JP3198944B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は主にＤＣ−ＤＣコン
バータとして用いられるスイッチング電源装置に関する
ものである。
バータとして用いられるスイッチング電源装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図４にはフライバックコンバータタイプ
のスイッチング電源装置の主要回路構成例が示されてお
り、一次コイル３と二次コイル４と三次コイル５を有す
るトランス６と、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で形
成されたスイッチ素子７と、抵抗体８から成る電流セン
ス回路９と、交流の入力電源１０と、ダイオードブリッ
ジ回路１１と、平滑コンデンサ１２と、起動抵抗体１３
と、ＩＣ入力コンデンサ１４と、ダイオード１５と、Ｏ
ＳＣ（オシレータ）１６とＲＳフリップフロップ回路１
７とコンパレータ１８を有しＩＣ化されているスイッチ
制御回路１９と、ダイオード２０と、コンデンサ２１
と、分圧抵抗体２２，２３とエラーアンプ２４とフォト
カプラ２５と基準電源２６を有する出力電圧検出回路２
７とを有して構成されている。
のスイッチング電源装置の主要回路構成例が示されてお
り、一次コイル３と二次コイル４と三次コイル５を有す
るトランス６と、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）で形
成されたスイッチ素子７と、抵抗体８から成る電流セン
ス回路９と、交流の入力電源１０と、ダイオードブリッ
ジ回路１１と、平滑コンデンサ１２と、起動抵抗体１３
と、ＩＣ入力コンデンサ１４と、ダイオード１５と、Ｏ
ＳＣ（オシレータ）１６とＲＳフリップフロップ回路１
７とコンパレータ１８を有しＩＣ化されているスイッチ
制御回路１９と、ダイオード２０と、コンデンサ２１
と、分圧抵抗体２２，２３とエラーアンプ２４とフォト
カプラ２５と基準電源２６を有する出力電圧検出回路２
７とを有して構成されている。
【０００３】上記図４に示す回路の回路動作を図５のタ
イムチャートに基づいて簡単に説明する。スイッチ制御
回路１９のＯＳＣ１６は図５の（ｄ）に示す一定周期の
パルス信号をＲＳフリップフロップ回路１７のセット入
力端子（Ｓ）側に加えており、ＲＳフリップフロップ回
路１７は、セット入力端子（Ｓ）側にＯＳＣ１６のパル
ス信号のオン出力（セットパルス）が加えられると同時
に、出力端子（Ｑ）側から図５の（ｆ）に示すパルス信
号（ゲートパルス信号）のオン出力をスイッチ素子７の
ゲートＧに加え、スイッチ素子７はそのゲートパルス信
号のオン出力を受けてスイッチオンする。スイッチ素子
７がスイッチオンすると、入力電源１０と平滑コンデン
サ１２の充電電圧に基づいた電流ｉがトランス６の一次
コイル３と電流センス回路９（抵抗体８）を通る経路で
流れ、一次コイル３には電流ｉの通電による電磁エネル
ギーが蓄積され、また、電流センス回路９は電流ｉを電
圧に変換し図５の（ｃ）に示す検出電圧Ｖcsとしてコン
パレータ１８の非反転入力端子側に出力する。
イムチャートに基づいて簡単に説明する。スイッチ制御
回路１９のＯＳＣ１６は図５の（ｄ）に示す一定周期の
パルス信号をＲＳフリップフロップ回路１７のセット入
力端子（Ｓ）側に加えており、ＲＳフリップフロップ回
路１７は、セット入力端子（Ｓ）側にＯＳＣ１６のパル
ス信号のオン出力（セットパルス）が加えられると同時
に、出力端子（Ｑ）側から図５の（ｆ）に示すパルス信
号（ゲートパルス信号）のオン出力をスイッチ素子７の
ゲートＧに加え、スイッチ素子７はそのゲートパルス信
号のオン出力を受けてスイッチオンする。スイッチ素子
７がスイッチオンすると、入力電源１０と平滑コンデン
サ１２の充電電圧に基づいた電流ｉがトランス６の一次
コイル３と電流センス回路９（抵抗体８）を通る経路で
流れ、一次コイル３には電流ｉの通電による電磁エネル
ギーが蓄積され、また、電流センス回路９は電流ｉを電
圧に変換し図５の（ｃ）に示す検出電圧Ｖcsとしてコン
パレータ１８の非反転入力端子側に出力する。
【０００４】このスイッチオン期間、トランス６の出力
側ではコンデンサ２１の両端電圧が図５の（ａ）に示す
出力電圧Ｖout として出力されると共に、この出力電圧
Ｖout は出力電圧検出回路２７の分圧抵抗体２２，２３
により分圧検出されエラーアンプ２４の反転入力端子側
に加えられる。エラーアンプ２４の非反転入力端子側に
は予め定められた基準電源２６の基準電圧が加えられて
おり、エラーアンプ２４は前記出力電圧Ｖout の検出電
圧と基準電源２６の基準電圧との差に基づいて図５の
（ｂ）に示す電圧Ｖe をフォトカプラ２５を介し図５の
（ｃ）に示す出力電圧検出回路２７の検出電圧Ｖf とし
て前記コンパレータ１８の反転入力端子側に加える。
側ではコンデンサ２１の両端電圧が図５の（ａ）に示す
出力電圧Ｖout として出力されると共に、この出力電圧
Ｖout は出力電圧検出回路２７の分圧抵抗体２２，２３
により分圧検出されエラーアンプ２４の反転入力端子側
に加えられる。エラーアンプ２４の非反転入力端子側に
は予め定められた基準電源２６の基準電圧が加えられて
おり、エラーアンプ２４は前記出力電圧Ｖout の検出電
圧と基準電源２６の基準電圧との差に基づいて図５の
（ｂ）に示す電圧Ｖe をフォトカプラ２５を介し図５の
（ｃ）に示す出力電圧検出回路２７の検出電圧Ｖf とし
て前記コンパレータ１８の反転入力端子側に加える。
【０００５】コンパレータ１８は、前記電流センス回路
９の検出電圧Ｖcsが前記出力電圧検出回路２７の検出電
圧Ｖf に達すると、図５の（ｅ）に示すパルス信号のオ
ン出力（リセットパルス）をＲＳフリップフロップ回路
１７のリセット入力端子（Ｒ）側に加える。ＲＳフリッ
プフロップ回路１７は、前記リセットパルスを受けると
同時に、図５の（ｆ）に示すようにスイッチ素子７への
ゲートパルス信号のオン出力を停止し、スイッチ素子７
をスイッチオフさせる。
９の検出電圧Ｖcsが前記出力電圧検出回路２７の検出電
圧Ｖf に達すると、図５の（ｅ）に示すパルス信号のオ
ン出力（リセットパルス）をＲＳフリップフロップ回路
１７のリセット入力端子（Ｒ）側に加える。ＲＳフリッ
プフロップ回路１７は、前記リセットパルスを受けると
同時に、図５の（ｆ）に示すようにスイッチ素子７への
ゲートパルス信号のオン出力を停止し、スイッチ素子７
をスイッチオフさせる。
【０００６】スイッチ素子７がスイッチオフすると、ト
ランス６に蓄えられたエネルギーの電流が二次コイル４
とダイオード２０を通るループで出力電圧Ｖout として
供給され、同時に、スイッチオン期間に三次コイル５に
蓄積されたエネルギーの電流がダイオード１５を通って
ＩＣ入力コンデンサ１４に充電され、次のスイッチ素子
のスイッチオンに備える。
ランス６に蓄えられたエネルギーの電流が二次コイル４
とダイオード２０を通るループで出力電圧Ｖout として
供給され、同時に、スイッチオン期間に三次コイル５に
蓄積されたエネルギーの電流がダイオード１５を通って
ＩＣ入力コンデンサ１４に充電され、次のスイッチ素子
のスイッチオンに備える。
【０００７】例えば、出力電圧Ｖout が、図５の（ａ）
に示すように、設定の電圧値Ｖaよりも上昇し電圧値Ｖb
となったときには、図５の（ｂ）に示すように、出力
電圧検出回路２７のエラーアンプ２４の出力電圧Ｖe が
低くなり、図５の（ｃ）に示すように、出力電圧検出回
路２７の検出電圧Ｖf が低くなり、電流センス回路９の
検出電圧Ｖcsが前記検出電圧Ｖf に達するまでの時間が
短くなる。つまり、ＲＳフリップフロップ回路１７がス
イッチ素子７へオン出力を開始してからコンパレータ１
８のリセットパルスを受けるまでの時間（スイッチ素子
７のスイッチオン期間）が短くなり、一次コイル３に蓄
積される電磁エネルギーが少なくなり、出力電圧Ｖout
は設定電圧値Ｖa に対する上昇分が補正され安定化が成
される。
に示すように、設定の電圧値Ｖaよりも上昇し電圧値Ｖb
となったときには、図５の（ｂ）に示すように、出力
電圧検出回路２７のエラーアンプ２４の出力電圧Ｖe が
低くなり、図５の（ｃ）に示すように、出力電圧検出回
路２７の検出電圧Ｖf が低くなり、電流センス回路９の
検出電圧Ｖcsが前記検出電圧Ｖf に達するまでの時間が
短くなる。つまり、ＲＳフリップフロップ回路１７がス
イッチ素子７へオン出力を開始してからコンパレータ１
８のリセットパルスを受けるまでの時間（スイッチ素子
７のスイッチオン期間）が短くなり、一次コイル３に蓄
積される電磁エネルギーが少なくなり、出力電圧Ｖout
は設定電圧値Ｖa に対する上昇分が補正され安定化が成
される。
【０００８】また、反対に、出力電圧Ｖout が設定の電
圧値Ｖa よりも低くなったときには、上記とは逆に、ス
イッチ素子７のスイッチオン期間を長くして一次コイル
３に蓄積される電磁エネルギーが増加することで、出力
電圧Ｖout は設定の電圧値Ｖa に対する下降分が補償さ
れ安定化が行われることになる。
圧値Ｖa よりも低くなったときには、上記とは逆に、ス
イッチ素子７のスイッチオン期間を長くして一次コイル
３に蓄積される電磁エネルギーが増加することで、出力
電圧Ｖout は設定の電圧値Ｖa に対する下降分が補償さ
れ安定化が行われることになる。
【０００９】上記のように、回路に流れる電流を検出し
て電圧に変換し、この検出電圧と出力電圧に基づいてス
イッチ素子７のスイッチオン期間を制御して出力電圧の
安定化を行う制御方式は、一般に、カレントモード制御
方式として知られており、例えば、ボルテージモード制
御方式等の他の制御方式に比べ、回路電流を用いている
ために、出力電圧Ｖout の変動に対して安定制御の応答
性に優れたものである。
て電圧に変換し、この検出電圧と出力電圧に基づいてス
イッチ素子７のスイッチオン期間を制御して出力電圧の
安定化を行う制御方式は、一般に、カレントモード制御
方式として知られており、例えば、ボルテージモード制
御方式等の他の制御方式に比べ、回路電流を用いている
ために、出力電圧Ｖout の変動に対して安定制御の応答
性に優れたものである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、回路が
軽負荷や高入力電圧の状態になると、回路に流れる電流
ｉが小さくなり、必然的に電流ｉに対するノイズ成分の
割合が非常に大きくなる。つまり、電流ｉのＳＮ比が大
幅に悪化する。電流センス回路９はそのＳＮ比の悪化し
た電流ｉを電圧に変換して検出電圧Ｖcsとして出力する
ので、検出電圧ＶcsのＳＮ比は大幅に悪化し、その検出
電圧Ｖcsが加えられたスイッチ制御回路１９は、検出電
圧Ｖcsのノイズ成分の悪影響を受けて、スイッチ素子７
スイッチオン・オフ制御を正確に行うことができず、出
力電圧Ｖout の安定化が確実に行われないという問題が
ある。
軽負荷や高入力電圧の状態になると、回路に流れる電流
ｉが小さくなり、必然的に電流ｉに対するノイズ成分の
割合が非常に大きくなる。つまり、電流ｉのＳＮ比が大
幅に悪化する。電流センス回路９はそのＳＮ比の悪化し
た電流ｉを電圧に変換して検出電圧Ｖcsとして出力する
ので、検出電圧ＶcsのＳＮ比は大幅に悪化し、その検出
電圧Ｖcsが加えられたスイッチ制御回路１９は、検出電
圧Ｖcsのノイズ成分の悪影響を受けて、スイッチ素子７
スイッチオン・オフ制御を正確に行うことができず、出
力電圧Ｖout の安定化が確実に行われないという問題が
ある。
【００１１】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、その目的は、軽負荷時や高入力電圧時に
おいても、電流センス回路の検出電圧のノイズ成分の悪
影響を受けずに、出力電圧を安定化すべくスイッチ素子
のスイッチオン・オフ制御を正確に行うことができるカ
レントモード制御タイプのスイッチング電源装置を提供
することにある。
たものであり、その目的は、軽負荷時や高入力電圧時に
おいても、電流センス回路の検出電圧のノイズ成分の悪
影響を受けずに、出力電圧を安定化すべくスイッチ素子
のスイッチオン・オフ制御を正確に行うことができるカ
レントモード制御タイプのスイッチング電源装置を提供
することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のような構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。すなわち、オン・オフのスイッチン
グ動作によって出力電圧を供給するスイッチ素子と、回
路に流れる電流を電圧に変換して検出出力する電流セン
ス回路と、出力電圧を検出出力する出力電圧検出回路
と、前記出力電圧検出回路の検出電圧と前記電流センス
回路の検出電圧に基づいて前記出力電圧を安定化すべく
前記スイッチ素子のスイッチオン期間を制御するカレン
トモード制御タイプのスイッチ制御回路とを備えたスイ
ッチング電源装置において、前記スイッチ素子のスイッ
チオン期間に前記スイッチ素子を介して電流センス回路
に重畳電流を加える重畳回路が設けられている構成をも
って前記課題を解決する手段としている。
に、本発明は次のような構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。すなわち、オン・オフのスイッチン
グ動作によって出力電圧を供給するスイッチ素子と、回
路に流れる電流を電圧に変換して検出出力する電流セン
ス回路と、出力電圧を検出出力する出力電圧検出回路
と、前記出力電圧検出回路の検出電圧と前記電流センス
回路の検出電圧に基づいて前記出力電圧を安定化すべく
前記スイッチ素子のスイッチオン期間を制御するカレン
トモード制御タイプのスイッチ制御回路とを備えたスイ
ッチング電源装置において、前記スイッチ素子のスイッ
チオン期間に前記スイッチ素子を介して電流センス回路
に重畳電流を加える重畳回路が設けられている構成をも
って前記課題を解決する手段としている。
【００１３】上記構成の発明において、重畳回路はスイ
ッチ素子のスイッチオン期間に、スイッチ素子を介して
電流センス回路に設定の重畳電流を加え、電流センス回
路は回路電流に重畳電流を加えた電流を電圧に変換して
検出出力し、一方、出力電圧検出回路は出力電圧を検出
出力する。前記電流センス回路の検出電圧は重畳電流に
基づく重畳成分を含み、この重畳成分により下駄をはか
されていることから、回路が軽負荷や高入力電圧の状態
になり回路電流が小さくなっても、前記重畳成分を含む
ことで電流センス回路で検出される電圧が大きくなり、
検出電圧のＳＮ比の大幅な悪化が回避される。したがっ
て、軽負荷時や高入力電圧時であっても、スイッチ制御
回路は、電流センス回路の検出電圧のノイズ成分の悪影
響を受けずに、前記電流センス回路の検出電圧と前記出
力電圧検出回路の検出電圧に基づいて、出力電圧を安定
化すべくスイッチ素子のスイッチオン・オフを正確に制
御し、安定した出力電圧を供給する。
ッチ素子のスイッチオン期間に、スイッチ素子を介して
電流センス回路に設定の重畳電流を加え、電流センス回
路は回路電流に重畳電流を加えた電流を電圧に変換して
検出出力し、一方、出力電圧検出回路は出力電圧を検出
出力する。前記電流センス回路の検出電圧は重畳電流に
基づく重畳成分を含み、この重畳成分により下駄をはか
されていることから、回路が軽負荷や高入力電圧の状態
になり回路電流が小さくなっても、前記重畳成分を含む
ことで電流センス回路で検出される電圧が大きくなり、
検出電圧のＳＮ比の大幅な悪化が回避される。したがっ
て、軽負荷時や高入力電圧時であっても、スイッチ制御
回路は、電流センス回路の検出電圧のノイズ成分の悪影
響を受けずに、前記電流センス回路の検出電圧と前記出
力電圧検出回路の検出電圧に基づいて、出力電圧を安定
化すべくスイッチ素子のスイッチオン・オフを正確に制
御し、安定した出力電圧を供給する。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施形態例を図面
に基づいて説明する。なお、以下に説明する各実施形態
例の説明において、従来例と同一名称部分には同一符号
を付し、その重複説明は省略する。
に基づいて説明する。なお、以下に説明する各実施形態
例の説明において、従来例と同一名称部分には同一符号
を付し、その重複説明は省略する。
【００１５】図１には第１の実施形態例におけるスイッ
チング電源装置の主要回路構成が示されている。なお、
図１に示すスイッチ制御回路１９は、従来例同様、図４
に示すＯＳＣ１６とＲＳフリップフロップ回路１７とコ
ンパレータ１８を有して構成されＩＣ化されているもの
であり、そのスイッチ素子７のスイッチ制御動作は従来
例で述べた動作と同様である。また、図１に示す出力電
圧検出回路２７は、従来例同様、図４に示す分圧抵抗体
２２，２３とエラーアンプ２４とフォトカプラ２５と基
準電源２６を有して構成されるもので、その出力電圧検
出動作は従来例で述べた動作と同様である。
チング電源装置の主要回路構成が示されている。なお、
図１に示すスイッチ制御回路１９は、従来例同様、図４
に示すＯＳＣ１６とＲＳフリップフロップ回路１７とコ
ンパレータ１８を有して構成されＩＣ化されているもの
であり、そのスイッチ素子７のスイッチ制御動作は従来
例で述べた動作と同様である。また、図１に示す出力電
圧検出回路２７は、従来例同様、図４に示す分圧抵抗体
２２，２３とエラーアンプ２４とフォトカプラ２５と基
準電源２６を有して構成されるもので、その出力電圧検
出動作は従来例で述べた動作と同様である。
【００１６】第１の実施形態例が従来例と異なる特徴的
なことは、抵抗体３２で形成された重畳回路２を一次コ
イル３に並列に接続したことであり、スイッチ素子７の
スイッチオン期間に、一次コイル３に流れる図２の
（ｂ）に示す電流ｉに同図の（ｃ）に示す重畳回路２の
重畳電流ｉ1を加えて（重畳させて）、同図の（ｄ）に
示す電流ｉ＋ｉ1を電流センス回路９に流れ込ませる構
成にしたことであり、上記以外の構成は従来例と同様で
ある。
なことは、抵抗体３２で形成された重畳回路２を一次コ
イル３に並列に接続したことであり、スイッチ素子７の
スイッチオン期間に、一次コイル３に流れる図２の
（ｂ）に示す電流ｉに同図の（ｃ）に示す重畳回路２の
重畳電流ｉ1を加えて（重畳させて）、同図の（ｄ）に
示す電流ｉ＋ｉ1を電流センス回路９に流れ込ませる構
成にしたことであり、上記以外の構成は従来例と同様で
ある。
【００１７】前記重畳回路２は、前記の如く、抵抗体３
２を有して形成され、スイッチ素子７のスイッチオン期
間に、図２の（ｃ）に示す設定の重畳電流ｉ1を電流セ
ンス回路９に加えるように構成されている。
２を有して形成され、スイッチ素子７のスイッチオン期
間に、図２の（ｃ）に示す設定の重畳電流ｉ1を電流セ
ンス回路９に加えるように構成されている。
【００１８】第１の実施形態例では、重畳回路２である
抵抗体３２を一次コイル３に並列接続したので、スイッ
チ素子７のスイッチオン期間に、一次コイル３に電流ｉ
が流れると共に、抵抗体３２に重畳電流ｉ1 が流れ、前
記一次コイル３を流れる電流ｉに重畳回路２から重畳電
流ｉ1 が付加されて電流センス回路９には電流ｉ＋ｉ1
が流れ込むことになる。例えば、回路が軽負荷や高入力
電圧の状態になり、一次コイル３に流れる電流ｉの値が
図２の（ｂ）に示す電流ｉ'のように小さくなっても、
電流センス回路９に流れ込む電流は、前記の如く、前記
一次コイル３の電流ｉに一定の重畳電流ｉ1 が付加され
た電流ｉ'＋ｉ1 であり、重畳電流ｉ1により下駄をはか
され大きくなっていることから、重畳電流ｉ1 によって
ＳＮ比の悪化が防止され、電流センス回路９は、軽負荷
時や高入力電圧時であっても、ＳＮ比がよい検出電圧Ｖ
csをスイッチ制御回路１９に加えることができ、スイッ
チ制御回路１９は検出電圧Ｖcsのノイズ成分の悪影響を
殆ど受けずにスイッチ素子７のスイッチオン・オフ制御
を行い、出力電圧Ｖout の安定化を確実に行うことがで
きる。
抵抗体３２を一次コイル３に並列接続したので、スイッ
チ素子７のスイッチオン期間に、一次コイル３に電流ｉ
が流れると共に、抵抗体３２に重畳電流ｉ1 が流れ、前
記一次コイル３を流れる電流ｉに重畳回路２から重畳電
流ｉ1 が付加されて電流センス回路９には電流ｉ＋ｉ1
が流れ込むことになる。例えば、回路が軽負荷や高入力
電圧の状態になり、一次コイル３に流れる電流ｉの値が
図２の（ｂ）に示す電流ｉ'のように小さくなっても、
電流センス回路９に流れ込む電流は、前記の如く、前記
一次コイル３の電流ｉに一定の重畳電流ｉ1 が付加され
た電流ｉ'＋ｉ1 であり、重畳電流ｉ1により下駄をはか
され大きくなっていることから、重畳電流ｉ1 によって
ＳＮ比の悪化が防止され、電流センス回路９は、軽負荷
時や高入力電圧時であっても、ＳＮ比がよい検出電圧Ｖ
csをスイッチ制御回路１９に加えることができ、スイッ
チ制御回路１９は検出電圧Ｖcsのノイズ成分の悪影響を
殆ど受けずにスイッチ素子７のスイッチオン・オフ制御
を行い、出力電圧Ｖout の安定化を確実に行うことがで
きる。
【００１９】図３には第２の実施形態例が示されてい
る。第２の実施形態例では、重畳回路２がダイオード２
８と抵抗体３２の直列接続体により形成され、前記ダイ
オード２８のアノード側が起動抵抗体１３とＩＣ入力コ
ンデンサ１４の直列接続点Ａに接続され、ダイオード２
８のカソード側が前記抵抗体３２の一端側に接続され、
抵抗体３２の他端側はスイッチ素子７のドレインＤ側に
接続されている。重畳回路２以外の回路構成は前記第１
の実施形態例と同様である。なお、図３では図１に示す
入力電源１０、ダイオードブリッジ回路１１、平滑コン
デンサ１２の図示が省略されている。
る。第２の実施形態例では、重畳回路２がダイオード２
８と抵抗体３２の直列接続体により形成され、前記ダイ
オード２８のアノード側が起動抵抗体１３とＩＣ入力コ
ンデンサ１４の直列接続点Ａに接続され、ダイオード２
８のカソード側が前記抵抗体３２の一端側に接続され、
抵抗体３２の他端側はスイッチ素子７のドレインＤ側に
接続されている。重畳回路２以外の回路構成は前記第１
の実施形態例と同様である。なお、図３では図１に示す
入力電源１０、ダイオードブリッジ回路１１、平滑コン
デンサ１２の図示が省略されている。
【００２０】図３に示す重畳回路２は、スイッチ素子７
のスイッチオン期間に、ＩＣ入力コンデンサ１４の充電
電圧を用いて設定の重畳電流ｉ1 を電流センス回路９に
流れ込ませるように構成されている。したがって、前記
第１の実施形態例同様に、電流センス回路９には、スイ
ッチオン期間に、一次コイル３に流れた電流ｉに重畳回
路２の重畳電流ｉ1 が付加された電流ｉ＋ｉ1 が流れ込
むことになり、軽負荷時や高入力電圧時であっても、電
流センス回路９はＳＮ比がよい検出電圧Ｖcsを検出出力
することができ、出力電圧Ｖout の安定化が確実に行わ
れることになる。また、スイッチ素子７のスイッチオン
期間に、一次コイル３の入側点Ｘよりも重畳回路２の入
側点Ａの電圧は低いことから、第１の実施形態例に比べ
て重畳回路２での電力損失を低く抑えることができる。
のスイッチオン期間に、ＩＣ入力コンデンサ１４の充電
電圧を用いて設定の重畳電流ｉ1 を電流センス回路９に
流れ込ませるように構成されている。したがって、前記
第１の実施形態例同様に、電流センス回路９には、スイ
ッチオン期間に、一次コイル３に流れた電流ｉに重畳回
路２の重畳電流ｉ1 が付加された電流ｉ＋ｉ1 が流れ込
むことになり、軽負荷時や高入力電圧時であっても、電
流センス回路９はＳＮ比がよい検出電圧Ｖcsを検出出力
することができ、出力電圧Ｖout の安定化が確実に行わ
れることになる。また、スイッチ素子７のスイッチオン
期間に、一次コイル３の入側点Ｘよりも重畳回路２の入
側点Ａの電圧は低いことから、第１の実施形態例に比べ
て重畳回路２での電力損失を低く抑えることができる。
【００２１】なお、本発明は上記各実施形態例に限定さ
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記各実施形態例では、トランス６を有するフライ
バックコンバータタイプのスイッチング電源装置を例に
して説明したが、フライバックコンバータタイプ以外の
他のコンバータタイプでも、カレントモード制御方式に
よりスイッチ素子の制御を行うスイッチング電源装置で
あれば、重畳回路あるいは重畳回路と重畳制御回路を設
けることによって、上記各実施形態例同様の優れた効果
を奏することができる。
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記各実施形態例では、トランス６を有するフライ
バックコンバータタイプのスイッチング電源装置を例に
して説明したが、フライバックコンバータタイプ以外の
他のコンバータタイプでも、カレントモード制御方式に
よりスイッチ素子の制御を行うスイッチング電源装置で
あれば、重畳回路あるいは重畳回路と重畳制御回路を設
けることによって、上記各実施形態例同様の優れた効果
を奏することができる。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、重畳回路を設け、スイ
ッチ素子のスイッチオン期間にスイッチ素子を介して電
流センス回路に重畳電流を加える構成にしたので、電流
センス回路は回路電流に重畳電流を重畳した電流を電圧
に変換し検出電圧としてスイッチ制御回路に加えること
になる。上記のように重畳回路の重畳動作によって、電
流センス回路の検出電圧には設定の重畳成分が含まれる
ことから、回路が軽負荷や高入力電圧の状態となり回路
電流が小さくなっても、電流センス回路の検出電圧のＳ
Ｎ比の大幅な悪化が防止され、軽負荷時や高入力電圧時
であっても、スイッチ制御回路は電流センス回路の検出
電圧のノイズ成分の悪影響を殆ど受けずにスイッチ素子
のスイッチオン・オフ動作を制御し、出力電圧の安定化
を確実に行うことができる。
ッチ素子のスイッチオン期間にスイッチ素子を介して電
流センス回路に重畳電流を加える構成にしたので、電流
センス回路は回路電流に重畳電流を重畳した電流を電圧
に変換し検出電圧としてスイッチ制御回路に加えること
になる。上記のように重畳回路の重畳動作によって、電
流センス回路の検出電圧には設定の重畳成分が含まれる
ことから、回路が軽負荷や高入力電圧の状態となり回路
電流が小さくなっても、電流センス回路の検出電圧のＳ
Ｎ比の大幅な悪化が防止され、軽負荷時や高入力電圧時
であっても、スイッチ制御回路は電流センス回路の検出
電圧のノイズ成分の悪影響を殆ど受けずにスイッチ素子
のスイッチオン・オフ動作を制御し、出力電圧の安定化
を確実に行うことができる。
【図１】第１の実施形態例におけるスイッチング電源装
置の主要構成を示す回路図である。
置の主要構成を示す回路図である。
【図２】図１の重畳回路の電流重畳動作を示すタイムチ
ャートである。
ャートである。
【図３】第２の実施形態例を示す回路図である。
【図４】従来例を示す回路図である。
【図５】図４の回路の回路動作を示すタイムチャートで
ある。
ある。
２ 重畳回路 ７ スイッチ素子 ９ 電流センス回路 １９ スイッチ制御回路 ２７ 出力電圧検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−178169（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−336280（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−38081（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (1)
- 【請求項１】 オン・オフのスイッチング動作によって
出力電圧を供給するスイッチ素子と、回路に流れる電流
を電圧に変換して検出出力する電流センス回路と、出力
電圧を検出出力する出力電圧検出回路と、前記出力電圧
検出回路の検出電圧と前記電流センス回路の検出電圧に
基づいて前記出力電圧を安定化すべく前記スイッチ素子
のスイッチオン期間を制御するカレントモード制御タイ
プのスイッチ制御回路とを備えたスイッチング電源装置
において、前記スイッチ素子のスイッチオン期間に前記
スイッチ素子を介して電流センス回路に重畳電流を加え
る重畳回路が設けられていることを特徴とするスイッチ
ング電源装置。
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
| JP25747496A JP3198944B2 (ja) | 1995-11-17 | 1996-09-06 | スイッチング電源装置 |
| TW085114089A TW317669B (ja) | 1995-11-17 | 1996-11-14 | |
| US08/746,664 US5901051A (en) | 1995-11-17 | 1996-11-14 | Switching power supply having current and voltage superimposition circuitry |
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| JP7-323655 | 1995-11-17 | ||
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|---|---|
| JPH09201049A JPH09201049A (ja) | 1997-07-31 |
| JP3198944B2 true JP3198944B2 (ja) | 2001-08-13 |
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|---|---|---|---|
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| KR (1) | KR100238897B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP6049927B1 (ja) * | 2016-02-29 | 2016-12-21 | 株式会社プラモール精工 | スプルーブッシュ及びそのブッシュ部品 |
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| WO2001026206A1 (fr) | 1999-10-07 | 2001-04-12 | Tdk Corporation | Procede et appareil permettant d'alimenter un element de commutation dans un convertisseur de puissance |
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-
1996
- 1996-09-06 JP JP25747496A patent/JP3198944B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1996-11-14 TW TW085114089A patent/TW317669B/zh not_active IP Right Cessation
- 1996-11-14 US US08/746,664 patent/US5901051A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-15 DE DE69615504T patent/DE69615504T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-15 EP EP96402449A patent/EP0774827B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-18 KR KR1019960055011A patent/KR100238897B1/ko not_active IP Right Cessation
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| KR970031203A (ko) | 1997-06-26 |
| TW317669B (ja) | 1997-10-11 |
| KR100238897B1 (ko) | 2000-01-15 |
| EP0774827A3 (en) | 1998-08-26 |
| DE69615504T2 (de) | 2002-04-25 |
| JPH09201049A (ja) | 1997-07-31 |
| EP0774827A2 (en) | 1997-05-21 |
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