした回路構成のスイッチング電源装置は、特開昭６１
−２３１８７５号、あるいは特開昭６３−５６１６７号
公報等に開示されている。
【０００３】図２は、定電流制御帰還ループを備えた従
来例のスイッチング電源装置を示すものである。直流入
力電圧源１は一次側と二次側とを絶縁するトランス２の
一次巻線に印加されており、ＮＰＮ型トランジスタから
なるスイッチング素子３のスイッチングによりトランス
２の二次巻線に誘起された電圧を、整流ダイオード４，
５、インダクタ６および平滑コンデンサ７により整流平
滑することにより、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に所定の直流
出力電圧Ｖｏを供給する。
来例のスイッチング電源装置を示すものである。直流入
力電圧源１は一次側と二次側とを絶縁するトランス２の
一次巻線に印加されており、ＮＰＮ型トランジスタから
なるスイッチング素子３のスイッチングによりトランス
２の二次巻線に誘起された電圧を、整流ダイオード４，
５、インダクタ６および平滑コンデンサ７により整流平
滑することにより、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に所定の直流
出力電圧Ｖｏを供給する。
【０００４】定電流制御帰還ループにおいて、トランス
２の一次巻線にはスイッチング素子３を介して電流検出
器たるカレントトランス８が接続される。このカレント
トランス８はトランス２の一次側電流を検出し、パルス
状の電流検出信号を電流検出回路９に出力する。電流検
出回路９においては、前記電流検出信号がダイオード10
を介して抵抗11に供給されることで、ダイオード10のカ
ソードに接続されるダイオード12に、ダイオード４を流
れる出力電流と同一の台形波状の電流波形が出力され
る。そして、ダイオード12のカソードとカレントトラン
ス８間に、コンデンサ13と抵抗14とならなる並列回路を
接続し、抵抗14によってコンデンサ13の放電量を適宜設
定すると、前記台形波状の電流は波形整形され、コンデ
ンサ13の両端はインダクタ６の出力電流と略同一の、三
角波状の電圧波形となる。つまり、トランス２の一次側
の電流をカレントトランス８で検出することによって、
電流検出回路９は、いわゆるアベレージカレントモード
と称する、トランス２の二次側に設けられるインダクタ
６の出力電流に比例した出力電圧ＶC を得ることが可能
となる。コンデンサ13の両端電圧Ｖｃは、電流検出回路
９からの出力電圧として、電流制御回路15を構成する演
算増幅器16の非反転入力端子に印加される。
２の一次巻線にはスイッチング素子３を介して電流検出
器たるカレントトランス８が接続される。このカレント
トランス８はトランス２の一次側電流を検出し、パルス
状の電流検出信号を電流検出回路９に出力する。電流検
出回路９においては、前記電流検出信号がダイオード10
を介して抵抗11に供給されることで、ダイオード10のカ
ソードに接続されるダイオード12に、ダイオード４を流
れる出力電流と同一の台形波状の電流波形が出力され
る。そして、ダイオード12のカソードとカレントトラン
ス８間に、コンデンサ13と抵抗14とならなる並列回路を
接続し、抵抗14によってコンデンサ13の放電量を適宜設
定すると、前記台形波状の電流は波形整形され、コンデ
ンサ13の両端はインダクタ６の出力電流と略同一の、三
角波状の電圧波形となる。つまり、トランス２の一次側
の電流をカレントトランス８で検出することによって、
電流検出回路９は、いわゆるアベレージカレントモード
と称する、トランス２の二次側に設けられるインダクタ
６の出力電流に比例した出力電圧ＶC を得ることが可能
となる。コンデンサ13の両端電圧Ｖｃは、電流検出回路
９からの出力電圧として、電流制御回路15を構成する演
算増幅器16の非反転入力端子に印加される。
【０００５】一方、定電圧制御帰還ループにおいて、演
算増幅器17は前記直流出力電圧Ｖｏを基準電圧と比較増
幅し、この検出信号を演算増幅器16の反転入力端子に印
加する。演算増幅器16は前記出力電圧Ｖｃと演算増幅器
17からの検出信号とを比較増幅し、この比較増幅した信
号をスレッシュ電圧としてＰＷＭコンパレータ18の反転
入力端子に供給する。電流制御回路15では、発振回路19
から出力される発振信号を、ＰＷＭコンパレータ18の非
反転入力端子に供給する。このＰＷＭコンパレータ18
は、前記演算増幅器16からのスレッシュ電圧と発振信号
とを比較し、発振信号の電圧レベルがスレッシュ電圧を
越えたときに、ＮＯＴ回路20を介してスイッチング素子
３に供給される駆動信号をオンにして、前記直流出力電
圧Ｖｏが一定となるようにスイッチング素子３のパルス
導通幅を制御している。
算増幅器17は前記直流出力電圧Ｖｏを基準電圧と比較増
幅し、この検出信号を演算増幅器16の反転入力端子に印
加する。演算増幅器16は前記出力電圧Ｖｃと演算増幅器
17からの検出信号とを比較増幅し、この比較増幅した信
号をスレッシュ電圧としてＰＷＭコンパレータ18の反転
入力端子に供給する。電流制御回路15では、発振回路19
から出力される発振信号を、ＰＷＭコンパレータ18の非
反転入力端子に供給する。このＰＷＭコンパレータ18
は、前記演算増幅器16からのスレッシュ電圧と発振信号
とを比較し、発振信号の電圧レベルがスレッシュ電圧を
越えたときに、ＮＯＴ回路20を介してスイッチング素子
３に供給される駆動信号をオンにして、前記直流出力電
圧Ｖｏが一定となるようにスイッチング素子３のパルス
導通幅を制御している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術のスイッ
チング電源装置においては、トランス２の小形化を行う
場合、一次側の励磁インダクタンスが小さくなるため、
カレントトランス８によってトランス２の一次側より電
流検出を行うと、このトランス２の一次側に発生する励
磁電流が誤差分として電流検出信号に含まれてしまうこ
とになる。したがって、電流検出回路９はトランス２の
二次側電流を正確に再現することができなくなり、装置
の誤動作を誘発するだけでなく、トランス２の小形化、
軽量化を図れないといった問題点を有していた。
チング電源装置においては、トランス２の小形化を行う
場合、一次側の励磁インダクタンスが小さくなるため、
カレントトランス８によってトランス２の一次側より電
流検出を行うと、このトランス２の一次側に発生する励
磁電流が誤差分として電流検出信号に含まれてしまうこ
とになる。したがって、電流検出回路９はトランス２の
二次側電流を正確に再現することができなくなり、装置
の誤動作を誘発するだけでなく、トランス２の小形化、
軽量化を図れないといった問題点を有していた。
【０００７】そこで、本発明は上記問題点を解決して、
トランスの二次側電流を正確に再現して、トランスの小
形化、軽量化を行うことの可能なスイッチング電源装置
を提供することを目的とする。
トランスの二次側電流を正確に再現して、トランスの小
形化、軽量化を行うことの可能なスイッチング電源装置
を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は直流入力電圧源
からの入力電圧が印加されるトランスの一次巻線に、ス
イッチング素子を介して電流検出器を接続し、この電流
検出器からの電流検出信号により前記トランスの一次側
より二次側の電流を監視する電流検出回路を備えたスイ
ッチング電源装置において、前記電流検出信号に重畳さ
れる前記トランスの一次側の励磁電流を打消す電流補正
回路を前記電流検出回路に接続するとともに、この電流
補正回路は、一方の入力端子を接地した演算増幅器と、
前記直流入力電圧源と前記演算増幅器の他方の入力端子
間に挿入接続される抵抗と、前記演算増幅器の他方の入
力端子と出力端子間に接続されるコンデンサと、前記ス
イッチング素子がオン状態のときに前記コンデンサを充
電させるスイッチ手段とにより構成され、前記トランス
の一次側の励磁インダクタンスＬに対して、前記抵 抗の
抵抗値Ｒと前記コンデンサの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／Ｃ
Ｒとなるように定めたものである。
からの入力電圧が印加されるトランスの一次巻線に、ス
イッチング素子を介して電流検出器を接続し、この電流
検出器からの電流検出信号により前記トランスの一次側
より二次側の電流を監視する電流検出回路を備えたスイ
ッチング電源装置において、前記電流検出信号に重畳さ
れる前記トランスの一次側の励磁電流を打消す電流補正
回路を前記電流検出回路に接続するとともに、この電流
補正回路は、一方の入力端子を接地した演算増幅器と、
前記直流入力電圧源と前記演算増幅器の他方の入力端子
間に挿入接続される抵抗と、前記演算増幅器の他方の入
力端子と出力端子間に接続されるコンデンサと、前記ス
イッチング素子がオン状態のときに前記コンデンサを充
電させるスイッチ手段とにより構成され、前記トランス
の一次側の励磁インダクタンスＬに対して、前記抵 抗の
抵抗値Ｒと前記コンデンサの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／Ｃ
Ｒとなるように定めたものである。
【０００９】
【作用】電流検出器は、トランスの一次側の電流を検出
して、これを電流検出信号として電流検出回路に出力す
る。このとき、電流検出信号にはトランスの一次側より
発生する励磁電流が重畳されるが、電流検出回路に接続
された電流補正回路によって、電流検出信号より励磁電
流分が取除かれる。電流補正回路には、抵抗，コンデン
サおよび演算増幅器からなる積分回路が設けられてお
り、スイッチング素子がオン状態になると、演算増幅器
の帰還電流によってコンデンサを充電するが、トランス
の一次側の励磁インダクタンスＬに対して、抵抗の抵抗
値Ｒとコンデンサの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／ＣＲとなる
ように定めてあれば、トランスの一次側に発生する励磁
電流を打ち消すようなのこぎり波を、電流補正回路から
出力電圧として電流検出回路に供給することが可能にな
る。
して、これを電流検出信号として電流検出回路に出力す
る。このとき、電流検出信号にはトランスの一次側より
発生する励磁電流が重畳されるが、電流検出回路に接続
された電流補正回路によって、電流検出信号より励磁電
流分が取除かれる。電流補正回路には、抵抗，コンデン
サおよび演算増幅器からなる積分回路が設けられてお
り、スイッチング素子がオン状態になると、演算増幅器
の帰還電流によってコンデンサを充電するが、トランス
の一次側の励磁インダクタンスＬに対して、抵抗の抵抗
値Ｒとコンデンサの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／ＣＲとなる
ように定めてあれば、トランスの一次側に発生する励磁
電流を打ち消すようなのこぎり波を、電流補正回路から
出力電圧として電流検出回路に供給することが可能にな
る。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の一実施例につき、図１を参照
して説明する。なお、図１において、前記従来例にて示
した図２と同一部分には同一符号を付し、その共通する
部分の詳細なる説明は省略する。
して説明する。なお、図１において、前記従来例にて示
した図２と同一部分には同一符号を付し、その共通する
部分の詳細なる説明は省略する。
【００１１】21は、電流検出回路９の抵抗11とカレント
トランス８との接続点に接続される電流補正回路であ
る。この電流補正回路21は、入力電圧ＶINを供給する直
流入力電圧源１と演算増幅器23の反転入力端子間に抵抗
22を挿入接続するとともに、この演算増幅器23の反転入
力端子と出力端子間にコンデンサ24を接続し、かつ、演
算増幅器23の非反転入力端子を接地することで、いわゆ
る積分回路が構成されている。また、前記演算増幅器23
の反転入力端子と出力端子間には、スイッチ手段として
のＭＯＳ型ＦＥＴ26が設けられており、このＦＥＴ26の
ゲートがＰＷＭコンパレータ18の出力端子に直接接続さ
れる点以外は、図２における構成と同一である。
トランス８との接続点に接続される電流補正回路であ
る。この電流補正回路21は、入力電圧ＶINを供給する直
流入力電圧源１と演算増幅器23の反転入力端子間に抵抗
22を挿入接続するとともに、この演算増幅器23の反転入
力端子と出力端子間にコンデンサ24を接続し、かつ、演
算増幅器23の非反転入力端子を接地することで、いわゆ
る積分回路が構成されている。また、前記演算増幅器23
の反転入力端子と出力端子間には、スイッチ手段として
のＭＯＳ型ＦＥＴ26が設けられており、このＦＥＴ26の
ゲートがＰＷＭコンパレータ18の出力端子に直接接続さ
れる点以外は、図２における構成と同一である。
【００１２】次に、上記構成に付きその作用を説明す
る。スイッチング素子３をスイッチングすることによっ
て、トランス２の二次巻線に誘起された電圧は、整流ダ
イオード４，５、インダクタ６および平滑コンデンサ７
により整流平滑され、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間には直流出
力電圧Ｖｏが供給される。また、同時にカレントトラン
ス８はトランス２の一次側電流を検出し、これを電流検
出信号として電流検出回路９に出力する。このとき、入
力電圧をＶIN、トランス２の一次巻線のインダクタンス
をＬとすると、電流検出信号には、次の数式に示すのこ
ぎり波状の励磁電流ΔＩmag が重畳される。
る。スイッチング素子３をスイッチングすることによっ
て、トランス２の二次巻線に誘起された電圧は、整流ダ
イオード４，５、インダクタ６および平滑コンデンサ７
により整流平滑され、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間には直流出
力電圧Ｖｏが供給される。また、同時にカレントトラン
ス８はトランス２の一次側電流を検出し、これを電流検
出信号として電流検出回路９に出力する。このとき、入
力電圧をＶIN、トランス２の一次巻線のインダクタンス
をＬとすると、電流検出信号には、次の数式に示すのこ
ぎり波状の励磁電流ΔＩmag が重畳される。
【００１３】
【数１】
【００１４】一方、スイッチング素子３がオン状態、す
なわち、ＰＷＭコンパレータ18の出力端子がＬレベル
で、ＦＥＴ26がオフ状態の場合、演算増幅器23の帰還電
流によってコンデンサ24は充電され、電流補正回路21か
らの出力電圧ΔＶは、次の数式にて示される。
なわち、ＰＷＭコンパレータ18の出力端子がＬレベル
で、ＦＥＴ26がオフ状態の場合、演算増幅器23の帰還電
流によってコンデンサ24は充電され、電流補正回路21か
らの出力電圧ΔＶは、次の数式にて示される。
【００１５】
【数２】
【００１６】但し、Ｃはコンデンサ24の容量、Ｒは抵抗
22の抵抗値である。そして、ＰＷＭコンパレータ18の出
力端子がＨレベルになり、ＦＥＴ26がターンオンする
と、前記出力電圧ΔＶはリセットされて、次にＰＷＭコ
ンパレータ18が再びＬレベルになるまで、その状態を保
持する。このとき、次の数式のように抵抗値Ｒおよび容
量Ｃを定めることにより、電流補正回路21はトランス２
の一次側に発生する励磁電流を打消すようなのこぎり波
を、出力電圧ΔＶとして電流検出回路９に供給すること
が可能となる。
22の抵抗値である。そして、ＰＷＭコンパレータ18の出
力端子がＨレベルになり、ＦＥＴ26がターンオンする
と、前記出力電圧ΔＶはリセットされて、次にＰＷＭコ
ンパレータ18が再びＬレベルになるまで、その状態を保
持する。このとき、次の数式のように抵抗値Ｒおよび容
量Ｃを定めることにより、電流補正回路21はトランス２
の一次側に発生する励磁電流を打消すようなのこぎり波
を、出力電圧ΔＶとして電流検出回路９に供給すること
が可能となる。
【００１７】
【数３】
【００１８】電流検出回路９においては、電流検出信号
に含まれる励磁電流分は出力電圧ΔＶにより取除かれ、
インダクタ６の出力電流と略同一の波形を有する出力電
圧Ｖｃが電流制御回路15の演算増幅器16に供給される。
電流制御回路15は、この出力電圧Ｖｃと演算増幅器17か
らの検出信号との比較結果に基づいて、前記従来例と同
様に、直流出力電圧Ｖｏが一定となるようにスイッチン
グ素子３をパルス幅制御する。
に含まれる励磁電流分は出力電圧ΔＶにより取除かれ、
インダクタ６の出力電流と略同一の波形を有する出力電
圧Ｖｃが電流制御回路15の演算増幅器16に供給される。
電流制御回路15は、この出力電圧Ｖｃと演算増幅器17か
らの検出信号との比較結果に基づいて、前記従来例と同
様に、直流出力電圧Ｖｏが一定となるようにスイッチン
グ素子３をパルス幅制御する。
【００１９】以上のように上記実施例によれば、電流補
正回路21はＰＷＭコンパレータ18の出力信号に基づき、
ＦＥＴ26をオン、オフ動作させることによって、トラン
ス２の一次巻線より発生する励磁電流を打ち消すよう
な、のこぎり波状の出力電圧ΔＶを電流検出回路９に供
給することができる。したがって、トランス２の小形化
により、このトランス２の一次側の励磁インダクタンス
が小さくなっても、電流検出回路９はトランス２の二次
側電流を略完全に再現することができるため、装置の誤
動作を起こす虞れはなく、しかも、トランス２の小形
化、軽量化を容易に行うことが可能となる。
正回路21はＰＷＭコンパレータ18の出力信号に基づき、
ＦＥＴ26をオン、オフ動作させることによって、トラン
ス２の一次巻線より発生する励磁電流を打ち消すよう
な、のこぎり波状の出力電圧ΔＶを電流検出回路９に供
給することができる。したがって、トランス２の小形化
により、このトランス２の一次側の励磁インダクタンス
が小さくなっても、電流検出回路９はトランス２の二次
側電流を略完全に再現することができるため、装置の誤
動作を起こす虞れはなく、しかも、トランス２の小形
化、軽量化を容易に行うことが可能となる。
【００２０】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実
施例中においては、カレントトランス８によってトラン
スの一次側電流を検出するようにしたが、このカレント
トランス８に代わり抵抗を用いてもよく、また、電流検
出回路も種々のタイプのものに適応可能である。
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えば、実
施例中においては、カレントトランス８によってトラン
スの一次側電流を検出するようにしたが、このカレント
トランス８に代わり抵抗を用いてもよく、また、電流検
出回路も種々のタイプのものに適応可能である。
【００２１】
【発明の効果】本発明は直流入力電圧源からの入力電圧
が印加されるトランスの一次巻線に、スイッチング素子
を介して電流検出器を接続し、この電流検出器からの電
流検出信号により前記トランスの一次側より二次側の電
流を監視する電流検出回路を備えたスイッチング電源装
置において、前記電流検出信号に重畳される前記トラン
スの一次側の励磁電流を打消す電流補正回路を前記電流
検出回路に接続するとともに、この電流補正回路は、一
方の入力端子を接地した演算増幅器と、前記直流入力電
圧源と前記演算増幅器の他方の入力端子間に挿入接続さ
れる抵抗と、前記演算増幅器の他方の入力端子と出力端
子間に接続されるコンデンサと、前記スイッチング素子
がオン状態のときに前記コンデンサを充電させるスイッ
チ手段とにより構成され、前記トランスの一次側の励磁
インダクタンスＬに対して、前記抵抗の抵抗値Ｒと前記
コンデンサの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／ＣＲとなるように
定めたものであり、電流補正回路を構成する抵抗の抵抗
値とコンデンサの容量を定めるだけで、トランスの二次
側電流を正確に再現して、トランスの小形化、軽量化を
行うことの可能なスイッチング電源装置を提供できる。
が印加されるトランスの一次巻線に、スイッチング素子
を介して電流検出器を接続し、この電流検出器からの電
流検出信号により前記トランスの一次側より二次側の電
流を監視する電流検出回路を備えたスイッチング電源装
置において、前記電流検出信号に重畳される前記トラン
スの一次側の励磁電流を打消す電流補正回路を前記電流
検出回路に接続するとともに、この電流補正回路は、一
方の入力端子を接地した演算増幅器と、前記直流入力電
圧源と前記演算増幅器の他方の入力端子間に挿入接続さ
れる抵抗と、前記演算増幅器の他方の入力端子と出力端
子間に接続されるコンデンサと、前記スイッチング素子
がオン状態のときに前記コンデンサを充電させるスイッ
チ手段とにより構成され、前記トランスの一次側の励磁
インダクタンスＬに対して、前記抵抗の抵抗値Ｒと前記
コンデンサの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／ＣＲとなるように
定めたものであり、電流補正回路を構成する抵抗の抵抗
値とコンデンサの容量を定めるだけで、トランスの二次
側電流を正確に再現して、トランスの小形化、軽量化を
行うことの可能なスイッチング電源装置を提供できる。
【図１】本発明におけるスイッチング電源装置の回路図
である。
である。
【図２】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】１ 直流入力電圧源 ２ トランス３ スイッチング素子 ８ カレントトランス（電流検知器） ９ 電流検出回路 21 電流補正回路22 抵抗 23 演算増幅器 24 抵抗 26 ＭＯＳ型ＦＥＴ（スイッチ手段）
Claims (1)
- 【請求項１】 直流入力電圧源からの入力電圧が印加さ
れるトランスの一次巻線に、スイッチング素子を介して
電流検出器を接続し、この電流検出器からの電流検出信
号により前記トランスの一次側より二次側の電流を監視
する電流検出回路を備えたスイッチング電源装置におい
て、前記電流検出信号に重畳される前記トランスの一次
側の励磁電流を打消す電流補正回路を前記電流検出回路
に接続するとともに、この電流補正回路は、一方の入力
端子を接地した演算増幅器と、前記直流入力電圧源と前
記演算増幅器の他方の入力端子間に挿入接続される抵抗
と、前記演算増幅器の他方の入力端子と出力端子間に接
続されるコンデンサと、前記スイッチング素子がオン状
態のときに前記コンデンサを充電させるスイッチ手段と
により構成され、前記トランスの一次側の励磁インダク
タンスＬに対して、前記抵抗の抵抗値Ｒと前記コンデン
サの容量Ｃが、１／Ｌ＝１／ＣＲとなるように定めたこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22744992A JP3341264B2 (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22744992A JP3341264B2 (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678532A JPH0678532A (ja) | 1994-03-18 |
| JP3341264B2 true JP3341264B2 (ja) | 2002-11-05 |
Family
ID=16861050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22744992A Expired - Fee Related JP3341264B2 (ja) | 1992-08-26 | 1992-08-26 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3341264B2 (ja) |
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| FR2979040B1 (fr) * | 2011-08-12 | 2014-05-30 | Sagem Defense Securite | Convertisseur alternatif/continu a isolement galvanique et correcteur de signal |
-
1992
- 1992-08-26 JP JP22744992A patent/JP3341264B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0678532A (ja) | 1994-03-18 |
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