JP3365356B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
Dc−dcコンバータInfo
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- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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Description
装置等に組み込まれるDC−DCコンバータに関するも
のである。
が示されている。同図に示すように、このDC−DCコ
ンバータは絶縁型フォワードコンバータであり、トラン
ス1を有している。このトランス1は一次コイルN1と
二次コイルN2と電圧検出用コイルN3とを有してい
る。トランス1の一次コイルN1にはスイッチ素子Qと
コンデンサ2とを備えた一次側回路3が接続されてい
る。この一次側回路3には直流の入力電源4が接続され
る。
5が接続されており、この二次側回路5の出力側が負荷
6に接続される。さらに、上記電圧検出用コイルN3に
は電圧検出用回路8が接続され、この電圧検出用回路8
の出力側は制御回路10に接続されている。この制御回
路10の出力側は前記一次側回路3のスイッチ素子Qに
接続されている。
ン・オフ動作によって、上記入力電源4の電力をトラン
ス1を介して二次側回路5に伝える構成を備えている。
また、上記二次側回路5は上記二次コイルN2に発生す
る電圧を整流平滑し、該整流平滑した直流の電圧Vout
を負荷6に出力する構成を有している。
圧検出用コイルN3に発生する電圧を整流平滑する構成
を有している。上記電圧検出用コイルN3には上記二次
コイルN2に発生する電圧に応じた電圧が発生し、ま
た、二次コイルN2に発生する電圧は二次側回路5の出
力電圧Voutに対応していると見なされる。このことか
ら、上記電圧検出用回路8は、上記整流平滑した電圧を
上記二次側回路5の出力電圧Voutの検出電圧として上
記制御回路10に出力する構成を有している。
出用回路8から加えられた検出電圧に基づいて、二次側
回路5の出力電圧Voutを安定化すべく図12に示すよ
うなパルス制御信号をスイッチ素子Qに加える構成を備
えている。上記パルス制御信号はスイッチ素子Qのオン
・オフ動作を制御するための信号であり、スイッチ素子
Qはそのパルス制御信号に従ってオン・オフ動作を行
う。
ンバータでは、電圧検出用コイルN3には二次側回路5
の出力電圧Voutに対応した電圧が発生する。このこと
により、電圧検出用回路8は、上記電圧検出用コイルN
3の電圧を利用して、二次側回路5の出力電圧Voutを
間接的に検出出力することができる。この検出電圧に基
づいた制御回路10の回路動作によって、スイッチ素子
Qのオン・オフ動作が制御されて二次側回路5の出力電
圧Voutの安定化が図られることとなる。
如く、二次側回路5の出力電圧Voutを間接的に検出す
るタイプのDC−DCコンバータでは、負荷変動に伴っ
て二次側回路5の出力電圧Voutが変動してしまうとい
う問題があった。
の負荷変動に伴って二次側回路5から負荷6に出力され
る電流Ioutが変動し、必然的に、二次側回路5を流れ
る通電電流が変動する。この通電電流の変動によって二
次側回路5の配線パターン、ダイオード、インダクター
の抵抗成分による電圧変動が生じて、出力電圧Voutも
変動する。一方、このように出力電圧Voutが変動して
も、電圧検出用回路8から制御回路10に加えられる電
圧は変動しない。このために、制御回路10では、負荷
変動に起因した出力電圧Voutの変動を補償するための
回路動作が行われず、上記の如く負荷変動に伴って出力
電圧Voutが変動してしまうという問題が生じる。
では、図11に示すような出力電流Ioutと出力電圧Vo
utとの関係があり、負荷変動に起因した出力電流Iout
の変動に伴って出力電圧Voutが変動する。しかし、図
13に示す回路構成では、電圧検出用コイルN3を用い
て、その負荷変動に起因した出力電圧Voutの変動を検
出することができない。このために、制御回路10では
その出力電圧Voutの変動を補正するための回路動作が
行われない。このことから、負荷変動に起因して出力電
圧Voutが変動するという問題が生じてしまい、出力電
圧Voutの安定度は満足の行くものではなかった。
出力電圧Voutを間接的に検出するタイプのDC−DC
コンバータでは、次に示すような問題も発生する。DC
−DCコンバータを取り巻く環境の温度が変化すると、
その温度変動に伴って各回路構成部品の特性がそれぞれ
変化し、二次側回路5の出力電圧Voutが変動する。し
かし、その温度変動に起因した出力電圧Voutの変動を
抑制することができないという問題が発生する。
する。環境温度変化に伴って出力電圧Voutが変動した
場合には、上記負荷変動したときと同様に、電圧検出用
コイルN3を利用して、その出力電圧Voutの変動を検
出することができない。その上、電圧検出用回路8から
制御回路10に出力される検出電圧も上記環境温度変動
によって出力電圧Voutに関係無く変動する。その検出
電圧に基づいた制御回路10の回路動作によりスイッチ
素子Qのオン・オフ動作が制御されるので、温度変動に
起因して二次側回路5の出力電圧Voutは非常に不安定
なものとなるという問題が生じてしまう。
たものであり、その第1の目的は、トランスの電圧検出
用コイルを用いて二次側回路の出力電圧を間接的に検出
する方式を採用しているものにおいて、負荷変動に伴っ
た二次側回路の出力電圧の変動を回避することである。
また、第2の目的は、環境温度変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動を抑制することである。このよう
に、負荷変動や環境温度変動に起因した二次側回路の出
力電圧の変動を抑制して、二次側回路の出力電圧の安定
度を向上させることができるDC−DCコンバータを提
供することにある。
にこの発明は次に示すような構成をもって前記課題を解
決する手段としている。すなわち、第1の発明は、スイ
ッチ素子のオン・オフ動作によりトランスの一次コイル
のエネルギーを二次コイル側に出力する一次側回路と、
上記二次コイルから出力される電圧を整流平滑して直流
の電圧を出力する二次側回路と、トランスに設けられた
電圧検出用コイルから出力される電圧を整流平滑し上記
二次側回路から出力される電圧の検出電圧として出力す
る電圧検出用回路と、該電圧検出用回路から出力される
電圧に基づいて上記スイッチ素子のオン・オフ動作を制
御するためのパルス制御信号をスイッチ素子に加える制
御回路とが設けられているDC−DCコンバータにおい
て、上記二次側回路を流れる電流に応じた上記一次側回
路の通電電流を電圧に変換して検出する一次側電流検出
回路を設け、該一次側電流検出回路から出力される検出
電圧を上記電圧検出用回路から出力される電圧に重量し
て上記二次側回路の通電電流の変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動分を補正するものであって、上記二
次側回路および電圧検出用回路の整流部分には共に温度
変動によって順方向電圧が変動する整流ダイオードを用
いており、また、上記電圧検出用回路は、温度変動によ
って順方向電圧が変動する温度補償用ダイオードを用い
た温度補償回路を備えて、温度変動に伴う二次側回路の
整流ダイオードの順方向電圧変動量を上記電圧検出用回
路の整流ダイオードの順方向電圧変動量と上記温度補償
回路による電圧変動量とで相殺する電圧を制御回路に加
える構成をもって前記課題を解決する手段としている。
動作によりトランスの一次コイルのエネルギーを二次コ
イル側に出力する一次側回路と、上記二次コイルから出
力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力する二次
側回路と、トランスに設けられた電圧検出用コイルから
出力される電圧を整流平滑し上記二次側回路から出力さ
れる電圧の検出電圧として出力する電圧検出用回路と、
該電圧検出用回路から出力される電圧に基づいて上記ス
イッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制
御信号をスイッチ素子に加える制御回路とが設けられて
いるDC−DCコンバータにおいて、上記二次側回路を
流れる電流に応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に
変換して検出する一次側電流検出回路を設け、該一次側
電流検出回路から出力される検出電圧を上記電圧検出用
回路から出力される電圧に重量して上記二次側回路の通
電電流の変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動分
を補正するものであって、上記二次側回路および電圧検
出用回路の整流部分には共に温度変動によって順方向電
圧が変動する整流ダイオードを用いており、温度変動に
伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動
量と上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧
変動量との比をトランスの二次コイルの巻回数と電圧検
出用コイルの巻回数との比と同じに設定して、上記電圧
検出用回路から温度変動による二次側回路の出力電圧の
変動分を相殺する電圧を制御回路に加えることをことを
特徴として構成されている。
動作によりトランスの一次コイルのエネルギーを二次コ
イル側に出力する一次側回路と、上記二次コイルから出
力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力する二次
側回路と、トランスに設けられた電圧検出用コイルから
出力される電圧を整流平滑し上記二次側回路から出力さ
れる電圧の検出電圧として出力する電圧検出用回路と、
該電圧検出用回路から出力される電圧に基づいて上記ス
イッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのパルス制
御信号をスイッチ素子に加える制御回路とが設けられて
いるDC−DCコンバータにおいて、上記二次側回路を
流れる電流に応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に
変換して検出する一次側電流検出回路を設け、該一次側
電流検出回路から出力される検出電圧を上記電圧検出用
回路から出力される電圧に重量して上記二次側回路の通
電電流の変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動分
を補正するものであって、上記二次側回路および電圧検
出用回路の整流部分には共に温度変動によって順方向電
圧が変動する整流ダイオードを用いており、温度変動に
伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動
量が上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧
変動量よりも大きいときにはトランスの二次コイルの巻
回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも多く設定し、ま
た、温度変動に伴う上記二次側回路の整流ダイオードの
順方向電圧変動量が上記電圧検出用回路の整流ダイオー
ドの順方向電圧変動量よりも小さいときにはトランスの
二次コイルの巻回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも
少なく設定して、上記電圧検出用回路から温度変動によ
る二次側回路の出力電圧の変動分を相殺する電圧を制御
回路に加えることを特徴として構成されている。
れか1つの発明の構成を備え、一次側電流検出回路によ
って検出された一次側回路の通電電流に基づいて過電流
保護動作を行う過電流保護回路が設けられていることを
特徴として構成されている。
れか1つの発明の構成を備え、一次側電流検出回路は、
一次側回路の通電電流の経路上に介設された抵抗体によ
り構成されていることを特徴として構成されている。
回路は一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出し、
該検出電圧を電圧検出用回路の出力電圧に重畳する。こ
の重畳電圧に応じた電圧が制御回路に加えられる。負荷
変動に起因して二次側回路の通電電流が変動すると、そ
の電流変動に伴って一次側回路の通電電流が変動する。
このため、上記一次側電流検出回路は上記二次側回路の
通電電流の変動に応じた電圧を検出出力することとな
る。換言すれば、一次側電流検出回路は、負荷変動によ
る二次側回路の出力電圧の変動分に応じた電圧を検出出
力することとなる。
に重畳し該重畳電圧に応じた電圧が制御回路に加えられ
るので、電圧検出用回路側から制御回路に加えられる電
圧は負荷変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動に
応じて変動する。このことにより、制御回路の回路動作
によって、負荷変動に起因した二次側回路の出力電圧の
変動を補正することが可能となり、二次側回路の出力電
圧の安定化が図れる。
のにあっては、電圧検出用回路は、温度変動に伴う二次
側回路の出力電圧の変動分を相殺するための電圧を制御
回路に加える。このことから、制御回路の回路動作によ
って、環境温度変動の悪影響を受けずに二次側回路の出
力電圧の安定化が達成される。
ルを用いて二次側回路の出力電圧を間接的に検出する方
式を採用しているものにおいても、制御回路の回路動作
によって、負荷変動や環境温度変動に起因した二次側回
路の出力電圧の変動を補正することができる。このこと
により、負荷変動時や環境温度変動時にも二次側回路の
出力電圧の安定化が達成される。このように、二次側回
路の出力電圧の安定度を格段に向上させることができ、
前記課題が解決される。
例を図面に基づき説明する。
ンバータが示されている。なお、この第1の実施形態例
の説明において、前記図13に示すDC−DCコンバー
タの回路構成部分と同一構成部分には同一符号を付し、
その共通部分の重複説明は省略する。
とは、前記図13に示すDC−DCコンバータの構成に
加えて、図1に示すように、一次側電流検出回路12を
設けたことである。この一次側電流検出回路12によっ
て、二次側回路5の通電電流変動に起因した出力電圧V
outの変動を補正するが可能となる。
ークコイル16の電流が不連続モードとなり、出力電流
Ioutの変動に対する出力電圧Voutの変動が図11の一
点鎖線に示す如く非常に大きくなる。この第1の実施形
態例では、上記軽負荷時に、その出力電圧Voutの変動
を補正することができる構成も備えており、この構成
も、この第1の実施形態例において特徴的な構成であ
る。
の一次コイルN1の一端側にはスイッチ素子Q(図1に
示す例ではMOS−FET)のドレイン側が接続され、
上記一次コイルN1の他端側にはコンデンサ2の一端側
が接続される。このコンデンサ2の他端側は上記スイッ
チ素子Qのソース側に接続されている。このコンデンサ
2とスイッチ素子Qのソース側との接続部Xには抵抗体
13の一端側が接続され、この抵抗体13の他端側は直
流の入力電源4の負極側に接続されている。入力電源4
の正極側は前記コンデンサ2と一次コイルN1との接続
部に接続されている。
イオード14のアノード側が接続されている。この整流
ダイオード14のカソード側には整流ダイオード15の
カソード側が接続され、整流ダイオード15のアノード
側が前記二次コイルN2の他端側に接続されている。上
記整流ダイオード14,15のカソード同士の接続部に
はチョークコイル16の一端側が接続され、チョークコ
イル16の他端側は平滑コンデンサ17の一端側に接続
されている。この平滑コンデンサ17の他端側は前記二
次コイルN2と整流ダイオード15のアノード側との接
続部に接続されており、前記平滑コンデンサ17に並列
に負荷6が接続される。
は整流ダイオード18のアノード側が接続され、この整
流ダイオード18のカソード側には整流ダイオード19
のカソード側が接続されている。整流ダイオード19の
アノード側は前記電圧検出用コイルN3の他端側に接続
されている。上記整流ダイオード18,19のカソード
同士の接続部にはチョークコイル20の一端側が接続さ
れている。チョークコイル20の他端側は平滑コンデン
サ21の一端側に接続され、この平滑コンデンサ21の
他端側は前記電圧検出用コイルN3と整流ダイオード1
9のアノード側との接続部に接続されている。
21との接続部には抵抗体22の一端側が接続されてい
る。この抵抗体22の他端側には抵抗体23の一端側が
接続され、抵抗体23の他端側は前記入力電源4の負極
側と抵抗体13との接続部Yに接続されている。
はエラーアンプ24の入力端部aに接続され、このエラ
ーアンプ24の入力端部bは直流の基準電源25の正極
側に接続されている。基準電源25の負極側は前記平滑
コンデンサ21のグランド側に接続され、この基準電源
25の負極側と平滑コンデンサ21との接続部は前記コ
ンデンサ2と抵抗体13との接続部Xに接続されてい
る。
コンパレータ26の入力端部aに接続され、このコンパ
レータ26の入力端部bには三角波発生回路27が接続
されている。コンパレータ26の出力端部は前記スイッ
チ素子Qのゲート側に接続されている。
って一次側回路3が構成されている。上記整流ダイオー
ド14,15とチョークコイル16と平滑コンデンサ1
7とによって二次側回路5が構成されている。また、上
記整流ダイオード18,19とチョークコイル20と平
滑コンデンサ21と抵抗体22,23とによって電圧検
出用回路8が構成されている。上記抵抗体13によって
一次側電流検出回路12が構成されている。上記エラー
アンプ24と基準電源25とコンパレータ26と三角波
発生回路27とによって制御回路10が構成されてい
る。
共振の半周期Tr以上のオフ期間Toffを持つパルス制
御信号をスイッチ素子Qに加えることができるように、
エラーアンプ24等の制御回路構成部品の回路定数が設
定されて構成されている。
ンバータは上記のように構成されており、以下に、この
実施形態例において最も特徴的な回路動作を図1と図2
に基づき説明する。図2は上記図1に示すDC−DCコ
ンバータにおいて最も特徴的な回路構成部分を抜き出し
て示したものである。
の抵抗体13には一次側回路3を流れる電流Ircが通電
する。このため、抵抗体13には上記一次側回路3の通
電電流Ircに応じた図2の点線に示すような電圧Vrcが
発生する。
検出用回路8によって整流平滑され、この整流平滑され
た電圧Vcが平滑コンデンサ21に加えられる。しか
し、上記抵抗体13の電圧Vrcは上記電圧Vcを減少さ
せるので、この平滑コンデンサ21の両端電圧は上記電
圧Vcから抵抗体13の電圧Vrcを差し引いた電圧V3
(V3=Vc−Vrc)となる。この電圧V3が抵抗体2
2と抵抗体23とによって分圧され該分圧電圧Vbが制
御回路10に加えられる。
電圧検出用回路8の出力電圧Vcに重畳されて重畳電圧
V3となり、この重畳電圧V3に応じた上記分圧電圧V
bが制御回路10に加えられる。
rcは二次側回路5の通電電流に比例したものである。こ
のことから、負荷変動によって二次側回路5の通電電流
が増加すると、必然的に、その通電電流の増加分に応じ
て一次側回路3の通電電流Ircも増加して抵抗体13の
電圧Vrcも増加する。反対に、負荷変動によって二次側
回路5の通電電流が減少すると、その通電電流の減少分
に応じて一次側回路3の通電電流Ircが減少して抵抗体
13の電圧Vrcも減少する。
5の通電電流の増加に起因して抵抗体13の電圧Vrcが
増加した場合には、この電圧Vrcの増加に起因して平滑
コンデンサ21の電圧V3が減少する。これにより、抵
抗体22,23による分圧電圧Vbも減少する。つま
り、負荷変動による二次側回路5の通電電流の増加に起
因して二次側回路5の出力電圧Voutが減少した場合に
は、その出力電圧Voutの減少量に応じて、制御回路1
0に加えられる上記分圧電圧Vbが減少することとな
る。このため、上記分圧電圧Vbに基づいた制御回路1
0の回路動作によって、負荷変動に起因した出力電圧V
outの低下が補正される。
路5の通電電流が減少して出力電圧Voutが増加した場
合には、その出力電圧Voutの増加量に応じて、制御回
路10に加えられる分圧電圧Vbが増加することとな
る。このため、上記分圧電圧Vbに基づいた制御回路1
0の回路動作によって、負荷変動に起因した出力電圧V
outの増加が補正される。
は、抵抗体13を設け、該抵抗体13によって、一次側
回路3の通電電流Ircを電圧に変換して検出する。そし
て、この検出電圧Vrcを、電圧検出用回路8によって整
流平滑された電圧Vcに重畳し、この重畳電圧V3に応
じた電圧Vbを制御回路10に加える。この第1の実施
形態例では、このような回路動作を行う構成であるた
め、上記電圧検出用回路8側から制御回路10に加えら
れる電圧Vbは負荷変動に起因した出力電圧Voutの変
動に応じて変動するものである。このことにより、上記
電圧Vbに基づいた制御回路10の回路動作によって、
負荷変動に起因した二次側回路5の出力電圧Voutの変
動を補正することができる。つまり、負荷変動に起因し
た出力電圧Voutの変動が抑制され、出力電圧Voutの安
定度を向上させることができる。
よって、二次側回路5から出力される電圧Voutが電圧
ΔVoutだけ補正されたと仮定する。この場合、その補
正量ΔVoutは下式(1)の如く表すことができる。
の出力電圧を表し、Vrcは一次側電流検出回路12の抵
抗体13に発生する電圧を表し、Vrefは制御回路10
におけるエラーアンプ24の基準電源25の直流電圧を
表す。また、Vcは電圧検出用コイルN3の電圧を整流
平滑した電圧(以下、電圧検出用コイルN3の整流平滑
電圧と記す)を表している。
なわち、二次側回路5から出力される電圧が電圧Vout
であるときに、電圧検出用コイルN3の整流平滑電圧を
Vcとする。また、抵抗体22の抵抗値をR22とし、抵
抗体23の抵抗値をR23とする。このように仮定した場
合に、上記抵抗体13が設けられていないときには上記
基準電源25の直流電圧Vrefは下式(2)が成り立つ
ように設定される。
けられている。この抵抗体13を設けることによって、
上記電圧検出用コイルN3の整流平滑電圧Vcが電圧Δ
Vcだけ変動したとする。かつ、この電圧Vcの変動に
よって、抵抗体13が設けられていない場合に比べて二
次側回路5の出力電圧Voutが電圧ΔVoutだけ補正され
たとする。このように、仮定した場合には、変動後の電
圧検出用コイルN3の整流平滑電圧(Vc+ΔVc)に
抵抗体13の電圧Vrcが重畳され、該重畳電圧が抵抗体
22,23によって分圧されて制御回路10に加えられ
る。このことから、抵抗体13が設けられている場合に
は、上記基準電源25の直流電圧Vrefは下式(3)に
より表すことができる。
し、電圧検出用コイルN3の巻回数をN3とした場合、
下式(4)が成り立つことから、式(2)〜(4)に基
づき前式(1)が導かれた。
tの補正量ΔVoutを大きくするために、上式(1)に基
づいて、抵抗体13の抵抗値Rrcや電圧検出用コイルN
3の巻回数等が設定されている。
路5の出力電圧Voutの補正量ΔVoutと、上記電圧検出
用コイルN3の整流平滑電圧Vcの変動量ΔVcとの関
係をグラフに表すと、図3のように表すことができる。
この図3から明らかな如く、図3の実線カーブLの傾き
が大きい領域(例えば図3に示す領域Z)の電圧Vcの
値を大きくすることによって、上記補正量ΔVoutを大
きくできる。このため、図3の実線カーブLの傾きが大
きい領域(例えば図3に示す領域Z)で電圧Vcの値を
大きくすることが補正に効果的である。
抗体13の電圧Vrcを大きくすることによって、図3に
示す(Vout・Vrc/Vref)の値を大きくすることがで
き、上記補正量ΔVoutを大きくできる。
は、一次側電流検出回路12を設けると共に、電圧検出
用回路8の回路定数や抵抗体13の抵抗値等を適宜設定
することによって、負荷変動に起因した二次側回路5の
出力電圧Voutの変動を精度良く補正することができ
る。このために、非常に安定的に出力電圧Voutを負荷
6に供給することができる。
た如く、上記一次側電流検出回路12を設けると共に、
制御回路10により、スイッチ素子Qのオフ期間Toff
が一次側回路3のLC共振の半周期Tr以上となる構成
をも有している。この構成によって、軽負荷時における
図10の一点鎖線に示すような二次側回路5の出力電圧
Voutの大きな変動を次に示す理由によって抑制するこ
とができる。つまり、軽負荷時であっても二次側回路5
の出力電圧Voutを安定化させることができる。
素子Qのオフ期間Toffが一次側回路3のLC共振の半
周期Tr以上となる場合に、軽負荷でなく二次側回路5
のチョークコイル16に連続モードの電流が流れている
ときには、二次コイルN2には図4の(a)に示すよう
な電圧が発生する。この場合、図4の(a)に示す斜線
領域の電圧が二次側回路5により整流平滑され、該整流
平滑された電圧が出力電圧Voutとして負荷6に出力さ
れる。
の(a)の電圧波形を持つ電圧が発生し、電圧検出用回
路8により上記図4の(a)に示す斜線領域の電圧が整
流平滑される。この整流平滑された電圧に基づいた電圧
が制御回路10に出力され、この電圧に基づいて制御回
路10が出力電圧Voutを安定化すべくスイッチ素子Q
のスイッチオン・オフ動作を制御する。
に不連続モードで電流が流れている軽負荷時には、二次
コイルN2には図4の(c)に示すような電圧が発生す
る。上記図4の(a)に示す連続モード時の電圧波形に
比べて、図4の(c)の電圧波形では領域Sが増加して
いる。この増加領域Sによって二次側回路5の出力電圧
Voutは大幅に増加することとなる。
N3にも上記図4の(c)の電圧波形を持つ電圧が発生
する。このために、電圧検出用回路8から制御回路10
に加えられる電圧も大幅に増加する。このことから、制
御回路10は出力電圧Voutの増加分を減少補正させる
方向にスイッチ素子Qのスイッチオン・オフ動作の制御
を行うことができる。このことにより、出力電圧Vout
の増加が補正され、出力電圧Voutの安定化が達成でき
る。
な上記電圧検出用コイルN3の電圧波形の領域Sは、ス
イッチ素子Qのオフ期間Toffが一次側回路3のLC共
振の半周期Tr以上でなければ発生しない。つまり、ス
イッチ素子Qのオフ期間Toffが上記一次側回路3のL
C共振の半周期Trよりも短い場合には、軽負荷時にお
いて電圧検出用コイルN3に発生する電圧の波形は、図
5の(a)に示すような波形となる。
offが上記一次側回路3のLC共振の半周期Trよりも
短い場合には、軽負荷時において、前記電圧検出用コイ
ルN3の電圧波形に図4の(c)に示すような領域Sが
発生しないために、軽負荷時における出力電圧Voutの
変動を補正することができない。
は、上記の如く、スイッチ素子Qのオフ期間Toffが一
次側回路3のLC共振の半周期Tr以上となるように構
成されている。このために、軽負荷時には、電圧検出用
コイルN3に前記図4の(c)に示すような領域Sを有
する特有な電圧波形が発生する。上記領域Sによって、
二次側回路5の出力電圧Voutの変動を補正することが
でき、出力電圧Voutの安定度を格段に向上させること
ができる。
第2の実施形態例において特徴的なことは、DC−DC
コンバータを取り巻く環境温度の変動による二次側回路
5の出力電圧Voutの変動を補正する構成を備えている
ことである。それ以外の構成は前記第1の実施形態例と
同様であり、この第2の実施形態例では、前記第1の実
施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通
部分の重複説明は省略する。
の温度の変動や、DC−DCコンバータの駆動中には該
DC−DCコンバータの各回路構成部品の発熱によっ
て、DC−DCコンバータの環境温度は変動し易い。こ
の環境温度の変動によって、DC−DCコンバータの各
回路構成部品の特性は変動する。
側回路5の整流ダイオード14と電圧検出用回路8の整
流ダイオード18との特性変動が大きい。このために、
温度変動によって二次側回路5の出力電圧Voutと、電
圧検出用コイルN3の整流平滑電圧Vcとがそれぞれ互
いに関連性無く変動する。具体的には、環境温度の上昇
に伴って、整流ダイオード14の順方向電圧が電圧ΔV
d14分低下変動し、この低下変動分に応じて二次側回路
5の出力電圧Voutが上昇する。上昇変動後の二次側回
路5の出力電圧はVout+ΔVd14となる。
18の順方向電圧は温度上昇変動によって電圧ΔVd18
分だけ低下変動する。この低下変動分に応じて上昇変動
後の電圧検出用コイルN3の整流平滑電圧はVc+ΔV
d18に上昇しようとする。
圧Voutの変動に対する対策が講じられていない場合に
は、制御回路10は上記電圧検出用コイルN3の整流平
滑電圧変動量ΔVd18を補正する方向にスイッチ素子Q
のスイッチオン・オフ動作を制御する。このため、制御
回路10の制御動作によって、二次側回路5の出力電圧
Voutは上記電圧変動量ΔVd18に応じた分(具体的に
は、二次コイルN2の巻回数をN2とし、電圧検出用コ
イルN3の巻回数をN3とした場合、電圧変動量ΔVd1
8・(N2/N3))だけ変動する。
オード14,18の順方向電圧変動によって、二次側回
路5の出力電圧Voutは、電圧変動量ΔV(ΔV=ΔVd
14−ΔVd18・(N2/N3))だけ、変動してしま
う。
電圧変動量ΔVを零にするための手段を講じて、環境温
度変動に起因した上記出力電圧Voutの変動を抑制する
ことができる構成を示す。
Voutの変動分ΔVを零にする手段は、次に示すような
回路定数条件によって異なる。その回路定数条件とは、
例えば、予め定まる上記温度変動に伴う整流ダイオード
14の順方向電圧変動量ΔVd14および整流ダイオード
18の順方向電圧変動量ΔVd18や、二次コイルN2の
巻回数N2や電圧検出用コイルN3の巻回数N3等であ
る。
よりも大きく(ΔVd14>ΔVd18)、二次コイルN2の
巻回数N2と電圧検出用コイルN3の巻回数N3が同数
(N2=N3)である場合を示す。この場合には、図6
の(a)に示すように、抵抗体22に温度補償用ダイオ
ード30を直列に接続する。この場合、温度補償用ダイ
オード30のカソード側は抵抗体22と抵抗体23と制
御回路10の入力端部aとの接続部B(以下、制御電圧
入力部Bと記す)側に向けられる。
流ダイオード14,18と同様に、温度変動によって順
方向電圧が電圧変動量ΔVd30だけ変動する。このた
め、この温度補償用ダイオード30を設けることによっ
て、温度変動に起因した二次側回路5の出力電圧Vout
の変動分ΔVは、(ΔVd14−(ΔVd18+ΔVd30)・
(N2/N3))となる。ここでは、二次コイルN2の
巻回数N2と電圧検出用コイルN3の巻回数N3が同数
(N2=N3)である。このことから、上記出力電圧V
outの変動分ΔVを補正する(零にする)ためには、温
度補償用ダイオード30として採用されるダイオードは
下式(5)の条件を満たすことができる温度特性を持つ
ものである。
によって温度補償用回路が構成されている。この温度補
賞用回路は上記温度変動に起因した出力電圧Voutの変
動分を相殺するための上記電圧ΔVd30を電圧検出用回
路8の出力電圧に加える。このことにより、温度補償す
るための電圧が制御回路10に加えられることとなる。
この温度補償用回路および制御回路10の回路動作によ
って、温度変動に起因した二次側回路5の出力電圧Vou
tの変動を精度良く補正することができ、温度変動に起
因した二次側回路5の出力電圧Voutの変動が抑制され
る。これにより、温度補償が成されて出力電圧Voutの
より一層の安定化を達成することができる。
抗体22に直列接続するのに代えて、図6の(b)に示
す如く、温度補償用ダイオード30と抵抗体31の直列
接続体を抵抗体22に並列に接続してもよい。この場合
にも上記温度補償用ダイオード30のカソード側は上記
制御電圧入力部B側に向けられる。上記温度補償用ダイ
オード30と抵抗体31とによって温度補償用回路が構
成されている。この場合にも、上記抵抗体22に温度補
償用ダイオード30を直列接続した場合と同様に、温度
変動に起因した二次側回路5の出力電圧Voutの変動を
抑制することができ、温度補償が成されて出力電圧Vou
tのより一層の安定化を達成することができる。
よりも大きく(ΔVd14>ΔVd18)、二次コイルN2の
巻回数N2が電圧検出用コイルN3の巻回数N3よりも
小さい(N2<N3)場合を示す。この場合にも、上記
同様に、図6の(a)に示す如く、抵抗体22に温度補
償用ダイオード30を直列接続するか、あるいは、図6
の(b)に示す如く、温度補償用ダイオード30と抵抗
体31の直列接続体を抵抗体22に並列接続する。
18よりも大きく(ΔVd14>ΔVd18)、二次コイルN2
の巻回数と電圧検出用コイルN3の巻回数との少なくと
も一方を適宜設定することが可能である場合を示す。こ
の場合には、二次コイルN2の巻回数N2を電圧検出用
コイルN3の巻回数N3よりも大きくする(N2>N
3)。望ましくは、下式(6)を満たすことができるよ
うに、二次コイルN2と電圧検出用コイルN3の各巻回
数N2,N3を設定する。
回路を設けなくても、温度変動に起因した二次側回路5
の出力電圧Voutの変動を抑制することができる。つま
り、温度補償するために温度補償専用の部品を設けなく
て済むこととなり、回路の部品点数の増加を防止するこ
とができる。
18よりも小さく(ΔVd14<ΔVd18)、二次コイルN2
の巻回数と電圧検出用コイルN3の巻回数との少なくと
も一方を適宜設定することが可能である場合を示す。こ
の場合には、二次コイルN2の巻回数N2を電圧検出用
コイルN3の巻回数N3よりも小さくする(N2<N
3)。望ましくは、上式(6)を満たすことができるよ
うに、二次コイルN2と電圧検出用コイルN3の各巻回
数N2,N3を設定する。この場合にも、上記したよう
な温度補償用回路を設けなくても、温度変動に起因した
二次側回路5の出力電圧Voutの変動を抑制することが
でき、回路の部品点数の増加を防止することができる。
18よりも小さく(ΔVd14<ΔVd18)、二次コイルN2
の巻回数N2が電圧検出用コイルN3の巻回数N3以上
である(N2≧N3)という条件が定められている場合
を示す。この場合には、図7の(a)に示す如く、抵抗
体23に温度補償用ダイオード30を直列に接続する。
あるいは、図7の(b)に示す如く、温度補償用ダイオ
ード30と抵抗体31との直列接続体を抵抗体23に並
列接続する。この場合には、温度補償用ダイオード30
のアノード側は上記制御電圧入力部B側に向けられる。
(a)、(b)に示す温度補償用回路を設けた場合と同
様に、温度補償用ダイオード30と制御回路10の回路
動作によって、温度変動に伴う二次側回路5の出力電圧
Voutの変動を抑制することができる。これにより、温
度補償が成されて出力電圧Voutの安定化が達成でき
る。
18と等しく(ΔVd14=ΔVd18)、二次コイルN2の巻
回数N2と電圧検出用コイルN3の巻回数N3との少な
くとも一方を適宜設定することができる場合を示す。こ
の場合には、二次コイルN2の巻回数N2と電圧検出用
コイルN3の巻回数N3とを同数とする(N2=N
3)。このように、二次コイルN2の巻回数N2と電圧
検出用コイルN3の巻回数N3とを同数にするだけで、
前記温度変動に起因した二次側回路5の出力電圧Voutの
変動量ΔV(ΔV=ΔVd14−ΔVd18・(N2/N
3))は零となる(補正される)。このことにより、温
度補償された電圧を二次側回路5から出力させることが
できる。この場合にも、温度補償専用の部品を設けなく
とも、温度補償が成されて二次側回路5の出力電圧Vou
tの安定化が達成できることから、部品点数の増加を防
止することができる。
18と等しく(ΔVd14=ΔVd18)、二次コイルN2の巻
回数N2が電圧検出用コイルN3の巻回数N3よりも大
きい(N2>N3)という条件が予め定められている場
合を示す。この場合には、前記図7の(a)に示す如
く、温度補償用ダイオード30を抵抗体23に直列に接
続する。あるいは、図7の(b)に示す如く、温度補償
用ダイオード30と抵抗体31との直列接続体を抵抗体
23に並列接続する。このような構成とすることによ
り、前述したように、温度補償が成されて出力電圧Vou
tの安定化が達成できる。
18と等しく(ΔVd14=ΔVd18)、二次コイルN2の巻
回数N2が電圧検出用コイルN3の巻回数N3よりも小
さい(N2<N3)という条件が予め定められている場
合を示す。この場合には、前記図6の(a)に示す如
く、温度補償用ダイオード30を抵抗体22に直列に接
続する。あるいは、図6の(b)に示す如く、温度補償
用ダイオード30と抵抗体31との直列接続体を抵抗体
22に並列に接続する。このような構成とすることによ
り、前述したように、温度補償が成されて出力電圧Vou
tの安定化が達成できる。
に、予め定まる上記変動量ΔVd14や変動量ΔVd18や、
二次コイルN2の巻回数N2や電圧検出用コイルN3の
巻回数N3等の回路定数の条件に応じて、温度変動に伴
う出力電圧Voutの変動分ΔVを相殺させるための手段
を講じた。このために、温度変動によって二次側回路5
の出力電圧Voutが変動するという問題を防止すること
ができる。
施形態例において特徴的な構成、つまり、負荷変動に伴
う二次側回路5の出力電圧Voutの変動を精度良く補正
するための構成をも備えている。このことから、負荷変
動に伴う出力電圧Voutの変動を精度良く補正すること
ができ、かつ、温度変動に伴う出力電圧Voutの変動を
抑制することができる。以上のことから、この第2の実
施形態例に示す構成では、二次側回路5の出力電圧Vou
tの安定度を格段に向上させることができる。
境にDC−DCコンバータが置かれる場合のように、前
記温度変動に伴う出力電圧Voutの変動の問題が小さい
場合がある。この場合には、この第2の実施形態例に示
したような温度補償するための手段が講じられていなく
ても、つまり、前記第1の実施形態例に示す構成であっ
ても、二次側回路5の出力電圧Voutを非常に精度良く
安定させることが可能である。
の第3の実施形態例において特徴的なことは、図8に示
すように、過電流保護回路35が設けられていることで
ある。それ以外の構成は前記各実施形態例の構成とほぼ
同様である。この第3の実施形態例の説明において、前
記各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、そ
の共通部分の重複説明は省略する。
に、過電流保護回路35が設けられている。この過電流
保護回路35は、一次側電流検出回路12によって検出
された一次側回路3の通電電流に基づいて、予め定めら
れた過電流保護動作を行う構成を備えている。例えば、
過電流保護回路35は、上記一次側電流検出回路12に
より検出された一次側回路3の通電電流に基づいて、回
路が過電流状態であることを検知したときには、スイッ
チ素子Qに加えられるパルス制御信号のパルス幅を大幅
に狭めさせる。これにより、スイッチ素子Qのオン期間
が非常に短くなって上記過電流保護状態を解消すること
ができることとなる。
抗体33が設けられている点で前記図1に示す電圧検出
用回路8と異なっている。この図8に示す電圧検出用回
路8のように抵抗体33が設けられている場合には、平
滑コンデンサ21の電圧が抵抗体22,23,33によ
って分圧され、該分圧電圧が制御回路10に出力され
る。
護回路35を設けたので、回路が過電流状態となった場
合に、直ちに、上記過電流保護回路35によって、その
過電流状態を解消することができる。このことによっ
て、過電流状態が継続することによって生じる、回路構
成部品の破損等の問題を防止することができる。
電流検出回路12により検出された一次側回路3の通電
電流を利用して、前述したような負荷変動に起因した出
力電圧Voutの変動を抑制するための回路動作と、上記
過電流保護動作とが両方共に行われることとなる。この
ために、過電流保護動作のために電流を検出する回路を
一次側電流検出回路12と別個に設けなくて済み、回路
の複雑化や装置の大型化を回避することができる。ま
た、電力損失の増加を抑制することができて回路効率の
悪化を防止することができる。
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、上記各実施形態例では、一次側電流検出回路は抵
抗体13により構成されていたが、例えば、抵抗体13
に代えて、カレントトランスを設け、該カレントトラン
スによって一次側電流検出回路を構成してもよい。つま
り、カレントトランスによって、一次側回路3の通電電
流を電圧に変換して検出し、該検出電圧を上記電圧検出
用コイルN3の整流平滑電圧Vcに重畳するように構成
してもよい。このような構成において、第3の実施形態
例に示した過電流保護回路が設けられている場合には、
上記カレントトランスによって検出された一次側回路3
の通電電流に基づいて、過電流保護回路は過電流保護動
作を行うこととなる。
おける出力電圧Voutの変動を補正するために、スイッ
チ素子Qのオフ期間Toffが一次側回路3のLC共振の
半周期Tr以上となるための構成を備えていた。しか
し、上記軽負荷時における出力電圧Voutの変動の問題
が小さいと想定される場合には、スイッチ素子Qのオフ
期間Toffが一次側回路3のLC共振の半周期Trより
も短くなるように構成してもよい。
変動に伴う二次側回路5の出力電圧Voutの変動を精度
良く補正するための一次側電流検出回路12と、軽負荷
時における二次側回路5の出力電圧Voutの変動を精度
良く補正するための構成(つまり、スイッチ素子Qのオ
フ期間Toffが一次側回路3のLC共振の半周期Tr以
上となるための構成)と、温度補償するための構成とが
全て設けられていた。しかし、例えば、二次側回路5に
接続される負荷6が負荷変動しないものである場合に
は、上記負荷変動に伴う二次側回路5の出力電圧Vout
の変動の問題は発生しない。このような場合には、図9
に示すように、第1の実施形態例に示したような一次側
電流検出回路12を設けなくてもよい。
うなDC−DCコンバータの回路に、軽負荷時における
二次側回路5の出力電圧Voutの変動を精度良く補正す
るための構成(つまり、スイッチ素子Qのオフ期間Tof
fが一次側回路3のLC共振の半周期Tr以上となるた
めの構成)と、上記第2の実施形態例に示したような温
度補償するための構成とを備えさせてもよい。
の出力電圧Voutの変動の問題と、軽負荷時における二
次側回路5の出力電圧Voutの変動の問題とが両方とも
小さいと想定される場合がある。この場合には、変形例
として、上記一次側電流検出回路12と、軽負荷時にお
ける問題を解消するための構成とが両方共に設けられて
いない図9に示すようなDC−DCコンバータの回路
に、上記第2の実施形態例に示したような温度補償する
ための構成を備えさせてもよい。
ルN2や電圧検出用コイルN3の電圧を整流平滑する回
路5,8は図1に示すような回路構成であった。しか
し、それら回路5,8の構成は、コイルN2,N3の電
圧を整流平滑することができる構成であれば、図1に示
す形態に限定されるものではなく、例えば、図10に示
すような回路構成でもよい。また、整流ダイオード1
4,15,18,19に代えて、MOS−FET等の同
期整流器を設けてもよい。
用回路8から出力される電圧に基づき、二次側回路5の
出力電圧Voutを安定化するためのパルス制御信号をス
イッチ素子Qに加える構成を備えていればよく、図1の
回路構成に限定されるものではない。
ドコンバータを例にして説明したが、この発明は、フラ
イバックコンバータにも適用することができる。さら
に、この発明は、DC−DCコンバータだけでなく、A
C−DCコンバータにも応用することが可能である。
が設けられ、該一次側電流検出回路によって、二次側回
路の通電電流に応じた一次側回路の通電電流が電圧に変
換されて検出され、該検出電圧が電圧検出用回路の出力
電圧に重畳される。このような構成を備えたので、電圧
検出用回路側から制御回路に加えられる電圧は、負荷変
動に伴った二次側回路の出力電圧の変動に応じて変動す
ることとなる。このため、制御回路の回路動作によっ
て、負荷変動による出力電圧の変動が補正される。この
ことから、トランスの電圧検出用コイルを用いて二次側
回路の出力電圧を間接的に検出する方式を採用している
ものにおいても、負荷変動の悪影響を受けずに出力電圧
の安定化を達成することができ、出力電圧の安定度を向
上させることができる。
以上のオフ期間を持つパルス制御信号をスイッチ素子に
加える構成を備えているものにあっては、二次側回路の
チョークコイルに不連続モードの電流が流れる軽負荷時
において、軽負荷時に特有な電圧波形を電圧検出用コイ
ルに発生させることができる。この電圧検出用コイルの
電圧が整流平滑され該整流平滑された電圧に基づいた電
圧が制御回路に加えられる。このため、その電圧検出用
コイルの電圧に応じた電圧に基づいた制御回路の回路動
作によって、二次側回路の出力電圧の安定化制御が成さ
れる。このように、軽負荷時における二次側回路の出力
電圧の変動を抑制することが可能である。
っては、その温度補償用回路によって、温度変動に伴う
二次側回路の出力電圧の変動分を相殺するための電圧が
制御回路に加えられることとなる。つまり、電圧検出用
回路側から制御回路に加えられる電圧は温度変動に伴う
二次側回路の出力電圧の変動に応じて変動することとな
る。このために、制御回路の回路動作によって、温度変
動による二次側回路の出力電圧の変動を抑制することが
可能である。
用コイルの巻回数とを同数としたものにあっては、電圧
検出用コイルには二次コイルに発生する電圧と等しい電
圧が発生することとなる。このことにより、温度変動に
伴う二次側回路の出力電圧の変動分と、温度変動に伴う
電圧検出用回路の出力電圧の変動分とが等しい場合に
は、二次コイルの巻回数と電圧検出用コイルの巻回数と
を同数にするだけで、温度変動に起因した二次側回路の
出力電圧の変動を抑制することができる。つまり、温度
補償専用の部品を設けなくても出力電圧の温度補償が成
される。このことから、部品点数を増加することなく、
温度変動に起因した二次側回路の出力電圧の変動を抑制
することができる。
っては、回路が過電流状態となったときに、直ちに、過
電流保護回路の過電流保護動作によって、過電流状態を
解消することができる。このことにより、回路構成部品
の破損等の、過電流状態に起因した問題を防止すること
ができる。また、この発明では、一次側電流検出回路に
よって検出された一次側回路の通電電流に基づいて、前
記負荷変動に起因した出力電圧の変動を抑制するための
回路動作と、上記過電流保護動作とを共に行わせること
ができる。このために、上記一次側電流検出回路とは別
個の過電流保護動作用の電流検出回路を設けなくて済
み、回路の複雑化および装置の大型化を回避することが
できる。また、電力損失の増加を抑制することができて
回路効率の悪化を防止することができる。
れているものにあっては、部品点数の増加、および、装
置の大型化を抑制しつつ、上記のような優れた効果を奏
することができる。
検出回路の回路動作例を示すための回路図である。
ΔVoutと、電流検出用回路の出力電圧Vcとの関係を
示すグラフである。
のLC共振の半周期Tr以上である場合における電圧検
出用コイルN3の電圧波形の一例をパルス制御信号と共
に示す波形図である。
のLC共振の半周期Trよりも短い場合における電圧検
出用コイルN3の電圧波形の一例をパルス制御信号と共
に示す波形図である。
る。
示す回路図である。
との関係例を示すグラフである。
Claims (5)
- 【請求項1】 スイッチ素子のオン・オフ動作によりト
ランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力
する一次側回路と、上記二次コイルから出力される電圧
を整流平滑して直流の電圧を出力する二次側回路と、ト
ランスに設けられた電圧検出用コイルから出力される電
圧を整流平滑し上記二次側回路から出力される電圧の検
出電圧として出力する電圧検出用回路と、該電圧検出用
回路から出力される電圧に基づいて上記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号をスイ
ッチ素子に加える制御回路とが設けられているDC−D
Cコンバータにおいて、上記二次側回路を流れる電流に
応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出
する一次側電流検出回路を設け、該一次側電流検出回路
から出力される検出電圧を上記電圧検出用回路から出力
される電圧に重量して上記二次側回路の通電電流の変動
に起因した二次側回路の出力電圧の変動分を補正するも
のであって、上記二次側回路および電圧検出用回路の整
流部分には共に温度変動によって順方向電圧が変動する
整流ダイオードを用いており、また、上記電圧検出用回
路は、温度変動によって順方向電圧が変動する温度補償
用ダイオードを用いた温度補償回路を備えて、温度変動
に伴う二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量
を上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧変
動量と上記温度補償回路による電圧変動量とで相殺する
電圧を制御回路に加えることを特徴とするDC−DCコ
ンバータ。 - 【請求項2】 スイッチ素子のオン・オフ動作によりト
ランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力
する一次側回路と、上記二次コイルから出力される電圧
を整流平滑して直流の電圧を出力する二次側回路と、ト
ランスに設けられた電圧検出用コイルから出力される電
圧を整流平滑し上記二次側回路から出力される電圧の検
出電圧として出力する電圧検出用回路と、該電圧検出用
回路から出力される電圧に基づいて上記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号をスイ
ッチ素子に加える制御回路とが設けられているDC−D
Cコンバータにおいて、上記二次側回路を流れる電流に
応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出
する一次側電流検出回路を設け、該一次側電流検出回路
から出力される検出電圧を上記電圧検出用回路から出力
される電圧に重量 して上記二次側回路の通電電流の変動
に起因した二次側回路の出力電圧の変動分を補正するも
のであって、上記二次側回路および電圧検出用回路の整
流部分には共に温度変動によって順方向電圧が変動する
整流ダイオードを用いており、温度変動に伴う上記二次
側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量と上記電圧
検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量との比
をトランスの二次コイルの巻回数と電圧検出用コイルの
巻回数との比と同じに設定して、上記電圧検出用回路か
ら温度変動による二次側回路の出力電圧の変動分を相殺
する電圧を制御回路に加えることを特徴とするDC−D
Cコンバータ。 - 【請求項3】 スイッチ素子のオン・オフ動作によりト
ランスの一次コイルのエネルギーを二次コイル側に出力
する一次側回路と、上記二次コイルから出力される電圧
を整流平滑して直流の電圧を出力する二次側回路と、ト
ランスに設けられた電圧検出用コイルから出力される電
圧を整流平滑し上記二次側回路から出力される電圧の検
出電圧として出力する電圧検出用回路と、該電圧検出用
回路から出力される電圧に基づいて上記スイッチ素子の
オン・オフ動作を制御するためのパルス制御信号をスイ
ッチ素子に加える制御回路とが設けられているDC−D
Cコンバータにおいて、上記二次側回路を流れる電流に
応じた上記一次側回路の通電電流を電圧に変換して検出
する一次側電流検出回路を設け、該一次側電流検出回路
から出力される検出電圧を上記電圧検出用回路から出力
される電圧に重量して上記二次側回路の通電電流の変動
に起因した二次側回路の出力電圧の変動分を補正するも
のであって、上記二次側回路および電圧検出用回路の整
流部分には共に温度変動によって順方向電圧が変動する
整流ダイオードを用いており、温度変動に伴う上記二次
側回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量が上記電圧
検出用回路の整流ダイオードの順方向電圧変動量よりも
大きいときにはトランスの二次コイルの巻回数を電圧検
出用コイルの巻回数よりも多く設定し、また、温度変動
に伴う上記二次側回路の整流ダイオードの順方向電圧変
動量が上記電圧検出用回路の整流ダイオードの順方向電
圧変動量よりも小さいときにはトランスの二次コイルの
巻回数を電圧検出用コイルの巻回数よりも少なく設定し
て、上記電圧検出用回路から温度変動による二次側回路
の出力電圧の変動分を相殺する電圧を制御回路に加える
ことを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 【請求項4】 一次側電流検出回路によって検出された
一次側回路の通電電流に基づいて過電流保護動作を行う
過電流保護回路が設けられていることを特徴とする請求
項1乃至請求項3の何れか1つに記載のDC−DCコン
バータ。 - 【請求項5】 一次側電流検出回路は、一次側回路の通
電電流の経路上に介設された抵抗体により構成されてい
ることを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れか1つ
に記載のDC−DCコンバータ。
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