JP3365356B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP3365356B2 JP3365356B2 JP18730599A JP18730599A JP3365356B2 JP 3365356 B2 JP3365356 B2 JP 3365356B2 JP 18730599 A JP18730599 A JP 18730599A JP 18730599 A JP18730599 A JP 18730599A JP 3365356 B2 JP3365356 B2 JP 3365356B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- fluctuation
- output
- coil
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置等に組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータに関するも
のである。
装置等に組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータに関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図１３にはＤＣ−ＤＣコンバータの一例
が示されている。同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコ
ンバータは絶縁型フォワードコンバータであり、トラン
ス１を有している。このトランス１は一次コイルＮ１と
二次コイルＮ２と電圧検出用コイルＮ３とを有してい
る。トランス１の一次コイルＮ１にはスイッチ素子Ｑと
コンデンサ２とを備えた一次側回路３が接続されてい
る。この一次側回路３には直流の入力電源４が接続され
る。
が示されている。同図に示すように、このＤＣ−ＤＣコ
ンバータは絶縁型フォワードコンバータであり、トラン
ス１を有している。このトランス１は一次コイルＮ１と
二次コイルＮ２と電圧検出用コイルＮ３とを有してい
る。トランス１の一次コイルＮ１にはスイッチ素子Ｑと
コンデンサ２とを備えた一次側回路３が接続されてい
る。この一次側回路３には直流の入力電源４が接続され
る。
【０００３】また、上記二次コイルＮ２には二次側回路
５が接続されており、この二次側回路５の出力側が負荷
６に接続される。さらに、上記電圧検出用コイルＮ３に
は電圧検出用回路８が接続され、この電圧検出用回路８
の出力側は制御回路１０に接続されている。この制御回
路１０の出力側は前記一次側回路３のスイッチ素子Ｑに
接続されている。
５が接続されており、この二次側回路５の出力側が負荷
６に接続される。さらに、上記電圧検出用コイルＮ３に
は電圧検出用回路８が接続され、この電圧検出用回路８
の出力側は制御回路１０に接続されている。この制御回
路１０の出力側は前記一次側回路３のスイッチ素子Ｑに
接続されている。
【０００４】上記一次側回路３は、スイッチ素子Ｑのオ
ン・オフ動作によって、上記入力電源４の電力をトラン
ス１を介して二次側回路５に伝える構成を備えている。
また、上記二次側回路５は上記二次コイルＮ２に発生す
る電圧を整流平滑し、該整流平滑した直流の電圧Ｖout
を負荷６に出力する構成を有している。
ン・オフ動作によって、上記入力電源４の電力をトラン
ス１を介して二次側回路５に伝える構成を備えている。
また、上記二次側回路５は上記二次コイルＮ２に発生す
る電圧を整流平滑し、該整流平滑した直流の電圧Ｖout
を負荷６に出力する構成を有している。
【０００５】さらに、上記電圧検出用回路８は、上記電
圧検出用コイルＮ３に発生する電圧を整流平滑する構成
を有している。上記電圧検出用コイルＮ３には上記二次
コイルＮ２に発生する電圧に応じた電圧が発生し、ま
た、二次コイルＮ２に発生する電圧は二次側回路５の出
力電圧Ｖoutに対応していると見なされる。このことか
ら、上記電圧検出用回路８は、上記整流平滑した電圧を
上記二次側回路５の出力電圧Ｖoutの検出電圧として上
記制御回路１０に出力する構成を有している。
圧検出用コイルＮ３に発生する電圧を整流平滑する構成
を有している。上記電圧検出用コイルＮ３には上記二次
コイルＮ２に発生する電圧に応じた電圧が発生し、ま
た、二次コイルＮ２に発生する電圧は二次側回路５の出
力電圧Ｖoutに対応していると見なされる。このことか
ら、上記電圧検出用回路８は、上記整流平滑した電圧を
上記二次側回路５の出力電圧Ｖoutの検出電圧として上
記制御回路１０に出力する構成を有している。
【０００６】さらにまた、制御回路１０は、上記電圧検
出用回路８から加えられた検出電圧に基づいて、二次側
回路５の出力電圧Ｖoutを安定化すべく図１２に示すよ
うなパルス制御信号をスイッチ素子Ｑに加える構成を備
えている。上記パルス制御信号はスイッチ素子Ｑのオン
・オフ動作を制御するための信号であり、スイッチ素子
Ｑはそのパルス制御信号に従ってオン・オフ動作を行
う。
出用回路８から加えられた検出電圧に基づいて、二次側
回路５の出力電圧Ｖoutを安定化すべく図１２に示すよ
うなパルス制御信号をスイッチ素子Ｑに加える構成を備
えている。上記パルス制御信号はスイッチ素子Ｑのオン
・オフ動作を制御するための信号であり、スイッチ素子
Ｑはそのパルス制御信号に従ってオン・オフ動作を行
う。
【０００７】上記のように、図１３に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、電圧検出用コイルＮ３には二次側回路５
の出力電圧Ｖoutに対応した電圧が発生する。このこと
により、電圧検出用回路８は、上記電圧検出用コイルＮ
３の電圧を利用して、二次側回路５の出力電圧Ｖoutを
間接的に検出出力することができる。この検出電圧に基
づいた制御回路１０の回路動作によって、スイッチ素子
Ｑのオン・オフ動作が制御されて二次側回路５の出力電
圧Ｖoutの安定化が図られることとなる。
ンバータでは、電圧検出用コイルＮ３には二次側回路５
の出力電圧Ｖoutに対応した電圧が発生する。このこと
により、電圧検出用回路８は、上記電圧検出用コイルＮ
３の電圧を利用して、二次側回路５の出力電圧Ｖoutを
間接的に検出出力することができる。この検出電圧に基
づいた制御回路１０の回路動作によって、スイッチ素子
Ｑのオン・オフ動作が制御されて二次側回路５の出力電
圧Ｖoutの安定化が図られることとなる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
如く、二次側回路５の出力電圧Ｖoutを間接的に検出す
るタイプのＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷変動に伴っ
て二次側回路５の出力電圧Ｖoutが変動してしまうとい
う問題があった。
如く、二次側回路５の出力電圧Ｖoutを間接的に検出す
るタイプのＤＣ−ＤＣコンバータでは、負荷変動に伴っ
て二次側回路５の出力電圧Ｖoutが変動してしまうとい
う問題があった。
【０００９】それというのは、負荷変動が生じると、こ
の負荷変動に伴って二次側回路５から負荷６に出力され
る電流Ｉoutが変動し、必然的に、二次側回路５を流れ
る通電電流が変動する。この通電電流の変動によって二
次側回路５の配線パターン、ダイオード、インダクター
の抵抗成分による電圧変動が生じて、出力電圧Ｖoutも
変動する。一方、このように出力電圧Ｖoutが変動して
も、電圧検出用回路８から制御回路１０に加えられる電
圧は変動しない。このために、制御回路１０では、負荷
変動に起因した出力電圧Ｖoutの変動を補償するための
回路動作が行われず、上記の如く負荷変動に伴って出力
電圧Ｖoutが変動してしまうという問題が生じる。
の負荷変動に伴って二次側回路５から負荷６に出力され
る電流Ｉoutが変動し、必然的に、二次側回路５を流れ
る通電電流が変動する。この通電電流の変動によって二
次側回路５の配線パターン、ダイオード、インダクター
の抵抗成分による電圧変動が生じて、出力電圧Ｖoutも
変動する。一方、このように出力電圧Ｖoutが変動して
も、電圧検出用回路８から制御回路１０に加えられる電
圧は変動しない。このために、制御回路１０では、負荷
変動に起因した出力電圧Ｖoutの変動を補償するための
回路動作が行われず、上記の如く負荷変動に伴って出力
電圧Ｖoutが変動してしまうという問題が生じる。
【００１０】換言すれば、図１３に示すような回路構成
では、図１１に示すような出力電流Ｉoutと出力電圧Ｖo
utとの関係があり、負荷変動に起因した出力電流Ｉout
の変動に伴って出力電圧Ｖoutが変動する。しかし、図
１３に示す回路構成では、電圧検出用コイルＮ３を用い
て、その負荷変動に起因した出力電圧Ｖoutの変動を検
出することができない。このために、制御回路１０では
その出力電圧Ｖoutの変動を補正するための回路動作が
行われない。このことから、負荷変動に起因して出力電
圧Ｖoutが変動するという問題が生じてしまい、出力電
圧Ｖoutの安定度は満足の行くものではなかった。
では、図１１に示すような出力電流Ｉoutと出力電圧Ｖo
utとの関係があり、負荷変動に起因した出力電流Ｉout
の変動に伴って出力電圧Ｖoutが変動する。しかし、図
１３に示す回路構成では、電圧検出用コイルＮ３を用い
て、その負荷変動に起因した出力電圧Ｖoutの変動を検
出することができない。このために、制御回路１０では
その出力電圧Ｖoutの変動を補正するための回路動作が
行われない。このことから、負荷変動に起因して出力電
圧Ｖoutが変動するという問題が生じてしまい、出力電
圧Ｖoutの安定度は満足の行くものではなかった。
【００１１】また、図１３に示すような二次側回路５の
出力電圧Ｖoutを間接的に検出するタイプのＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、次に示すような問題も発生する。ＤＣ
−ＤＣコンバータを取り巻く環境の温度が変化すると、
その温度変動に伴って各回路構成部品の特性がそれぞれ
変化し、二次側回路５の出力電圧Ｖoutが変動する。し
かし、その温度変動に起因した出力電圧Ｖoutの変動を
抑制することができないという問題が発生する。
出力電圧Ｖoutを間接的に検出するタイプのＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、次に示すような問題も発生する。ＤＣ
−ＤＣコンバータを取り巻く環境の温度が変化すると、
その温度変動に伴って各回路構成部品の特性がそれぞれ
変化し、二次側回路５の出力電圧Ｖoutが変動する。し
かし、その温度変動に起因した出力電圧Ｖoutの変動を
抑制することができないという問題が発生する。
【００１２】その問題は次に示すような理由により発生
する。環境温度変化に伴って出力電圧Ｖoutが変動した
場合には、上記負荷変動したときと同様に、電圧検出用
コイルＮ３を利用して、その出力電圧Ｖoutの変動を検
出することができない。その上、電圧検出用回路８から
制御回路１０に出力される検出電圧も上記環境温度変動
によって出力電圧Ｖoutに関係無く変動する。その検出
電圧に基づいた制御回路１０の回路動作によりスイッチ
素子Ｑのオン・オフ動作が制御されるので、温度変動に
起因して二次側回路５の出力電圧Ｖoutは非常に不安定
なものとなるという問題が生じてしまう。
する。環境温度変化に伴って出力電圧Ｖoutが変動した
場合には、上記負荷変動したときと同様に、電圧検出用
コイルＮ３を利用して、その出力電圧Ｖoutの変動を検
出することができない。その上、電圧検出用回路８から
制御回路１０に出力される検出電圧も上記環境温度変動
によって出力電圧Ｖoutに関係無く変動する。その検出
電圧に基づいた制御回路１０の回路動作によりスイッチ
素子Ｑのオン・オフ動作が制御されるので、温度変動に
起因して二次側回路５の出力電圧Ｖoutは非常に不安定
なものとなるという問題が生じてしまう。
【００１３】本発明は上記課題を解決するために成され
たものであり、その第１の目的は、トランスの電圧検出
用コイルを用いて二次側回路の出力電圧を間接的に検出
する方式を採用しているものにおいて、負荷変動に伴っ
た二次側回路の出力電圧の変動を回避することである。
また、第２の目的は、環境温度変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動を抑制することである。このよう
に、負荷変動や環境温度変動に起因した二次側回路の出
力電圧の変動を抑制して、二次側回路の出力電圧の安定
度を向上させることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することにある。
たものであり、その第１の目的は、トランスの電圧検出
用コイルを用いて二次側回路の出力電圧を間接的に検出
する方式を採用しているものにおいて、負荷変動に伴っ
た二次側回路の出力電圧の変動を回避することである。
また、第２の目的は、環境温度変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動を抑制することである。このよう
に、負荷変動や環境温度変動に起因した二次側回路の出
力電圧の変動を抑制して、二次側回路の出力電圧の安定
度を向上させることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明は次に示すような構成をもって前記課題を解
決する手段としている。すなわち、第１の発明は、スイ
ッチ素子のオン・オフ動作によりトランスの一次コイル
のエネルギーを二次コイル側に出力する一次側回路と、
上記二次コイルから出力される電圧を整流平滑して直流
の電圧を出力する二次側回路と、トランスに設けられた
電圧検出用コイルから出力される電圧を整流平滑し上記
二次側回路から出力される電圧の検出電圧として出力す
る電圧検出用回路と、該電圧検出用回路から出力される
電圧に基づいて上記スイッチ素子のオン・オフ動作を制
御するためのパルス制御信号をスイッチ素子に加える制
御回路とが設けられているＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記二次側回路を流れる電流に応じた上記一次側回
路の通電電流を電圧に変換して検出する一次側電流検出
回路を設け、該一次側電流検出回路から出力される検出
電圧を上記電圧検出用回路から出力される電圧に重量し
て上記二次側回路の通電電流の変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動分を補正するものであって、上記二
次側回路および電圧検出用回路の整流部分には共に温度
変動によって順方向電圧が変動する整流ダイオードを用
いており、また、上記電圧検出用回路は、温度変動によ
って順方向電圧が変動する温度補償用ダイオードを用い
た温度補償回路を備えて、温度変動に伴う二次側回路の
整流ダイオードの順方向電圧変動量を上記電圧検出用回
路の整流ダイオードの順方向電圧変動量と上記温度補償
回路による電圧変動量とで相殺する電圧を制御回路に加
える構成をもって前記課題を解決する手段としている。
にこの発明は次に示すような構成をもって前記課題を解
決する手段としている。すなわち、第１の発明は、スイ
ッチ素子のオン・オフ動作によりトランスの一次コイル
のエネルギーを二次コイル側に出力する一次側回路と、
上記二次コイルから出力される電圧を整流平滑して直流
の電圧を出力する二次側回路と、トランスに設けられた
電圧検出用コイルから出力される電圧を整流平滑し上記
二次側回路から出力される電圧の検出電圧として出力す
る電圧検出用回路と、該電圧検出用回路から出力される
電圧に基づいて上記スイッチ素子のオン・オフ動作を制
御するためのパルス制御信号をスイッチ素子に加える制
御回路とが設けられているＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、上記二次側回路を流れる電流に応じた上記一次側回
路の通電電流を電圧に変換して検出する一次側電流検出
回路を設け、該一次側電流検出回路から出力される検出
電圧を上記電圧検出用回路から出力される電圧に重量し
て上記二次側回路の通電電流の変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動分を補正するものであって、上記二
次側回路および電圧検出用回路の整流部分には共に温度
変動によって順方向電圧が変動する整流ダイオードを用
いており、また、上記電圧検出用回路は、温度変動によ
って順方向電圧が変動する温度補償用ダイオードを用い
た温度補償回路を備えて、温度変動に伴う二次側回路の
整流ダイオードの順方向電圧変動量を上記電圧検出用回
路の整流ダイオードの順方向電圧変動量と上記温度補償
回路による電圧変動量とで相殺する電圧を制御回路に加
える構成をもって前記課題を解決する手段としている。
【００１５】第２の発明は、スイッチ素子のオン・オフ
動作によりトランスの一次コイルのエネルギーを二次コ
イル側に出力する一次側回路と、上記二次コイルから出
力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力する二次
側回路と、トランスに設けられた電圧検出用コイルから
出力される電圧を整流平滑し上記二次側回路から出力さ
れる電圧の検出電圧として出力する電圧検出用回路と、
該電圧検出用回路から出力される電圧に基づいて上記ス
イッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制
御信号をスイッチ素子に加える制御回路とが設けられて
いるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記二次側回路を
流れる電流に応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に
変換して検出する一次側電流検出回路を設け、該一次側
電流検出回路から出力される検出電圧を上記電圧検出用
回路から出力される電圧に重量して上記二次側回路の通
電電流の変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動分
を補正するものであって、上記二次側回路および電圧検
出用回路の整流部分には共に温度変動によって順方向電
圧が変動する整流ダイオードを用いており、温度変動に
伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動
量と上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧
変動量との比をトランスの二次コイルの巻回数と電圧検
出用コイルの巻回数との比と同じに設定して、上記電圧
検出用回路から温度変動による二次側回路の出力電圧の
変動分を相殺する電圧を制御回路に加えることをことを
特徴として構成されている。
動作によりトランスの一次コイルのエネルギーを二次コ
イル側に出力する一次側回路と、上記二次コイルから出
力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力する二次
側回路と、トランスに設けられた電圧検出用コイルから
出力される電圧を整流平滑し上記二次側回路から出力さ
れる電圧の検出電圧として出力する電圧検出用回路と、
該電圧検出用回路から出力される電圧に基づいて上記ス
イッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制
御信号をスイッチ素子に加える制御回路とが設けられて
いるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記二次側回路を
流れる電流に応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に
変換して検出する一次側電流検出回路を設け、該一次側
電流検出回路から出力される検出電圧を上記電圧検出用
回路から出力される電圧に重量して上記二次側回路の通
電電流の変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動分
を補正するものであって、上記二次側回路および電圧検
出用回路の整流部分には共に温度変動によって順方向電
圧が変動する整流ダイオードを用いており、温度変動に
伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動
量と上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧
変動量との比をトランスの二次コイルの巻回数と電圧検
出用コイルの巻回数との比と同じに設定して、上記電圧
検出用回路から温度変動による二次側回路の出力電圧の
変動分を相殺する電圧を制御回路に加えることをことを
特徴として構成されている。
【００１６】
【００１７】第３の発明は、スイッチ素子のオン・オフ
動作によりトランスの一次コイルのエネルギーを二次コ
イル側に出力する一次側回路と、上記二次コイルから出
力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力する二次
側回路と、トランスに設けられた電圧検出用コイルから
出力される電圧を整流平滑し上記二次側回路から出力さ
れる電圧の検出電圧として出力する電圧検出用回路と、
該電圧検出用回路から出力される電圧に基づいて上記ス
イッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制
御信号をスイッチ素子に加える制御回路とが設けられて
いるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記二次側回路を
流れる電流に応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に
変換して検出する一次側電流検出回路を設け、該一次側
電流検出回路から出力される検出電圧を上記電圧検出用
回路から出力される電圧に重量して上記二次側回路の通
電電流の変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動分
を補正するものであって、上記二次側回路および電圧検
出用回路の整流部分には共に温度変動によって順方向電
圧が変動する整流ダイオードを用いており、温度変動に
伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動
量が上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧
変動量よりも大きいときにはトランスの二次コイルの巻
回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも多く設定し、ま
た、温度変動に伴う上記二次側回路の整流ダイオードの
順方向電圧変動量が上記電圧検出用回路の整流ダイオー
ドの順方向電圧変動量よりも小さいときにはトランスの
二次コイルの巻回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも
少なく設定して、上記電圧検出用回路から温度変動によ
る二次側回路の出力電圧の変動分を相殺する電圧を制御
回路に加えることを特徴として構成されている。
動作によりトランスの一次コイルのエネルギーを二次コ
イル側に出力する一次側回路と、上記二次コイルから出
力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力する二次
側回路と、トランスに設けられた電圧検出用コイルから
出力される電圧を整流平滑し上記二次側回路から出力さ
れる電圧の検出電圧として出力する電圧検出用回路と、
該電圧検出用回路から出力される電圧に基づいて上記ス
イッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制
御信号をスイッチ素子に加える制御回路とが設けられて
いるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記二次側回路を
流れる電流に応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に
変換して検出する一次側電流検出回路を設け、該一次側
電流検出回路から出力される検出電圧を上記電圧検出用
回路から出力される電圧に重量して上記二次側回路の通
電電流の変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動分
を補正するものであって、上記二次側回路および電圧検
出用回路の整流部分には共に温度変動によって順方向電
圧が変動する整流ダイオードを用いており、温度変動に
伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動
量が上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧
変動量よりも大きいときにはトランスの二次コイルの巻
回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも多く設定し、ま
た、温度変動に伴う上記二次側回路の整流ダイオードの
順方向電圧変動量が上記電圧検出用回路の整流ダイオー
ドの順方向電圧変動量よりも小さいときにはトランスの
二次コイルの巻回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも
少なく設定して、上記電圧検出用回路から温度変動によ
る二次側回路の出力電圧の変動分を相殺する電圧を制御
回路に加えることを特徴として構成されている。
【００１８】第４の発明は、上記第１〜第３の発明の何
れか１つの発明の構成を備え、一次側電流検出回路によ
って検出された一次側回路の通電電流に基づいて過電流
保護動作を行う過電流保護回路が設けられていることを
特徴として構成されている。
れか１つの発明の構成を備え、一次側電流検出回路によ
って検出された一次側回路の通電電流に基づいて過電流
保護動作を行う過電流保護回路が設けられていることを
特徴として構成されている。
【００１９】第５の発明は、上記第１〜第４の発明の何
れか１つの発明の構成を備え、一次側電流検出回路は、
一次側回路の通電電流の経路上に介設された抵抗体によ
り構成されていることを特徴として構成されている。
れか１つの発明の構成を備え、一次側電流検出回路は、
一次側回路の通電電流の経路上に介設された抵抗体によ
り構成されていることを特徴として構成されている。
【００２０】上記構成の発明において、一次側電流検出
回路は一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出し、
該検出電圧を電圧検出用回路の出力電圧に重畳する。こ
の重畳電圧に応じた電圧が制御回路に加えられる。負荷
変動に起因して二次側回路の通電電流が変動すると、そ
の電流変動に伴って一次側回路の通電電流が変動する。
このため、上記一次側電流検出回路は上記二次側回路の
通電電流の変動に応じた電圧を検出出力することとな
る。換言すれば、一次側電流検出回路は、負荷変動によ
る二次側回路の出力電圧の変動分に応じた電圧を検出出
力することとなる。
回路は一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出し、
該検出電圧を電圧検出用回路の出力電圧に重畳する。こ
の重畳電圧に応じた電圧が制御回路に加えられる。負荷
変動に起因して二次側回路の通電電流が変動すると、そ
の電流変動に伴って一次側回路の通電電流が変動する。
このため、上記一次側電流検出回路は上記二次側回路の
通電電流の変動に応じた電圧を検出出力することとな
る。換言すれば、一次側電流検出回路は、負荷変動によ
る二次側回路の出力電圧の変動分に応じた電圧を検出出
力することとなる。
【００２１】この検出電圧を電圧検出用回路の出力電圧
に重畳し該重畳電圧に応じた電圧が制御回路に加えられ
るので、電圧検出用回路側から制御回路に加えられる電
圧は負荷変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動に
応じて変動する。このことにより、制御回路の回路動作
によって、負荷変動に起因した二次側回路の出力電圧の
変動を補正することが可能となり、二次側回路の出力電
圧の安定化が図れる。
に重畳し該重畳電圧に応じた電圧が制御回路に加えられ
るので、電圧検出用回路側から制御回路に加えられる電
圧は負荷変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動に
応じて変動する。このことにより、制御回路の回路動作
によって、負荷変動に起因した二次側回路の出力電圧の
変動を補正することが可能となり、二次側回路の出力電
圧の安定化が図れる。
【００２２】また、温度補償用回路が設けられているも
のにあっては、電圧検出用回路は、温度変動に伴う二次
側回路の出力電圧の変動分を相殺するための電圧を制御
回路に加える。このことから、制御回路の回路動作によ
って、環境温度変動の悪影響を受けずに二次側回路の出
力電圧の安定化が達成される。
のにあっては、電圧検出用回路は、温度変動に伴う二次
側回路の出力電圧の変動分を相殺するための電圧を制御
回路に加える。このことから、制御回路の回路動作によ
って、環境温度変動の悪影響を受けずに二次側回路の出
力電圧の安定化が達成される。
【００２３】以上のように、トランスの電圧検出用コイ
ルを用いて二次側回路の出力電圧を間接的に検出する方
式を採用しているものにおいても、制御回路の回路動作
によって、負荷変動や環境温度変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動を補正することができる。このこと
により、負荷変動時や環境温度変動時にも二次側回路の
出力電圧の安定化が達成される。このように、二次側回
路の出力電圧の安定度を格段に向上させることができ、
前記課題が解決される。
ルを用いて二次側回路の出力電圧を間接的に検出する方
式を採用しているものにおいても、制御回路の回路動作
によって、負荷変動や環境温度変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動を補正することができる。このこと
により、負荷変動時や環境温度変動時にも二次側回路の
出力電圧の安定化が達成される。このように、二次側回
路の出力電圧の安定度を格段に向上させることができ、
前記課題が解決される。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下に、この発明に係る実施形態
例を図面に基づき説明する。
例を図面に基づき説明する。
【００２５】図１には第１の実施形態例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータが示されている。なお、この第１の実施形態例
の説明において、前記図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路構成部分と同一構成部分には同一符号を付し、
その共通部分の重複説明は省略する。
ンバータが示されている。なお、この第１の実施形態例
の説明において、前記図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路構成部分と同一構成部分には同一符号を付し、
その共通部分の重複説明は省略する。
【００２６】この第１の実施形態例において特徴的なこ
とは、前記図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成に
加えて、図１に示すように、一次側電流検出回路１２を
設けたことである。この一次側電流検出回路１２によっ
て、二次側回路５の通電電流変動に起因した出力電圧Ｖ
outの変動を補正するが可能となる。
とは、前記図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成に
加えて、図１に示すように、一次側電流検出回路１２を
設けたことである。この一次側電流検出回路１２によっ
て、二次側回路５の通電電流変動に起因した出力電圧Ｖ
outの変動を補正するが可能となる。
【００２７】また、軽負荷時には、二次側回路５のチョ
ークコイル１６の電流が不連続モードとなり、出力電流
Ｉoutの変動に対する出力電圧Ｖoutの変動が図１１の一
点鎖線に示す如く非常に大きくなる。この第１の実施形
態例では、上記軽負荷時に、その出力電圧Ｖoutの変動
を補正することができる構成も備えており、この構成
も、この第１の実施形態例において特徴的な構成であ
る。
ークコイル１６の電流が不連続モードとなり、出力電流
Ｉoutの変動に対する出力電圧Ｖoutの変動が図１１の一
点鎖線に示す如く非常に大きくなる。この第１の実施形
態例では、上記軽負荷時に、その出力電圧Ｖoutの変動
を補正することができる構成も備えており、この構成
も、この第１の実施形態例において特徴的な構成であ
る。
【００２８】すなわち、図１に示すように、トランス１
の一次コイルＮ１の一端側にはスイッチ素子Ｑ（図１に
示す例ではＭＯＳ−ＦＥＴ）のドレイン側が接続され、
上記一次コイルＮ１の他端側にはコンデンサ２の一端側
が接続される。このコンデンサ２の他端側は上記スイッ
チ素子Ｑのソース側に接続されている。このコンデンサ
２とスイッチ素子Ｑのソース側との接続部Ｘには抵抗体
１３の一端側が接続され、この抵抗体１３の他端側は直
流の入力電源４の負極側に接続されている。入力電源４
の正極側は前記コンデンサ２と一次コイルＮ１との接続
部に接続されている。
の一次コイルＮ１の一端側にはスイッチ素子Ｑ（図１に
示す例ではＭＯＳ−ＦＥＴ）のドレイン側が接続され、
上記一次コイルＮ１の他端側にはコンデンサ２の一端側
が接続される。このコンデンサ２の他端側は上記スイッ
チ素子Ｑのソース側に接続されている。このコンデンサ
２とスイッチ素子Ｑのソース側との接続部Ｘには抵抗体
１３の一端側が接続され、この抵抗体１３の他端側は直
流の入力電源４の負極側に接続されている。入力電源４
の正極側は前記コンデンサ２と一次コイルＮ１との接続
部に接続されている。
【００２９】また、二次コイルＮ２の一端側には整流ダ
イオード１４のアノード側が接続されている。この整流
ダイオード１４のカソード側には整流ダイオード１５の
カソード側が接続され、整流ダイオード１５のアノード
側が前記二次コイルＮ２の他端側に接続されている。上
記整流ダイオード１４，１５のカソード同士の接続部に
はチョークコイル１６の一端側が接続され、チョークコ
イル１６の他端側は平滑コンデンサ１７の一端側に接続
されている。この平滑コンデンサ１７の他端側は前記二
次コイルＮ２と整流ダイオード１５のアノード側との接
続部に接続されており、前記平滑コンデンサ１７に並列
に負荷６が接続される。
イオード１４のアノード側が接続されている。この整流
ダイオード１４のカソード側には整流ダイオード１５の
カソード側が接続され、整流ダイオード１５のアノード
側が前記二次コイルＮ２の他端側に接続されている。上
記整流ダイオード１４，１５のカソード同士の接続部に
はチョークコイル１６の一端側が接続され、チョークコ
イル１６の他端側は平滑コンデンサ１７の一端側に接続
されている。この平滑コンデンサ１７の他端側は前記二
次コイルＮ２と整流ダイオード１５のアノード側との接
続部に接続されており、前記平滑コンデンサ１７に並列
に負荷６が接続される。
【００３０】さらに、電圧検出用コイルＮ３の一端側に
は整流ダイオード１８のアノード側が接続され、この整
流ダイオード１８のカソード側には整流ダイオード１９
のカソード側が接続されている。整流ダイオード１９の
アノード側は前記電圧検出用コイルＮ３の他端側に接続
されている。上記整流ダイオード１８，１９のカソード
同士の接続部にはチョークコイル２０の一端側が接続さ
れている。チョークコイル２０の他端側は平滑コンデン
サ２１の一端側に接続され、この平滑コンデンサ２１の
他端側は前記電圧検出用コイルＮ３と整流ダイオード１
９のアノード側との接続部に接続されている。
は整流ダイオード１８のアノード側が接続され、この整
流ダイオード１８のカソード側には整流ダイオード１９
のカソード側が接続されている。整流ダイオード１９の
アノード側は前記電圧検出用コイルＮ３の他端側に接続
されている。上記整流ダイオード１８，１９のカソード
同士の接続部にはチョークコイル２０の一端側が接続さ
れている。チョークコイル２０の他端側は平滑コンデン
サ２１の一端側に接続され、この平滑コンデンサ２１の
他端側は前記電圧検出用コイルＮ３と整流ダイオード１
９のアノード側との接続部に接続されている。
【００３１】上記チョークコイル２０と平滑コンデンサ
２１との接続部には抵抗体２２の一端側が接続されてい
る。この抵抗体２２の他端側には抵抗体２３の一端側が
接続され、抵抗体２３の他端側は前記入力電源４の負極
側と抵抗体１３との接続部Ｙに接続されている。
２１との接続部には抵抗体２２の一端側が接続されてい
る。この抵抗体２２の他端側には抵抗体２３の一端側が
接続され、抵抗体２３の他端側は前記入力電源４の負極
側と抵抗体１３との接続部Ｙに接続されている。
【００３２】上記抵抗体２２と抵抗体２３との接続部Ｂ
はエラーアンプ２４の入力端部ａに接続され、このエラ
ーアンプ２４の入力端部ｂは直流の基準電源２５の正極
側に接続されている。基準電源２５の負極側は前記平滑
コンデンサ２１のグランド側に接続され、この基準電源
２５の負極側と平滑コンデンサ２１との接続部は前記コ
ンデンサ２と抵抗体１３との接続部Ｘに接続されてい
る。
はエラーアンプ２４の入力端部ａに接続され、このエラ
ーアンプ２４の入力端部ｂは直流の基準電源２５の正極
側に接続されている。基準電源２５の負極側は前記平滑
コンデンサ２１のグランド側に接続され、この基準電源
２５の負極側と平滑コンデンサ２１との接続部は前記コ
ンデンサ２と抵抗体１３との接続部Ｘに接続されてい
る。
【００３３】また、前記エラーアンプ２４の出力端部は
コンパレータ２６の入力端部ａに接続され、このコンパ
レータ２６の入力端部ｂには三角波発生回路２７が接続
されている。コンパレータ２６の出力端部は前記スイッ
チ素子Ｑのゲート側に接続されている。
コンパレータ２６の入力端部ａに接続され、このコンパ
レータ２６の入力端部ｂには三角波発生回路２７が接続
されている。コンパレータ２６の出力端部は前記スイッ
チ素子Ｑのゲート側に接続されている。
【００３４】上記コンデンサ２とスイッチ素子Ｑとによ
って一次側回路３が構成されている。上記整流ダイオー
ド１４，１５とチョークコイル１６と平滑コンデンサ１
７とによって二次側回路５が構成されている。また、上
記整流ダイオード１８，１９とチョークコイル２０と平
滑コンデンサ２１と抵抗体２２，２３とによって電圧検
出用回路８が構成されている。上記抵抗体１３によって
一次側電流検出回路１２が構成されている。上記エラー
アンプ２４と基準電源２５とコンパレータ２６と三角波
発生回路２７とによって制御回路１０が構成されてい
る。
って一次側回路３が構成されている。上記整流ダイオー
ド１４，１５とチョークコイル１６と平滑コンデンサ１
７とによって二次側回路５が構成されている。また、上
記整流ダイオード１８，１９とチョークコイル２０と平
滑コンデンサ２１と抵抗体２２，２３とによって電圧検
出用回路８が構成されている。上記抵抗体１３によって
一次側電流検出回路１２が構成されている。上記エラー
アンプ２４と基準電源２５とコンパレータ２６と三角波
発生回路２７とによって制御回路１０が構成されてい
る。
【００３５】上記制御回路１０は、一次側回路３のＬＣ
共振の半周期Ｔｒ以上のオフ期間Ｔoffを持つパルス制
御信号をスイッチ素子Ｑに加えることができるように、
エラーアンプ２４等の制御回路構成部品の回路定数が設
定されて構成されている。
共振の半周期Ｔｒ以上のオフ期間Ｔoffを持つパルス制
御信号をスイッチ素子Ｑに加えることができるように、
エラーアンプ２４等の制御回路構成部品の回路定数が設
定されて構成されている。
【００３６】この第１の実施形態例に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータは上記のように構成されており、以下に、この
実施形態例において最も特徴的な回路動作を図１と図２
に基づき説明する。図２は上記図１に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて最も特徴的な回路構成部分を抜き出し
て示したものである。
ンバータは上記のように構成されており、以下に、この
実施形態例において最も特徴的な回路動作を図１と図２
に基づき説明する。図２は上記図１に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて最も特徴的な回路構成部分を抜き出し
て示したものである。
【００３７】図１、図２に示す一次側電流検出回路１２
の抵抗体１３には一次側回路３を流れる電流Ｉrcが通電
する。このため、抵抗体１３には上記一次側回路３の通
電電流Ｉrcに応じた図２の点線に示すような電圧Ｖrcが
発生する。
の抵抗体１３には一次側回路３を流れる電流Ｉrcが通電
する。このため、抵抗体１３には上記一次側回路３の通
電電流Ｉrcに応じた図２の点線に示すような電圧Ｖrcが
発生する。
【００３８】一方、電圧検出用コイルＮ３の電圧は電圧
検出用回路８によって整流平滑され、この整流平滑され
た電圧Ｖｃが平滑コンデンサ２１に加えられる。しか
し、上記抵抗体１３の電圧Ｖrcは上記電圧Ｖｃを減少さ
せるので、この平滑コンデンサ２１の両端電圧は上記電
圧Ｖｃから抵抗体１３の電圧Ｖrcを差し引いた電圧Ｖ３
（Ｖ３＝Ｖｃ−Ｖrc）となる。この電圧Ｖ３が抵抗体２
２と抵抗体２３とによって分圧され該分圧電圧Ｖｂが制
御回路１０に加えられる。
検出用回路８によって整流平滑され、この整流平滑され
た電圧Ｖｃが平滑コンデンサ２１に加えられる。しか
し、上記抵抗体１３の電圧Ｖrcは上記電圧Ｖｃを減少さ
せるので、この平滑コンデンサ２１の両端電圧は上記電
圧Ｖｃから抵抗体１３の電圧Ｖrcを差し引いた電圧Ｖ３
（Ｖ３＝Ｖｃ−Ｖrc）となる。この電圧Ｖ３が抵抗体２
２と抵抗体２３とによって分圧され該分圧電圧Ｖｂが制
御回路１０に加えられる。
【００３９】換言すれば、上記抵抗体１３の電圧Ｖrcが
電圧検出用回路８の出力電圧Ｖｃに重畳されて重畳電圧
Ｖ３となり、この重畳電圧Ｖ３に応じた上記分圧電圧Ｖ
ｂが制御回路１０に加えられる。
電圧検出用回路８の出力電圧Ｖｃに重畳されて重畳電圧
Ｖ３となり、この重畳電圧Ｖ３に応じた上記分圧電圧Ｖ
ｂが制御回路１０に加えられる。
【００４０】ところで、上記一次側回路３の通電電流Ｉ
rcは二次側回路５の通電電流に比例したものである。こ
のことから、負荷変動によって二次側回路５の通電電流
が増加すると、必然的に、その通電電流の増加分に応じ
て一次側回路３の通電電流Ｉrcも増加して抵抗体１３の
電圧Ｖrcも増加する。反対に、負荷変動によって二次側
回路５の通電電流が減少すると、その通電電流の減少分
に応じて一次側回路３の通電電流Ｉrcが減少して抵抗体
１３の電圧Ｖrcも減少する。
rcは二次側回路５の通電電流に比例したものである。こ
のことから、負荷変動によって二次側回路５の通電電流
が増加すると、必然的に、その通電電流の増加分に応じ
て一次側回路３の通電電流Ｉrcも増加して抵抗体１３の
電圧Ｖrcも増加する。反対に、負荷変動によって二次側
回路５の通電電流が減少すると、その通電電流の減少分
に応じて一次側回路３の通電電流Ｉrcが減少して抵抗体
１３の電圧Ｖrcも減少する。
【００４１】上記のように、負荷変動による二次側回路
５の通電電流の増加に起因して抵抗体１３の電圧Ｖrcが
増加した場合には、この電圧Ｖrcの増加に起因して平滑
コンデンサ２１の電圧Ｖ３が減少する。これにより、抵
抗体２２，２３による分圧電圧Ｖｂも減少する。つま
り、負荷変動による二次側回路５の通電電流の増加に起
因して二次側回路５の出力電圧Ｖoutが減少した場合に
は、その出力電圧Ｖoutの減少量に応じて、制御回路１
０に加えられる上記分圧電圧Ｖｂが減少することとな
る。このため、上記分圧電圧Ｖｂに基づいた制御回路１
０の回路動作によって、負荷変動に起因した出力電圧Ｖ
outの低下が補正される。
５の通電電流の増加に起因して抵抗体１３の電圧Ｖrcが
増加した場合には、この電圧Ｖrcの増加に起因して平滑
コンデンサ２１の電圧Ｖ３が減少する。これにより、抵
抗体２２，２３による分圧電圧Ｖｂも減少する。つま
り、負荷変動による二次側回路５の通電電流の増加に起
因して二次側回路５の出力電圧Ｖoutが減少した場合に
は、その出力電圧Ｖoutの減少量に応じて、制御回路１
０に加えられる上記分圧電圧Ｖｂが減少することとな
る。このため、上記分圧電圧Ｖｂに基づいた制御回路１
０の回路動作によって、負荷変動に起因した出力電圧Ｖ
outの低下が補正される。
【００４２】また、反対に、負荷変動によって二次側回
路５の通電電流が減少して出力電圧Ｖoutが増加した場
合には、その出力電圧Ｖoutの増加量に応じて、制御回
路１０に加えられる分圧電圧Ｖｂが増加することとな
る。このため、上記分圧電圧Ｖｂに基づいた制御回路１
０の回路動作によって、負荷変動に起因した出力電圧Ｖ
outの増加が補正される。
路５の通電電流が減少して出力電圧Ｖoutが増加した場
合には、その出力電圧Ｖoutの増加量に応じて、制御回
路１０に加えられる分圧電圧Ｖｂが増加することとな
る。このため、上記分圧電圧Ｖｂに基づいた制御回路１
０の回路動作によって、負荷変動に起因した出力電圧Ｖ
outの増加が補正される。
【００４３】以上のように、この第１の実施形態例で
は、抵抗体１３を設け、該抵抗体１３によって、一次側
回路３の通電電流Ｉrcを電圧に変換して検出する。そし
て、この検出電圧Ｖrcを、電圧検出用回路８によって整
流平滑された電圧Ｖｃに重畳し、この重畳電圧Ｖ３に応
じた電圧Ｖｂを制御回路１０に加える。この第１の実施
形態例では、このような回路動作を行う構成であるた
め、上記電圧検出用回路８側から制御回路１０に加えら
れる電圧Ｖｂは負荷変動に起因した出力電圧Ｖoutの変
動に応じて変動するものである。このことにより、上記
電圧Ｖｂに基づいた制御回路１０の回路動作によって、
負荷変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変
動を補正することができる。つまり、負荷変動に起因し
た出力電圧Ｖoutの変動が抑制され、出力電圧Ｖoutの安
定度を向上させることができる。
は、抵抗体１３を設け、該抵抗体１３によって、一次側
回路３の通電電流Ｉrcを電圧に変換して検出する。そし
て、この検出電圧Ｖrcを、電圧検出用回路８によって整
流平滑された電圧Ｖｃに重畳し、この重畳電圧Ｖ３に応
じた電圧Ｖｂを制御回路１０に加える。この第１の実施
形態例では、このような回路動作を行う構成であるた
め、上記電圧検出用回路８側から制御回路１０に加えら
れる電圧Ｖｂは負荷変動に起因した出力電圧Ｖoutの変
動に応じて変動するものである。このことにより、上記
電圧Ｖｂに基づいた制御回路１０の回路動作によって、
負荷変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変
動を補正することができる。つまり、負荷変動に起因し
た出力電圧Ｖoutの変動が抑制され、出力電圧Ｖoutの安
定度を向上させることができる。
【００４４】ところで、上記抵抗体１３を設けたことに
よって、二次側回路５から出力される電圧Ｖoutが電圧
ΔＶoutだけ補正されたと仮定する。この場合、その補
正量ΔＶoutは下式（１）の如く表すことができる。
よって、二次側回路５から出力される電圧Ｖoutが電圧
ΔＶoutだけ補正されたと仮定する。この場合、その補
正量ΔＶoutは下式（１）の如く表すことができる。
【００４５】
ΔＶout＝（Ｖout・Ｖrc／Ｖref）・（１−（Ｖref／Ｖｃ））・・・・・（１
）
【００４６】なお、上記Ｖoutは補正前の二次側回路５
の出力電圧を表し、Ｖrcは一次側電流検出回路１２の抵
抗体１３に発生する電圧を表し、Ｖrefは制御回路１０
におけるエラーアンプ２４の基準電源２５の直流電圧を
表す。また、Ｖｃは電圧検出用コイルＮ３の電圧を整流
平滑した電圧（以下、電圧検出用コイルＮ３の整流平滑
電圧と記す）を表している。
の出力電圧を表し、Ｖrcは一次側電流検出回路１２の抵
抗体１３に発生する電圧を表し、Ｖrefは制御回路１０
におけるエラーアンプ２４の基準電源２５の直流電圧を
表す。また、Ｖｃは電圧検出用コイルＮ３の電圧を整流
平滑した電圧（以下、電圧検出用コイルＮ３の整流平滑
電圧と記す）を表している。
【００４７】上式（１）は次のようにして導かれた。す
なわち、二次側回路５から出力される電圧が電圧Ｖout
であるときに、電圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧を
Ｖｃとする。また、抵抗体２２の抵抗値をＲ22とし、抵
抗体２３の抵抗値をＲ23とする。このように仮定した場
合に、上記抵抗体１３が設けられていないときには上記
基準電源２５の直流電圧Ｖrefは下式（２）が成り立つ
ように設定される。
なわち、二次側回路５から出力される電圧が電圧Ｖout
であるときに、電圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧を
Ｖｃとする。また、抵抗体２２の抵抗値をＲ22とし、抵
抗体２３の抵抗値をＲ23とする。このように仮定した場
合に、上記抵抗体１３が設けられていないときには上記
基準電源２５の直流電圧Ｖrefは下式（２）が成り立つ
ように設定される。
【００４８】
Ｖref＝Ｖｃ・（Ｒ22／（Ｒ22＋Ｒ23））・・・・・（２）
【００４９】図１に示す回路構成では、抵抗体１３が設
けられている。この抵抗体１３を設けることによって、
上記電圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃが電圧Δ
Ｖｃだけ変動したとする。かつ、この電圧Ｖｃの変動に
よって、抵抗体１３が設けられていない場合に比べて二
次側回路５の出力電圧Ｖoutが電圧ΔＶoutだけ補正され
たとする。このように、仮定した場合には、変動後の電
圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧（Ｖｃ＋ΔＶｃ）に
抵抗体１３の電圧Ｖrcが重畳され、該重畳電圧が抵抗体
２２，２３によって分圧されて制御回路１０に加えられ
る。このことから、抵抗体１３が設けられている場合に
は、上記基準電源２５の直流電圧Ｖrefは下式（３）に
より表すことができる。
けられている。この抵抗体１３を設けることによって、
上記電圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃが電圧Δ
Ｖｃだけ変動したとする。かつ、この電圧Ｖｃの変動に
よって、抵抗体１３が設けられていない場合に比べて二
次側回路５の出力電圧Ｖoutが電圧ΔＶoutだけ補正され
たとする。このように、仮定した場合には、変動後の電
圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧（Ｖｃ＋ΔＶｃ）に
抵抗体１３の電圧Ｖrcが重畳され、該重畳電圧が抵抗体
２２，２３によって分圧されて制御回路１０に加えられ
る。このことから、抵抗体１３が設けられている場合に
は、上記基準電源２５の直流電圧Ｖrefは下式（３）に
より表すことができる。
【００５０】
Ｖref＝−Ｖrc＋（（Ｖｃ＋ΔＶｃ）＋Ｖrc）・（Ｒ22／（Ｒ22＋Ｒ23））・
・・・・（３）
【００５１】また、二次コイルＮ２の巻回数をＮ２と
し、電圧検出用コイルＮ３の巻回数をＮ３とした場合、
下式（４）が成り立つことから、式（２）〜（４）に基
づき前式（１）が導かれた。
し、電圧検出用コイルＮ３の巻回数をＮ３とした場合、
下式（４）が成り立つことから、式（２）〜（４）に基
づき前式（１）が導かれた。
【００５２】
Ｎ３／Ｎ２＝Ｖｃ／Ｖout＝ΔＶｃ／ΔＶout・・・・・（４）
【００５３】この第１の実施形態例では、出力電圧Ｖou
tの補正量ΔＶoutを大きくするために、上式（１）に基
づいて、抵抗体１３の抵抗値Ｒrcや電圧検出用コイルＮ
３の巻回数等が設定されている。
tの補正量ΔＶoutを大きくするために、上式（１）に基
づいて、抵抗体１３の抵抗値Ｒrcや電圧検出用コイルＮ
３の巻回数等が設定されている。
【００５４】すなわち、上式（１）に基づき、二次側回
路５の出力電圧Ｖoutの補正量ΔＶoutと、上記電圧検出
用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃの変動量ΔＶｃとの関
係をグラフに表すと、図３のように表すことができる。
この図３から明らかな如く、図３の実線カーブＬの傾き
が大きい領域（例えば図３に示す領域Ｚ）の電圧Ｖｃの
値を大きくすることによって、上記補正量ΔＶoutを大
きくできる。このため、図３の実線カーブＬの傾きが大
きい領域（例えば図３に示す領域Ｚ）で電圧Ｖｃの値を
大きくすることが補正に効果的である。
路５の出力電圧Ｖoutの補正量ΔＶoutと、上記電圧検出
用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃの変動量ΔＶｃとの関
係をグラフに表すと、図３のように表すことができる。
この図３から明らかな如く、図３の実線カーブＬの傾き
が大きい領域（例えば図３に示す領域Ｚ）の電圧Ｖｃの
値を大きくすることによって、上記補正量ΔＶoutを大
きくできる。このため、図３の実線カーブＬの傾きが大
きい領域（例えば図３に示す領域Ｚ）で電圧Ｖｃの値を
大きくすることが補正に効果的である。
【００５５】また、抵抗体１３の抵抗値を大きくして抵
抗体１３の電圧Ｖrcを大きくすることによって、図３に
示す（Ｖout・Ｖrc／Ｖref）の値を大きくすることがで
き、上記補正量ΔＶoutを大きくできる。
抗体１３の電圧Ｖrcを大きくすることによって、図３に
示す（Ｖout・Ｖrc／Ｖref）の値を大きくすることがで
き、上記補正量ΔＶoutを大きくできる。
【００５６】上記のように、この第１の実施形態例で
は、一次側電流検出回路１２を設けると共に、電圧検出
用回路８の回路定数や抵抗体１３の抵抗値等を適宜設定
することによって、負荷変動に起因した二次側回路５の
出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正することができ
る。このために、非常に安定的に出力電圧Ｖoutを負荷
６に供給することができる。
は、一次側電流検出回路１２を設けると共に、電圧検出
用回路８の回路定数や抵抗体１３の抵抗値等を適宜設定
することによって、負荷変動に起因した二次側回路５の
出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正することができ
る。このために、非常に安定的に出力電圧Ｖoutを負荷
６に供給することができる。
【００５７】また、この第１の実施形態例では、前記し
た如く、上記一次側電流検出回路１２を設けると共に、
制御回路１０により、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoff
が一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上となる構成
をも有している。この構成によって、軽負荷時における
図１０の一点鎖線に示すような二次側回路５の出力電圧
Ｖoutの大きな変動を次に示す理由によって抑制するこ
とができる。つまり、軽負荷時であっても二次側回路５
の出力電圧Ｖoutを安定化させることができる。
た如く、上記一次側電流検出回路１２を設けると共に、
制御回路１０により、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoff
が一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上となる構成
をも有している。この構成によって、軽負荷時における
図１０の一点鎖線に示すような二次側回路５の出力電圧
Ｖoutの大きな変動を次に示す理由によって抑制するこ
とができる。つまり、軽負荷時であっても二次側回路５
の出力電圧Ｖoutを安定化させることができる。
【００５８】この第１の実施形態例のように、スイッチ
素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の半
周期Ｔｒ以上となる場合に、軽負荷でなく二次側回路５
のチョークコイル１６に連続モードの電流が流れている
ときには、二次コイルＮ２には図４の（ａ）に示すよう
な電圧が発生する。この場合、図４の（ａ）に示す斜線
領域の電圧が二次側回路５により整流平滑され、該整流
平滑された電圧が出力電圧Ｖoutとして負荷６に出力さ
れる。
素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の半
周期Ｔｒ以上となる場合に、軽負荷でなく二次側回路５
のチョークコイル１６に連続モードの電流が流れている
ときには、二次コイルＮ２には図４の（ａ）に示すよう
な電圧が発生する。この場合、図４の（ａ）に示す斜線
領域の電圧が二次側回路５により整流平滑され、該整流
平滑された電圧が出力電圧Ｖoutとして負荷６に出力さ
れる。
【００５９】一方、電圧検出用コイルＮ３にも上記図４
の（ａ）の電圧波形を持つ電圧が発生し、電圧検出用回
路８により上記図４の（ａ）に示す斜線領域の電圧が整
流平滑される。この整流平滑された電圧に基づいた電圧
が制御回路１０に出力され、この電圧に基づいて制御回
路１０が出力電圧Ｖoutを安定化すべくスイッチ素子Ｑ
のスイッチオン・オフ動作を制御する。
の（ａ）の電圧波形を持つ電圧が発生し、電圧検出用回
路８により上記図４の（ａ）に示す斜線領域の電圧が整
流平滑される。この整流平滑された電圧に基づいた電圧
が制御回路１０に出力され、この電圧に基づいて制御回
路１０が出力電圧Ｖoutを安定化すべくスイッチ素子Ｑ
のスイッチオン・オフ動作を制御する。
【００６０】また、二次側回路５のチョークコイル１６
に不連続モードで電流が流れている軽負荷時には、二次
コイルＮ２には図４の（ｃ）に示すような電圧が発生す
る。上記図４の（ａ）に示す連続モード時の電圧波形に
比べて、図４の（ｃ）の電圧波形では領域Ｓが増加して
いる。この増加領域Ｓによって二次側回路５の出力電圧
Ｖoutは大幅に増加することとなる。
に不連続モードで電流が流れている軽負荷時には、二次
コイルＮ２には図４の（ｃ）に示すような電圧が発生す
る。上記図４の（ａ）に示す連続モード時の電圧波形に
比べて、図４の（ｃ）の電圧波形では領域Ｓが増加して
いる。この増加領域Ｓによって二次側回路５の出力電圧
Ｖoutは大幅に増加することとなる。
【００６１】この場合、上記同様に、電圧検出用コイル
Ｎ３にも上記図４の（ｃ）の電圧波形を持つ電圧が発生
する。このために、電圧検出用回路８から制御回路１０
に加えられる電圧も大幅に増加する。このことから、制
御回路１０は出力電圧Ｖoutの増加分を減少補正させる
方向にスイッチ素子Ｑのスイッチオン・オフ動作の制御
を行うことができる。このことにより、出力電圧Ｖout
の増加が補正され、出力電圧Ｖoutの安定化が達成でき
る。
Ｎ３にも上記図４の（ｃ）の電圧波形を持つ電圧が発生
する。このために、電圧検出用回路８から制御回路１０
に加えられる電圧も大幅に増加する。このことから、制
御回路１０は出力電圧Ｖoutの増加分を減少補正させる
方向にスイッチ素子Ｑのスイッチオン・オフ動作の制御
を行うことができる。このことにより、出力電圧Ｖout
の増加が補正され、出力電圧Ｖoutの安定化が達成でき
る。
【００６２】しかしながら、上記軽負荷時において特有
な上記電圧検出用コイルＮ３の電圧波形の領域Ｓは、ス
イッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共
振の半周期Ｔｒ以上でなければ発生しない。つまり、ス
イッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが上記一次側回路３のＬ
Ｃ共振の半周期Ｔｒよりも短い場合には、軽負荷時にお
いて電圧検出用コイルＮ３に発生する電圧の波形は、図
５の（ａ）に示すような波形となる。
な上記電圧検出用コイルＮ３の電圧波形の領域Ｓは、ス
イッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共
振の半周期Ｔｒ以上でなければ発生しない。つまり、ス
イッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが上記一次側回路３のＬ
Ｃ共振の半周期Ｔｒよりも短い場合には、軽負荷時にお
いて電圧検出用コイルＮ３に発生する電圧の波形は、図
５の（ａ）に示すような波形となる。
【００６３】このように、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔ
offが上記一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒよりも
短い場合には、軽負荷時において、前記電圧検出用コイ
ルＮ３の電圧波形に図４の（ｃ）に示すような領域Ｓが
発生しないために、軽負荷時における出力電圧Ｖoutの
変動を補正することができない。
offが上記一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒよりも
短い場合には、軽負荷時において、前記電圧検出用コイ
ルＮ３の電圧波形に図４の（ｃ）に示すような領域Ｓが
発生しないために、軽負荷時における出力電圧Ｖoutの
変動を補正することができない。
【００６４】これに対して、この第１の実施形態例で
は、上記の如く、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一
次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上となるように構
成されている。このために、軽負荷時には、電圧検出用
コイルＮ３に前記図４の（ｃ）に示すような領域Ｓを有
する特有な電圧波形が発生する。上記領域Ｓによって、
二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を補正することが
でき、出力電圧Ｖoutの安定度を格段に向上させること
ができる。
は、上記の如く、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一
次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上となるように構
成されている。このために、軽負荷時には、電圧検出用
コイルＮ３に前記図４の（ｃ）に示すような領域Ｓを有
する特有な電圧波形が発生する。上記領域Ｓによって、
二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を補正することが
でき、出力電圧Ｖoutの安定度を格段に向上させること
ができる。
【００６５】以下に第２の実施形態例を説明する。この
第２の実施形態例において特徴的なことは、ＤＣ−ＤＣ
コンバータを取り巻く環境温度の変動による二次側回路
５の出力電圧Ｖoutの変動を補正する構成を備えている
ことである。それ以外の構成は前記第１の実施形態例と
同様であり、この第２の実施形態例では、前記第１の実
施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通
部分の重複説明は省略する。
第２の実施形態例において特徴的なことは、ＤＣ−ＤＣ
コンバータを取り巻く環境温度の変動による二次側回路
５の出力電圧Ｖoutの変動を補正する構成を備えている
ことである。それ以外の構成は前記第１の実施形態例と
同様であり、この第２の実施形態例では、前記第１の実
施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通
部分の重複説明は省略する。
【００６６】ＤＣ−ＤＣコンバータが置かれている周囲
の温度の変動や、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動中には該
ＤＣ−ＤＣコンバータの各回路構成部品の発熱によっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの環境温度は変動し易い。こ
の環境温度の変動によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの各
回路構成部品の特性は変動する。
の温度の変動や、ＤＣ−ＤＣコンバータの駆動中には該
ＤＣ−ＤＣコンバータの各回路構成部品の発熱によっ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの環境温度は変動し易い。こ
の環境温度の変動によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの各
回路構成部品の特性は変動する。
【００６７】例えば、図１に示す回路では、特に、二次
側回路５の整流ダイオード１４と電圧検出用回路８の整
流ダイオード１８との特性変動が大きい。このために、
温度変動によって二次側回路５の出力電圧Ｖoutと、電
圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃとがそれぞれ互
いに関連性無く変動する。具体的には、環境温度の上昇
に伴って、整流ダイオード１４の順方向電圧が電圧ΔＶ
d14分低下変動し、この低下変動分に応じて二次側回路
５の出力電圧Ｖoutが上昇する。上昇変動後の二次側回
路５の出力電圧はＶout＋ΔＶd14となる。
側回路５の整流ダイオード１４と電圧検出用回路８の整
流ダイオード１８との特性変動が大きい。このために、
温度変動によって二次側回路５の出力電圧Ｖoutと、電
圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃとがそれぞれ互
いに関連性無く変動する。具体的には、環境温度の上昇
に伴って、整流ダイオード１４の順方向電圧が電圧ΔＶ
d14分低下変動し、この低下変動分に応じて二次側回路
５の出力電圧Ｖoutが上昇する。上昇変動後の二次側回
路５の出力電圧はＶout＋ΔＶd14となる。
【００６８】また、電圧検出用回路８の整流ダイオード
１８の順方向電圧は温度上昇変動によって電圧ΔＶd18
分だけ低下変動する。この低下変動分に応じて上昇変動
後の電圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧はＶｃ＋ΔＶ
d18に上昇しようとする。
１８の順方向電圧は温度上昇変動によって電圧ΔＶd18
分だけ低下変動する。この低下変動分に応じて上昇変動
後の電圧検出用コイルＮ３の整流平滑電圧はＶｃ＋ΔＶ
d18に上昇しようとする。
【００６９】温度変動に起因した二次側回路５の出力電
圧Ｖoutの変動に対する対策が講じられていない場合に
は、制御回路１０は上記電圧検出用コイルＮ３の整流平
滑電圧変動量ΔＶd18を補正する方向にスイッチ素子Ｑ
のスイッチオン・オフ動作を制御する。このため、制御
回路１０の制御動作によって、二次側回路５の出力電圧
Ｖoutは上記電圧変動量ΔＶd18に応じた分（具体的に
は、二次コイルＮ２の巻回数をＮ２とし、電圧検出用コ
イルＮ３の巻回数をＮ３とした場合、電圧変動量ΔＶd1
8・（Ｎ２／Ｎ３））だけ変動する。
圧Ｖoutの変動に対する対策が講じられていない場合に
は、制御回路１０は上記電圧検出用コイルＮ３の整流平
滑電圧変動量ΔＶd18を補正する方向にスイッチ素子Ｑ
のスイッチオン・オフ動作を制御する。このため、制御
回路１０の制御動作によって、二次側回路５の出力電圧
Ｖoutは上記電圧変動量ΔＶd18に応じた分（具体的に
は、二次コイルＮ２の巻回数をＮ２とし、電圧検出用コ
イルＮ３の巻回数をＮ３とした場合、電圧変動量ΔＶd1
8・（Ｎ２／Ｎ３））だけ変動する。
【００７０】したがって、環境温度変動による整流ダイ
オード１４，１８の順方向電圧変動によって、二次側回
路５の出力電圧Ｖoutは、電圧変動量ΔＶ（ΔＶ＝ΔＶd
14−ΔＶd18・（Ｎ２／Ｎ３））だけ、変動してしま
う。
オード１４，１８の順方向電圧変動によって、二次側回
路５の出力電圧Ｖoutは、電圧変動量ΔＶ（ΔＶ＝ΔＶd
14−ΔＶd18・（Ｎ２／Ｎ３））だけ、変動してしま
う。
【００７１】そこで、この第２の実施形態例では、上記
電圧変動量ΔＶを零にするための手段を講じて、環境温
度変動に起因した上記出力電圧Ｖoutの変動を抑制する
ことができる構成を示す。
電圧変動量ΔＶを零にするための手段を講じて、環境温
度変動に起因した上記出力電圧Ｖoutの変動を抑制する
ことができる構成を示す。
【００７２】上記環境温度変動に起因した上記出力電圧
Ｖoutの変動分ΔＶを零にする手段は、次に示すような
回路定数条件によって異なる。その回路定数条件とは、
例えば、予め定まる上記温度変動に伴う整流ダイオード
１４の順方向電圧変動量ΔＶd14および整流ダイオード
１８の順方向電圧変動量ΔＶd18や、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２や電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３等であ
る。
Ｖoutの変動分ΔＶを零にする手段は、次に示すような
回路定数条件によって異なる。その回路定数条件とは、
例えば、予め定まる上記温度変動に伴う整流ダイオード
１４の順方向電圧変動量ΔＶd14および整流ダイオード
１８の順方向電圧変動量ΔＶd18や、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２や電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３等であ
る。
【００７３】まず、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd18
よりも大きく（ΔＶd14>ΔＶd18）、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２と電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３が同数
（Ｎ２＝Ｎ３）である場合を示す。この場合には、図６
の（ａ）に示すように、抵抗体２２に温度補償用ダイオ
ード３０を直列に接続する。この場合、温度補償用ダイ
オード３０のカソード側は抵抗体２２と抵抗体２３と制
御回路１０の入力端部ａとの接続部Ｂ（以下、制御電圧
入力部Ｂと記す）側に向けられる。
よりも大きく（ΔＶd14>ΔＶd18）、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２と電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３が同数
（Ｎ２＝Ｎ３）である場合を示す。この場合には、図６
の（ａ）に示すように、抵抗体２２に温度補償用ダイオ
ード３０を直列に接続する。この場合、温度補償用ダイ
オード３０のカソード側は抵抗体２２と抵抗体２３と制
御回路１０の入力端部ａとの接続部Ｂ（以下、制御電圧
入力部Ｂと記す）側に向けられる。
【００７４】上記温度補償用ダイオード３０は、上記整
流ダイオード１４，１８と同様に、温度変動によって順
方向電圧が電圧変動量ΔＶd30だけ変動する。このた
め、この温度補償用ダイオード３０を設けることによっ
て、温度変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖout
の変動分ΔＶは、（ΔＶd14−（ΔＶd18＋ΔＶd30）・
（Ｎ２／Ｎ３））となる。ここでは、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２と電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３が同数
（Ｎ２＝Ｎ３）である。このことから、上記出力電圧Ｖ
outの変動分ΔＶを補正する（零にする）ためには、温
度補償用ダイオード３０として採用されるダイオードは
下式（５）の条件を満たすことができる温度特性を持つ
ものである。
流ダイオード１４，１８と同様に、温度変動によって順
方向電圧が電圧変動量ΔＶd30だけ変動する。このた
め、この温度補償用ダイオード３０を設けることによっ
て、温度変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖout
の変動分ΔＶは、（ΔＶd14−（ΔＶd18＋ΔＶd30）・
（Ｎ２／Ｎ３））となる。ここでは、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２と電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３が同数
（Ｎ２＝Ｎ３）である。このことから、上記出力電圧Ｖ
outの変動分ΔＶを補正する（零にする）ためには、温
度補償用ダイオード３０として採用されるダイオードは
下式（５）の条件を満たすことができる温度特性を持つ
ものである。
【００７５】
ΔＶd30＝ΔＶd14−ΔＶd18・・・・・（５）
【００７６】上記のように、温度補償用ダイオード３０
によって温度補償用回路が構成されている。この温度補
賞用回路は上記温度変動に起因した出力電圧Ｖoutの変
動分を相殺するための上記電圧ΔＶd30を電圧検出用回
路８の出力電圧に加える。このことにより、温度補償す
るための電圧が制御回路１０に加えられることとなる。
この温度補償用回路および制御回路１０の回路動作によ
って、温度変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖou
tの変動を精度良く補正することができ、温度変動に起
因した二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動が抑制され
る。これにより、温度補償が成されて出力電圧Ｖoutの
より一層の安定化を達成することができる。
によって温度補償用回路が構成されている。この温度補
賞用回路は上記温度変動に起因した出力電圧Ｖoutの変
動分を相殺するための上記電圧ΔＶd30を電圧検出用回
路８の出力電圧に加える。このことにより、温度補償す
るための電圧が制御回路１０に加えられることとなる。
この温度補償用回路および制御回路１０の回路動作によ
って、温度変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖou
tの変動を精度良く補正することができ、温度変動に起
因した二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動が抑制され
る。これにより、温度補償が成されて出力電圧Ｖoutの
より一層の安定化を達成することができる。
【００７７】また、上記温度補償用ダイオード３０を抵
抗体２２に直列接続するのに代えて、図６の（ｂ）に示
す如く、温度補償用ダイオード３０と抵抗体３１の直列
接続体を抵抗体２２に並列に接続してもよい。この場合
にも上記温度補償用ダイオード３０のカソード側は上記
制御電圧入力部Ｂ側に向けられる。上記温度補償用ダイ
オード３０と抵抗体３１とによって温度補償用回路が構
成されている。この場合にも、上記抵抗体２２に温度補
償用ダイオード３０を直列接続した場合と同様に、温度
変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を
抑制することができ、温度補償が成されて出力電圧Ｖou
tのより一層の安定化を達成することができる。
抗体２２に直列接続するのに代えて、図６の（ｂ）に示
す如く、温度補償用ダイオード３０と抵抗体３１の直列
接続体を抵抗体２２に並列に接続してもよい。この場合
にも上記温度補償用ダイオード３０のカソード側は上記
制御電圧入力部Ｂ側に向けられる。上記温度補償用ダイ
オード３０と抵抗体３１とによって温度補償用回路が構
成されている。この場合にも、上記抵抗体２２に温度補
償用ダイオード３０を直列接続した場合と同様に、温度
変動に起因した二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を
抑制することができ、温度補償が成されて出力電圧Ｖou
tのより一層の安定化を達成することができる。
【００７８】次に、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd18
よりも大きく（ΔＶd14>ΔＶd18）、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも
小さい（Ｎ２<Ｎ３）場合を示す。この場合にも、上記
同様に、図６の（ａ）に示す如く、抵抗体２２に温度補
償用ダイオード３０を直列接続するか、あるいは、図６
の（ｂ）に示す如く、温度補償用ダイオード３０と抵抗
体３１の直列接続体を抵抗体２２に並列接続する。
よりも大きく（ΔＶd14>ΔＶd18）、二次コイルＮ２の
巻回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも
小さい（Ｎ２<Ｎ３）場合を示す。この場合にも、上記
同様に、図６の（ａ）に示す如く、抵抗体２２に温度補
償用ダイオード３０を直列接続するか、あるいは、図６
の（ｂ）に示す如く、温度補償用ダイオード３０と抵抗
体３１の直列接続体を抵抗体２２に並列接続する。
【００７９】さらに、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd
18よりも大きく（ΔＶd14>ΔＶd18）、二次コイルＮ２
の巻回数と電圧検出用コイルＮ３の巻回数との少なくと
も一方を適宜設定することが可能である場合を示す。こ
の場合には、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２を電圧検出用
コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも大きくする（Ｎ２>Ｎ
３）。望ましくは、下式（６）を満たすことができるよ
うに、二次コイルＮ２と電圧検出用コイルＮ３の各巻回
数Ｎ２，Ｎ３を設定する。
18よりも大きく（ΔＶd14>ΔＶd18）、二次コイルＮ２
の巻回数と電圧検出用コイルＮ３の巻回数との少なくと
も一方を適宜設定することが可能である場合を示す。こ
の場合には、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２を電圧検出用
コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも大きくする（Ｎ２>Ｎ
３）。望ましくは、下式（６）を満たすことができるよ
うに、二次コイルＮ２と電圧検出用コイルＮ３の各巻回
数Ｎ２，Ｎ３を設定する。
【００８０】
（Ｎ２／Ｎ３）＝（ΔＶd14／ΔＶd18）・・・・・（６）
【００８１】この場合には、上記したような温度補償用
回路を設けなくても、温度変動に起因した二次側回路５
の出力電圧Ｖoutの変動を抑制することができる。つま
り、温度補償するために温度補償専用の部品を設けなく
て済むこととなり、回路の部品点数の増加を防止するこ
とができる。
回路を設けなくても、温度変動に起因した二次側回路５
の出力電圧Ｖoutの変動を抑制することができる。つま
り、温度補償するために温度補償専用の部品を設けなく
て済むこととなり、回路の部品点数の増加を防止するこ
とができる。
【００８２】さらに、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd
18よりも小さく（ΔＶd14<ΔＶd18）、二次コイルＮ２
の巻回数と電圧検出用コイルＮ３の巻回数との少なくと
も一方を適宜設定することが可能である場合を示す。こ
の場合には、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２を電圧検出用
コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも小さくする（Ｎ２<Ｎ
３）。望ましくは、上式（６）を満たすことができるよ
うに、二次コイルＮ２と電圧検出用コイルＮ３の各巻回
数Ｎ２，Ｎ３を設定する。この場合にも、上記したよう
な温度補償用回路を設けなくても、温度変動に起因した
二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を抑制することが
でき、回路の部品点数の増加を防止することができる。
18よりも小さく（ΔＶd14<ΔＶd18）、二次コイルＮ２
の巻回数と電圧検出用コイルＮ３の巻回数との少なくと
も一方を適宜設定することが可能である場合を示す。こ
の場合には、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２を電圧検出用
コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも小さくする（Ｎ２<Ｎ
３）。望ましくは、上式（６）を満たすことができるよ
うに、二次コイルＮ２と電圧検出用コイルＮ３の各巻回
数Ｎ２，Ｎ３を設定する。この場合にも、上記したよう
な温度補償用回路を設けなくても、温度変動に起因した
二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を抑制することが
でき、回路の部品点数の増加を防止することができる。
【００８３】さらに、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd
18よりも小さく（ΔＶd14<ΔＶd18）、二次コイルＮ２
の巻回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３以上
である（Ｎ２≧Ｎ３）という条件が定められている場合
を示す。この場合には、図７の（ａ）に示す如く、抵抗
体２３に温度補償用ダイオード３０を直列に接続する。
あるいは、図７の（ｂ）に示す如く、温度補償用ダイオ
ード３０と抵抗体３１との直列接続体を抵抗体２３に並
列接続する。この場合には、温度補償用ダイオード３０
のアノード側は上記制御電圧入力部Ｂ側に向けられる。
18よりも小さく（ΔＶd14<ΔＶd18）、二次コイルＮ２
の巻回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３以上
である（Ｎ２≧Ｎ３）という条件が定められている場合
を示す。この場合には、図７の（ａ）に示す如く、抵抗
体２３に温度補償用ダイオード３０を直列に接続する。
あるいは、図７の（ｂ）に示す如く、温度補償用ダイオ
ード３０と抵抗体３１との直列接続体を抵抗体２３に並
列接続する。この場合には、温度補償用ダイオード３０
のアノード側は上記制御電圧入力部Ｂ側に向けられる。
【００８４】この場合にも、もちろん、前記図６の
（ａ）、（ｂ）に示す温度補償用回路を設けた場合と同
様に、温度補償用ダイオード３０と制御回路１０の回路
動作によって、温度変動に伴う二次側回路５の出力電圧
Ｖoutの変動を抑制することができる。これにより、温
度補償が成されて出力電圧Ｖoutの安定化が達成でき
る。
（ａ）、（ｂ）に示す温度補償用回路を設けた場合と同
様に、温度補償用ダイオード３０と制御回路１０の回路
動作によって、温度変動に伴う二次側回路５の出力電圧
Ｖoutの変動を抑制することができる。これにより、温
度補償が成されて出力電圧Ｖoutの安定化が達成でき
る。
【００８５】さらに、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd
18と等しく（ΔＶd14＝ΔＶd18）、二次コイルＮ２の巻
回数Ｎ２と電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３との少な
くとも一方を適宜設定することができる場合を示す。こ
の場合には、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２と電圧検出用
コイルＮ３の巻回数Ｎ３とを同数とする（Ｎ２＝Ｎ
３）。このように、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２と電圧
検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３とを同数にするだけで、
前記温度変動に起因した二次側回路５の出力電圧Voutの
変動量ΔＶ（ΔＶ＝ΔＶd14−ΔＶd18・（Ｎ２／Ｎ
３））は零となる（補正される）。このことにより、温
度補償された電圧を二次側回路５から出力させることが
できる。この場合にも、温度補償専用の部品を設けなく
とも、温度補償が成されて二次側回路５の出力電圧Ｖou
tの安定化が達成できることから、部品点数の増加を防
止することができる。
18と等しく（ΔＶd14＝ΔＶd18）、二次コイルＮ２の巻
回数Ｎ２と電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３との少な
くとも一方を適宜設定することができる場合を示す。こ
の場合には、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２と電圧検出用
コイルＮ３の巻回数Ｎ３とを同数とする（Ｎ２＝Ｎ
３）。このように、二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２と電圧
検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３とを同数にするだけで、
前記温度変動に起因した二次側回路５の出力電圧Voutの
変動量ΔＶ（ΔＶ＝ΔＶd14−ΔＶd18・（Ｎ２／Ｎ
３））は零となる（補正される）。このことにより、温
度補償された電圧を二次側回路５から出力させることが
できる。この場合にも、温度補償専用の部品を設けなく
とも、温度補償が成されて二次側回路５の出力電圧Ｖou
tの安定化が達成できることから、部品点数の増加を防
止することができる。
【００８６】さらに、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd
18と等しく（ΔＶd14＝ΔＶd18）、二次コイルＮ２の巻
回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも大
きい（Ｎ２>Ｎ３）という条件が予め定められている場
合を示す。この場合には、前記図７の（ａ）に示す如
く、温度補償用ダイオード３０を抵抗体２３に直列に接
続する。あるいは、図７の（ｂ）に示す如く、温度補償
用ダイオード３０と抵抗体３１との直列接続体を抵抗体
２３に並列接続する。このような構成とすることによ
り、前述したように、温度補償が成されて出力電圧Ｖou
tの安定化が達成できる。
18と等しく（ΔＶd14＝ΔＶd18）、二次コイルＮ２の巻
回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも大
きい（Ｎ２>Ｎ３）という条件が予め定められている場
合を示す。この場合には、前記図７の（ａ）に示す如
く、温度補償用ダイオード３０を抵抗体２３に直列に接
続する。あるいは、図７の（ｂ）に示す如く、温度補償
用ダイオード３０と抵抗体３１との直列接続体を抵抗体
２３に並列接続する。このような構成とすることによ
り、前述したように、温度補償が成されて出力電圧Ｖou
tの安定化が達成できる。
【００８７】さらに、上記変動量ΔＶd14が変動量ΔＶd
18と等しく（ΔＶd14＝ΔＶd18）、二次コイルＮ２の巻
回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも小
さい（Ｎ２<Ｎ３）という条件が予め定められている場
合を示す。この場合には、前記図６の（ａ）に示す如
く、温度補償用ダイオード３０を抵抗体２２に直列に接
続する。あるいは、図６の（ｂ）に示す如く、温度補償
用ダイオード３０と抵抗体３１との直列接続体を抵抗体
２２に並列に接続する。このような構成とすることによ
り、前述したように、温度補償が成されて出力電圧Ｖou
tの安定化が達成できる。
18と等しく（ΔＶd14＝ΔＶd18）、二次コイルＮ２の巻
回数Ｎ２が電圧検出用コイルＮ３の巻回数Ｎ３よりも小
さい（Ｎ２<Ｎ３）という条件が予め定められている場
合を示す。この場合には、前記図６の（ａ）に示す如
く、温度補償用ダイオード３０を抵抗体２２に直列に接
続する。あるいは、図６の（ｂ）に示す如く、温度補償
用ダイオード３０と抵抗体３１との直列接続体を抵抗体
２２に並列に接続する。このような構成とすることによ
り、前述したように、温度補償が成されて出力電圧Ｖou
tの安定化が達成できる。
【００８８】この第２の実施形態例では、上記のよう
に、予め定まる上記変動量ΔＶd14や変動量ΔＶd18や、
二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２や電圧検出用コイルＮ３の
巻回数Ｎ３等の回路定数の条件に応じて、温度変動に伴
う出力電圧Ｖoutの変動分ΔＶを相殺させるための手段
を講じた。このために、温度変動によって二次側回路５
の出力電圧Ｖoutが変動するという問題を防止すること
ができる。
に、予め定まる上記変動量ΔＶd14や変動量ΔＶd18や、
二次コイルＮ２の巻回数Ｎ２や電圧検出用コイルＮ３の
巻回数Ｎ３等の回路定数の条件に応じて、温度変動に伴
う出力電圧Ｖoutの変動分ΔＶを相殺させるための手段
を講じた。このために、温度変動によって二次側回路５
の出力電圧Ｖoutが変動するという問題を防止すること
ができる。
【００８９】この第２の実施形態例では、上記第１の実
施形態例において特徴的な構成、つまり、負荷変動に伴
う二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正
するための構成をも備えている。このことから、負荷変
動に伴う出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正すること
ができ、かつ、温度変動に伴う出力電圧Ｖoutの変動を
抑制することができる。以上のことから、この第２の実
施形態例に示す構成では、二次側回路５の出力電圧Ｖou
tの安定度を格段に向上させることができる。
施形態例において特徴的な構成、つまり、負荷変動に伴
う二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正
するための構成をも備えている。このことから、負荷変
動に伴う出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正すること
ができ、かつ、温度変動に伴う出力電圧Ｖoutの変動を
抑制することができる。以上のことから、この第２の実
施形態例に示す構成では、二次側回路５の出力電圧Ｖou
tの安定度を格段に向上させることができる。
【００９０】もちろん、温度管理が精度良く行われる環
境にＤＣ−ＤＣコンバータが置かれる場合のように、前
記温度変動に伴う出力電圧Ｖoutの変動の問題が小さい
場合がある。この場合には、この第２の実施形態例に示
したような温度補償するための手段が講じられていなく
ても、つまり、前記第１の実施形態例に示す構成であっ
ても、二次側回路５の出力電圧Ｖoutを非常に精度良く
安定させることが可能である。
境にＤＣ−ＤＣコンバータが置かれる場合のように、前
記温度変動に伴う出力電圧Ｖoutの変動の問題が小さい
場合がある。この場合には、この第２の実施形態例に示
したような温度補償するための手段が講じられていなく
ても、つまり、前記第１の実施形態例に示す構成であっ
ても、二次側回路５の出力電圧Ｖoutを非常に精度良く
安定させることが可能である。
【００９１】以下に、第３の実施形態例を説明する。こ
の第３の実施形態例において特徴的なことは、図８に示
すように、過電流保護回路３５が設けられていることで
ある。それ以外の構成は前記各実施形態例の構成とほぼ
同様である。この第３の実施形態例の説明において、前
記各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、そ
の共通部分の重複説明は省略する。
の第３の実施形態例において特徴的なことは、図８に示
すように、過電流保護回路３５が設けられていることで
ある。それ以外の構成は前記各実施形態例の構成とほぼ
同様である。この第３の実施形態例の説明において、前
記各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、そ
の共通部分の重複説明は省略する。
【００９２】この第３の実施形態例では、上記したよう
に、過電流保護回路３５が設けられている。この過電流
保護回路３５は、一次側電流検出回路１２によって検出
された一次側回路３の通電電流に基づいて、予め定めら
れた過電流保護動作を行う構成を備えている。例えば、
過電流保護回路３５は、上記一次側電流検出回路１２に
より検出された一次側回路３の通電電流に基づいて、回
路が過電流状態であることを検知したときには、スイッ
チ素子Ｑに加えられるパルス制御信号のパルス幅を大幅
に狭めさせる。これにより、スイッチ素子Ｑのオン期間
が非常に短くなって上記過電流保護状態を解消すること
ができることとなる。
に、過電流保護回路３５が設けられている。この過電流
保護回路３５は、一次側電流検出回路１２によって検出
された一次側回路３の通電電流に基づいて、予め定めら
れた過電流保護動作を行う構成を備えている。例えば、
過電流保護回路３５は、上記一次側電流検出回路１２に
より検出された一次側回路３の通電電流に基づいて、回
路が過電流状態であることを検知したときには、スイッ
チ素子Ｑに加えられるパルス制御信号のパルス幅を大幅
に狭めさせる。これにより、スイッチ素子Ｑのオン期間
が非常に短くなって上記過電流保護状態を解消すること
ができることとなる。
【００９３】なお、図８に示す電圧検出用回路８は、抵
抗体３３が設けられている点で前記図１に示す電圧検出
用回路８と異なっている。この図８に示す電圧検出用回
路８のように抵抗体３３が設けられている場合には、平
滑コンデンサ２１の電圧が抵抗体２２，２３，３３によ
って分圧され、該分圧電圧が制御回路１０に出力され
る。
抗体３３が設けられている点で前記図１に示す電圧検出
用回路８と異なっている。この図８に示す電圧検出用回
路８のように抵抗体３３が設けられている場合には、平
滑コンデンサ２１の電圧が抵抗体２２，２３，３３によ
って分圧され、該分圧電圧が制御回路１０に出力され
る。
【００９４】この第３の実施形態例によれば、過電流保
護回路３５を設けたので、回路が過電流状態となった場
合に、直ちに、上記過電流保護回路３５によって、その
過電流状態を解消することができる。このことによっ
て、過電流状態が継続することによって生じる、回路構
成部品の破損等の問題を防止することができる。
護回路３５を設けたので、回路が過電流状態となった場
合に、直ちに、上記過電流保護回路３５によって、その
過電流状態を解消することができる。このことによっ
て、過電流状態が継続することによって生じる、回路構
成部品の破損等の問題を防止することができる。
【００９５】また、この第３の実施形態例では、一次側
電流検出回路１２により検出された一次側回路３の通電
電流を利用して、前述したような負荷変動に起因した出
力電圧Ｖoutの変動を抑制するための回路動作と、上記
過電流保護動作とが両方共に行われることとなる。この
ために、過電流保護動作のために電流を検出する回路を
一次側電流検出回路１２と別個に設けなくて済み、回路
の複雑化や装置の大型化を回避することができる。ま
た、電力損失の増加を抑制することができて回路効率の
悪化を防止することができる。
電流検出回路１２により検出された一次側回路３の通電
電流を利用して、前述したような負荷変動に起因した出
力電圧Ｖoutの変動を抑制するための回路動作と、上記
過電流保護動作とが両方共に行われることとなる。この
ために、過電流保護動作のために電流を検出する回路を
一次側電流検出回路１２と別個に設けなくて済み、回路
の複雑化や装置の大型化を回避することができる。ま
た、電力損失の増加を抑制することができて回路効率の
悪化を防止することができる。
【００９６】なお、この発明は上記各実施形態例に限定
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、上記各実施形態例では、一次側電流検出回路は抵
抗体１３により構成されていたが、例えば、抵抗体１３
に代えて、カレントトランスを設け、該カレントトラン
スによって一次側電流検出回路を構成してもよい。つま
り、カレントトランスによって、一次側回路３の通電電
流を電圧に変換して検出し、該検出電圧を上記電圧検出
用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃに重畳するように構成
してもよい。このような構成において、第３の実施形態
例に示した過電流保護回路が設けられている場合には、
上記カレントトランスによって検出された一次側回路３
の通電電流に基づいて、過電流保護回路は過電流保護動
作を行うこととなる。
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、上記各実施形態例では、一次側電流検出回路は抵
抗体１３により構成されていたが、例えば、抵抗体１３
に代えて、カレントトランスを設け、該カレントトラン
スによって一次側電流検出回路を構成してもよい。つま
り、カレントトランスによって、一次側回路３の通電電
流を電圧に変換して検出し、該検出電圧を上記電圧検出
用コイルＮ３の整流平滑電圧Ｖｃに重畳するように構成
してもよい。このような構成において、第３の実施形態
例に示した過電流保護回路が設けられている場合には、
上記カレントトランスによって検出された一次側回路３
の通電電流に基づいて、過電流保護回路は過電流保護動
作を行うこととなる。
【００９７】また、上記各実施形態例では、軽負荷時に
おける出力電圧Ｖoutの変動を補正するために、スイッ
チ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の
半周期Ｔｒ以上となるための構成を備えていた。しか
し、上記軽負荷時における出力電圧Ｖoutの変動の問題
が小さいと想定される場合には、スイッチ素子Ｑのオフ
期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒより
も短くなるように構成してもよい。
おける出力電圧Ｖoutの変動を補正するために、スイッ
チ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の
半周期Ｔｒ以上となるための構成を備えていた。しか
し、上記軽負荷時における出力電圧Ｖoutの変動の問題
が小さいと想定される場合には、スイッチ素子Ｑのオフ
期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒより
も短くなるように構成してもよい。
【００９８】さらに、上記第２の実施形態例では、負荷
変動に伴う二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度
良く補正するための一次側電流検出回路１２と、軽負荷
時における二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度
良く補正するための構成（つまり、スイッチ素子Ｑのオ
フ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以
上となるための構成）と、温度補償するための構成とが
全て設けられていた。しかし、例えば、二次側回路５に
接続される負荷６が負荷変動しないものである場合に
は、上記負荷変動に伴う二次側回路５の出力電圧Ｖout
の変動の問題は発生しない。このような場合には、図９
に示すように、第１の実施形態例に示したような一次側
電流検出回路１２を設けなくてもよい。
変動に伴う二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度
良く補正するための一次側電流検出回路１２と、軽負荷
時における二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度
良く補正するための構成（つまり、スイッチ素子Ｑのオ
フ期間Ｔoffが一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以
上となるための構成）と、温度補償するための構成とが
全て設けられていた。しかし、例えば、二次側回路５に
接続される負荷６が負荷変動しないものである場合に
は、上記負荷変動に伴う二次側回路５の出力電圧Ｖout
の変動の問題は発生しない。このような場合には、図９
に示すように、第１の実施形態例に示したような一次側
電流検出回路１２を設けなくてもよい。
【００９９】例えば、変形例として、上記図９に示すよ
うなＤＣ−ＤＣコンバータの回路に、軽負荷時における
二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正す
るための構成（つまり、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔof
fが一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上となるた
めの構成）と、上記第２の実施形態例に示したような温
度補償するための構成とを備えさせてもよい。
うなＤＣ−ＤＣコンバータの回路に、軽負荷時における
二次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動を精度良く補正す
るための構成（つまり、スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔof
fが一次側回路３のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上となるた
めの構成）と、上記第２の実施形態例に示したような温
度補償するための構成とを備えさせてもよい。
【０１００】さらに、上記負荷変動に伴う二次側回路５
の出力電圧Ｖoutの変動の問題と、軽負荷時における二
次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動の問題とが両方とも
小さいと想定される場合がある。この場合には、変形例
として、上記一次側電流検出回路１２と、軽負荷時にお
ける問題を解消するための構成とが両方共に設けられて
いない図９に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータの回路
に、上記第２の実施形態例に示したような温度補償する
ための構成を備えさせてもよい。
の出力電圧Ｖoutの変動の問題と、軽負荷時における二
次側回路５の出力電圧Ｖoutの変動の問題とが両方とも
小さいと想定される場合がある。この場合には、変形例
として、上記一次側電流検出回路１２と、軽負荷時にお
ける問題を解消するための構成とが両方共に設けられて
いない図９に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータの回路
に、上記第２の実施形態例に示したような温度補償する
ための構成を備えさせてもよい。
【０１０１】さらに、上記各実施形態例では、二次コイ
ルＮ２や電圧検出用コイルＮ３の電圧を整流平滑する回
路５，８は図１に示すような回路構成であった。しか
し、それら回路５，８の構成は、コイルＮ２，Ｎ３の電
圧を整流平滑することができる構成であれば、図１に示
す形態に限定されるものではなく、例えば、図１０に示
すような回路構成でもよい。また、整流ダイオード１
４，１５，１８，１９に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同
期整流器を設けてもよい。
ルＮ２や電圧検出用コイルＮ３の電圧を整流平滑する回
路５，８は図１に示すような回路構成であった。しか
し、それら回路５，８の構成は、コイルＮ２，Ｎ３の電
圧を整流平滑することができる構成であれば、図１に示
す形態に限定されるものではなく、例えば、図１０に示
すような回路構成でもよい。また、整流ダイオード１
４，１５，１８，１９に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同
期整流器を設けてもよい。
【０１０２】さらに、制御回路１０の構成は、電圧検出
用回路８から出力される電圧に基づき、二次側回路５の
出力電圧Ｖoutを安定化するためのパルス制御信号をス
イッチ素子Ｑに加える構成を備えていればよく、図１の
回路構成に限定されるものではない。
用回路８から出力される電圧に基づき、二次側回路５の
出力電圧Ｖoutを安定化するためのパルス制御信号をス
イッチ素子Ｑに加える構成を備えていればよく、図１の
回路構成に限定されるものではない。
【０１０３】さらに、上記各実施形態例では、フォワー
ドコンバータを例にして説明したが、この発明は、フラ
イバックコンバータにも適用することができる。さら
に、この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータにも応用することが可能である。
ドコンバータを例にして説明したが、この発明は、フラ
イバックコンバータにも適用することができる。さら
に、この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータにも応用することが可能である。
【０１０４】
【発明の効果】この発明によれば、一次側電流検出回路
が設けられ、該一次側電流検出回路によって、二次側回
路の通電電流に応じた一次側回路の通電電流が電圧に変
換されて検出され、該検出電圧が電圧検出用回路の出力
電圧に重畳される。このような構成を備えたので、電圧
検出用回路側から制御回路に加えられる電圧は、負荷変
動に伴った二次側回路の出力電圧の変動に応じて変動す
ることとなる。このため、制御回路の回路動作によっ
て、負荷変動による出力電圧の変動が補正される。この
ことから、トランスの電圧検出用コイルを用いて二次側
回路の出力電圧を間接的に検出する方式を採用している
ものにおいても、負荷変動の悪影響を受けずに出力電圧
の安定化を達成することができ、出力電圧の安定度を向
上させることができる。
が設けられ、該一次側電流検出回路によって、二次側回
路の通電電流に応じた一次側回路の通電電流が電圧に変
換されて検出され、該検出電圧が電圧検出用回路の出力
電圧に重畳される。このような構成を備えたので、電圧
検出用回路側から制御回路に加えられる電圧は、負荷変
動に伴った二次側回路の出力電圧の変動に応じて変動す
ることとなる。このため、制御回路の回路動作によっ
て、負荷変動による出力電圧の変動が補正される。この
ことから、トランスの電圧検出用コイルを用いて二次側
回路の出力電圧を間接的に検出する方式を採用している
ものにおいても、負荷変動の悪影響を受けずに出力電圧
の安定化を達成することができ、出力電圧の安定度を向
上させることができる。
【０１０５】制御回路は一次側回路のＬＣ共振の半周期
以上のオフ期間を持つパルス制御信号をスイッチ素子に
加える構成を備えているものにあっては、二次側回路の
チョークコイルに不連続モードの電流が流れる軽負荷時
において、軽負荷時に特有な電圧波形を電圧検出用コイ
ルに発生させることができる。この電圧検出用コイルの
電圧が整流平滑され該整流平滑された電圧に基づいた電
圧が制御回路に加えられる。このため、その電圧検出用
コイルの電圧に応じた電圧に基づいた制御回路の回路動
作によって、二次側回路の出力電圧の安定化制御が成さ
れる。このように、軽負荷時における二次側回路の出力
電圧の変動を抑制することが可能である。
以上のオフ期間を持つパルス制御信号をスイッチ素子に
加える構成を備えているものにあっては、二次側回路の
チョークコイルに不連続モードの電流が流れる軽負荷時
において、軽負荷時に特有な電圧波形を電圧検出用コイ
ルに発生させることができる。この電圧検出用コイルの
電圧が整流平滑され該整流平滑された電圧に基づいた電
圧が制御回路に加えられる。このため、その電圧検出用
コイルの電圧に応じた電圧に基づいた制御回路の回路動
作によって、二次側回路の出力電圧の安定化制御が成さ
れる。このように、軽負荷時における二次側回路の出力
電圧の変動を抑制することが可能である。
【０１０６】温度補償用回路が設けられているものにあ
っては、その温度補償用回路によって、温度変動に伴う
二次側回路の出力電圧の変動分を相殺するための電圧が
制御回路に加えられることとなる。つまり、電圧検出用
回路側から制御回路に加えられる電圧は温度変動に伴う
二次側回路の出力電圧の変動に応じて変動することとな
る。このために、制御回路の回路動作によって、温度変
動による二次側回路の出力電圧の変動を抑制することが
可能である。
っては、その温度補償用回路によって、温度変動に伴う
二次側回路の出力電圧の変動分を相殺するための電圧が
制御回路に加えられることとなる。つまり、電圧検出用
回路側から制御回路に加えられる電圧は温度変動に伴う
二次側回路の出力電圧の変動に応じて変動することとな
る。このために、制御回路の回路動作によって、温度変
動による二次側回路の出力電圧の変動を抑制することが
可能である。
【０１０７】トランスの二次コイルの巻回数と電圧検出
用コイルの巻回数とを同数としたものにあっては、電圧
検出用コイルには二次コイルに発生する電圧と等しい電
圧が発生することとなる。このことにより、温度変動に
伴う二次側回路の出力電圧の変動分と、温度変動に伴う
電圧検出用回路の出力電圧の変動分とが等しい場合に
は、二次コイルの巻回数と電圧検出用コイルの巻回数と
を同数にするだけで、温度変動に起因した二次側回路の
出力電圧の変動を抑制することができる。つまり、温度
補償専用の部品を設けなくても出力電圧の温度補償が成
される。このことから、部品点数を増加することなく、
温度変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動を抑制
することができる。
用コイルの巻回数とを同数としたものにあっては、電圧
検出用コイルには二次コイルに発生する電圧と等しい電
圧が発生することとなる。このことにより、温度変動に
伴う二次側回路の出力電圧の変動分と、温度変動に伴う
電圧検出用回路の出力電圧の変動分とが等しい場合に
は、二次コイルの巻回数と電圧検出用コイルの巻回数と
を同数にするだけで、温度変動に起因した二次側回路の
出力電圧の変動を抑制することができる。つまり、温度
補償専用の部品を設けなくても出力電圧の温度補償が成
される。このことから、部品点数を増加することなく、
温度変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動を抑制
することができる。
【０１０８】過電流保護回路が設けられているものにあ
っては、回路が過電流状態となったときに、直ちに、過
電流保護回路の過電流保護動作によって、過電流状態を
解消することができる。このことにより、回路構成部品
の破損等の、過電流状態に起因した問題を防止すること
ができる。また、この発明では、一次側電流検出回路に
よって検出された一次側回路の通電電流に基づいて、前
記負荷変動に起因した出力電圧の変動を抑制するための
回路動作と、上記過電流保護動作とを共に行わせること
ができる。このために、上記一次側電流検出回路とは別
個の過電流保護動作用の電流検出回路を設けなくて済
み、回路の複雑化および装置の大型化を回避することが
できる。また、電力損失の増加を抑制することができて
回路効率の悪化を防止することができる。
っては、回路が過電流状態となったときに、直ちに、過
電流保護回路の過電流保護動作によって、過電流状態を
解消することができる。このことにより、回路構成部品
の破損等の、過電流状態に起因した問題を防止すること
ができる。また、この発明では、一次側電流検出回路に
よって検出された一次側回路の通電電流に基づいて、前
記負荷変動に起因した出力電圧の変動を抑制するための
回路動作と、上記過電流保護動作とを共に行わせること
ができる。このために、上記一次側電流検出回路とは別
個の過電流保護動作用の電流検出回路を設けなくて済
み、回路の複雑化および装置の大型化を回避することが
できる。また、電力損失の増加を抑制することができて
回路効率の悪化を防止することができる。
【０１０９】一次側電流検出回路が抵抗体により構成さ
れているものにあっては、部品点数の増加、および、装
置の大型化を抑制しつつ、上記のような優れた効果を奏
することができる。
れているものにあっては、部品点数の増加、および、装
置の大型化を抑制しつつ、上記のような優れた効果を奏
することができる。
【図１】第１の実施形態例を示す回路図である。
【図２】第１の実施形態例において特徴的な一次側電流
検出回路の回路動作例を示すための回路図である。
検出回路の回路動作例を示すための回路図である。
【図３】負荷変動に伴う二次側回路の出力電圧の変動量
ΔＶoutと、電流検出用回路の出力電圧Ｖｃとの関係を
示すグラフである。
ΔＶoutと、電流検出用回路の出力電圧Ｖｃとの関係を
示すグラフである。
【図４】スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路
のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上である場合における電圧検
出用コイルＮ３の電圧波形の一例をパルス制御信号と共
に示す波形図である。
のＬＣ共振の半周期Ｔｒ以上である場合における電圧検
出用コイルＮ３の電圧波形の一例をパルス制御信号と共
に示す波形図である。
【図５】スイッチ素子Ｑのオフ期間Ｔoffが一次側回路
のＬＣ共振の半周期Ｔｒよりも短い場合における電圧検
出用コイルＮ３の電圧波形の一例をパルス制御信号と共
に示す波形図である。
のＬＣ共振の半周期Ｔｒよりも短い場合における電圧検
出用コイルＮ３の電圧波形の一例をパルス制御信号と共
に示す波形図である。
【図６】温度補償用回路の一例を示す回路である。
【図７】さらに、温度補償用回路の一例を示す回路であ
る。
る。
【図８】第３の実施形態例を示す回路図である。
【図９】本発明における変形例を示す説明図である。
【図１０】電圧を整流平滑するためのその他の回路例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１１】負荷に出力される電流Ｉoutと出力電圧Ｖout
との関係例を示すグラフである。
との関係例を示すグラフである。
【図１２】パルス制御信号の一例を示す波形図である。
【図１３】従来例を示す回路図である。
１ トランス
３ 一次側回路
５ 二次側回路
６ 負荷
８ 電圧検出用回路
１０ 制御回路
１２ 一次側電流検出回路
１３ 抵抗体
３０ 温度補償用ダイオード
３１ 抵抗体
３５ 過電流保護回路
Ｎ１ 一次側コイル
Ｎ２ 二次側コイル
Ｎ３ 電圧検出用コイル
Ｑ スイッチ素子
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 西山 隆芳
京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株
式会社村田製作所内
(72)発明者 松本 義寛
京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株
式会社村田製作所内
(72)発明者 松本 匡彦
京都府長岡京市天神二丁目26番10号 株
式会社村田製作所内
(56)参考文献 実開 平５−43791（ＪＰ，Ｕ)
実開 平２−68684（ＪＰ，Ｕ)
特表 平５−505091（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
Claims (5)
- 【請求項１】 スイッチ素子のオン・オフ動作によりト
ランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力
する一次側回路と、上記二次コイルから出力される電圧
を整流平滑して直流の電圧を出力する二次側回路と、ト
ランスに設けられた電圧検出用コイルから出力される電
圧を整流平滑し上記二次側回路から出力される電圧の検
出電圧として出力する電圧検出用回路と、該電圧検出用
回路から出力される電圧に基づいて上記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号をスイ
ッチ素子に加える制御回路とが設けられているＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、上記二次側回路を流れる電流に
応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出
する一次側電流検出回路を設け、該一次側電流検出回路
から出力される検出電圧を上記電圧検出用回路から出力
される電圧に重量して上記二次側回路の通電電流の変動
に起因した二次側回路の出力電圧の変動分を補正するも
のであって、上記二次側回路および電圧検出用回路の整
流部分には共に温度変動によって順方向電圧が変動する
整流ダイオードを用いており、また、上記電圧検出用回
路は、温度変動によって順方向電圧が変動する温度補償
用ダイオードを用いた温度補償回路を備えて、温度変動
に伴う二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量
を上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧変
動量と上記温度補償回路による電圧変動量とで相殺する
電圧を制御回路に加えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項２】 スイッチ素子のオン・オフ動作によりト
ランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力
する一次側回路と、上記二次コイルから出力される電圧
を整流平滑して直流の電圧を出力する二次側回路と、ト
ランスに設けられた電圧検出用コイルから出力される電
圧を整流平滑し上記二次側回路から出力される電圧の検
出電圧として出力する電圧検出用回路と、該電圧検出用
回路から出力される電圧に基づいて上記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号をスイ
ッチ素子に加える制御回路とが設けられているＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、上記二次側回路を流れる電流に
応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出
する一次側電流検出回路を設け、該一次側電流検出回路
から出力される検出電圧を上記電圧検出用回路から出力
される電圧に重量 して上記二次側回路の通電電流の変動
に起因した二次側回路の出力電圧の変動分を補正するも
のであって、上記二次側回路および電圧検出用回路の整
流部分には共に温度変動によって順方向電圧が変動する
整流ダイオードを用いており、温度変動に伴う上記二次
側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量と上記電圧
検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量との比
をトランスの二次コイルの巻回数と電圧検出用コイルの
巻回数との比と同じに設定して、上記電圧検出用回路か
ら温度変動による二次側回路の出力電圧の変動分を相殺
する電圧を制御回路に加えることを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項３】 スイッチ素子のオン・オフ動作によりト
ランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力
する一次側回路と、上記二次コイルから出力される電圧
を整流平滑して直流の電圧を出力する二次側回路と、ト
ランスに設けられた電圧検出用コイルから出力される電
圧を整流平滑し上記二次側回路から出力される電圧の検
出電圧として出力する電圧検出用回路と、該電圧検出用
回路から出力される電圧に基づいて上記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号をスイ
ッチ素子に加える制御回路とが設けられているＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、上記二次側回路を流れる電流に
応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出
する一次側電流検出回路を設け、該一次側電流検出回路
から出力される検出電圧を上記電圧検出用回路から出力
される電圧に重量して上記二次側回路の通電電流の変動
に起因した二次側回路の出力電圧の変動分を補正するも
のであって、上記二次側回路および電圧検出用回路の整
流部分には共に温度変動によって順方向電圧が変動する
整流ダイオードを用いており、温度変動に伴う上記二次
側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量が上記電圧
検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量よりも
大きいときにはトランスの二次コイルの巻回数を電圧検
出用コイルの巻回数よりも多く設定し、また、温度変動
に伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変
動量が上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電
圧変動量よりも小さいときにはトランスの二次コイルの
巻回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも少なく設定し
て、上記電圧検出用回路から温度変動による二次側回路
の出力電圧の変動分を相殺する電圧を制御回路に加える
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 一次側電流検出回路によって検出された
一次側回路の通電電流に基づいて過電流保護動作を行う
過電流保護回路が設けられていることを特徴とする請求
項１乃至請求項３の何れか１つに記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項５】 一次側電流検出回路は、一次側回路の通
電電流の経路上に介設された抵抗体により構成されてい
ることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つ
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18730599A JP3365356B2 (ja) | 1998-09-16 | 1999-07-01 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US09/392,998 US6314005B1 (en) | 1998-09-16 | 1999-09-09 | DC-DC converter which compensates for load variations |
| EP99118394A EP0987815B1 (en) | 1998-09-16 | 1999-09-16 | DC-DC converter |
| DE69934464T DE69934464T2 (de) | 1998-09-16 | 1999-09-16 | Gleichstromwandler |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28051598 | 1998-09-16 | ||
| JP10-280515 | 1998-09-16 | ||
| JP18730599A JP3365356B2 (ja) | 1998-09-16 | 1999-07-01 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000156975A JP2000156975A (ja) | 2000-06-06 |
| JP3365356B2 true JP3365356B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=26504274
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18730599A Expired - Lifetime JP3365356B2 (ja) | 1998-09-16 | 1999-07-01 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6314005B1 (ja) |
| EP (1) | EP0987815B1 (ja) |
| JP (1) | JP3365356B2 (ja) |
| DE (1) | DE69934464T2 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3678333B2 (ja) * | 1999-03-01 | 2005-08-03 | パイオニア株式会社 | 表示パネルの駆動装置 |
| DE60218041T2 (de) * | 2001-06-29 | 2007-12-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Im strommodus gesteuertes schaltnetzteil |
| JP3661666B2 (ja) * | 2001-08-10 | 2005-06-15 | 株式会社村田製作所 | 絶縁型スイッチング電源装置 |
| WO2003047080A1 (fr) * | 2001-11-29 | 2003-06-05 | Sanken Electric Co., Ltd. | Alimentation a decoupage |
| TWI232302B (en) * | 2004-03-17 | 2005-05-11 | Delta Electronics Inc | Current detecting circuit |
| JP4207824B2 (ja) * | 2004-03-30 | 2009-01-14 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4251111B2 (ja) * | 2004-05-28 | 2009-04-08 | ソニー株式会社 | 電源制御装置、電源回路の制御方法 |
| JP4617736B2 (ja) * | 2004-06-18 | 2011-01-26 | 株式会社村田製作所 | フォワードコンバータ |
| US7269193B2 (en) * | 2004-06-28 | 2007-09-11 | Fuji Film Corp. | Semiconductor laser driving circuit and image recording apparatus |
| US7288924B2 (en) * | 2004-07-16 | 2007-10-30 | Cellex Power Products, Inc. | Digital input current control for switch mode power supplies |
| JP2007336742A (ja) * | 2006-06-16 | 2007-12-27 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| GB2451088A (en) * | 2007-07-17 | 2009-01-21 | Cambridge Semiconductor Ltd | Regulating the output of a forward power converter |
| CN102255483A (zh) * | 2010-05-18 | 2011-11-23 | 日隆电子股份有限公司 | 隔离式电源转换器的一次侧回授系统的温度补偿电路及方法 |
| JP5642625B2 (ja) * | 2011-05-19 | 2014-12-17 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN102281005B (zh) * | 2011-08-29 | 2013-11-06 | 上海新进半导体制造有限公司 | 开关电源线电压补偿电路 |
| DE102015106335A1 (de) * | 2015-04-24 | 2016-10-27 | Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft | Verfahren zum Betreiben eines Gleichstromwandlers |
| US10216523B2 (en) | 2015-07-17 | 2019-02-26 | General Electric Company | Systems and methods for implementing control logic |
| JP2018029454A (ja) * | 2016-08-19 | 2018-02-22 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US10897201B2 (en) * | 2019-05-09 | 2021-01-19 | Nxp B.V. | Switched mode power supply signal reconstruction |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4755922A (en) * | 1987-03-26 | 1988-07-05 | Xerox Corporation | DC to DC converter for ethernet transceiver |
| AT403535B (de) * | 1993-09-27 | 1998-03-25 | Siemens Ag Oesterreich | Sperrwandler |
| US5684685A (en) * | 1994-05-06 | 1997-11-04 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply for image transfer and image forming apparatus using the same |
| GB2298532A (en) * | 1995-02-28 | 1996-09-04 | Ibm | Switch mode power supply |
| US5723974A (en) * | 1995-11-21 | 1998-03-03 | Elantec Semiconductor, Inc. | Monolithic power converter with a power switch as a current sensing element |
| US5717578A (en) * | 1996-02-07 | 1998-02-10 | Emerging Technologies Corporation | Constant current source employing power conversion circuitry |
-
1999
- 1999-07-01 JP JP18730599A patent/JP3365356B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-09 US US09/392,998 patent/US6314005B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-16 DE DE69934464T patent/DE69934464T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-16 EP EP99118394A patent/EP0987815B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0987815A2 (en) | 2000-03-22 |
| US6314005B1 (en) | 2001-11-06 |
| DE69934464T2 (de) | 2007-09-27 |
| JP2000156975A (ja) | 2000-06-06 |
| EP0987815B1 (en) | 2006-12-20 |
| DE69934464D1 (de) | 2007-02-01 |
| EP0987815A3 (en) | 2003-08-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3365356B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US5901051A (en) | Switching power supply having current and voltage superimposition circuitry | |
| JP3661666B2 (ja) | 絶縁型スイッチング電源装置 | |
| JP3337009B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US8213189B2 (en) | Resonance-type power supply with improved convertion efficiency | |
| JP6554888B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| TWI425757B (zh) | 電源轉換器及其相關方法 | |
| US20030048644A1 (en) | DC-DC converter | |
| KR100544186B1 (ko) | 전원 공급 장치 | |
| JP2004201385A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ回路 | |
| JP2003244953A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US20010043056A1 (en) | Multi outputting power supply circuit | |
| US4931918A (en) | Ringing choke converter | |
| JP2002136123A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3116835B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3428008B2 (ja) | スイッチング電源装置の出力電圧検出回路 | |
| JP3001057B1 (ja) | スイッチング電源装置及びその制御方法 | |
| US20020024829A1 (en) | Switching power supply having magnetic amplifier control circuits | |
| JP4650101B2 (ja) | スイッチング電源装置、及びオーディオアンプシステム | |
| JP3011053B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH05344712A (ja) | スイッチング電源の過負荷保護回路 | |
| JP3562385B2 (ja) | フォワードコンバータ | |
| JP3386047B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3571959B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4144294B2 (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3365356 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071101 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081101 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091101 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101101 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101101 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111101 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111101 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121101 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121101 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131101 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |