KR950007463B1 - 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로 - Google Patents

스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로 Download PDF

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Abstract

내용 없음.

Description

스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로
제1도는 종래의 레벨 쉬프트회로도.
제2도는 제1도의 동작파형도.
제3도는 일반적인 스위칭모드 전원공급장치의 블럭구성도.
제4도는 종래의 일예의 전류검출회로도.
제5도는 제4도의 각 부분의 동작파형도.
제6도는 종래의 다른 예의 전류검출회로도.
제7도는 제6도의 각 부분의 동작파형도.
제8도는 본 발명에 적용되는 레벨 쉬프트회로의 일실시예의 회로도.
제9도는 본 발명에 따른 제8도의 동작파형도.
제10도는 본 발명에 적용되는 레벨 쉬프트회로의 다른 실시예의 회로도.
제11도는 본 발명에 따른 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로도.
제12도는 본 발명에 따른 제11도의 각 부분의 동작파형도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
16 : 스위칭제어부 18 : 스위칭부
60,72 : 캐패시터 62,64,70,74,76 : 저항
66 : 다이오드 80 : 전류검출회로
본 발명은 스위칭모드 전원공급장치(Switching Mode Power Supply ; 이하 "SMPS"라 함)에 관한 것으로, 특히 SMPS의 과전류상태를 검출하는 회로에 관한 것이다.
일반적으로 각종 센서, 감시장치, 신호발생회로, 레벨검출회로등의 신호원( signal source)으로부터 발생된 신호를 처리하는 회로나 장치에서는 상기 발생된 신호에 대해 각각 요구되는 레벨이 다르게 되어 있다. 이에따라 제1도로서 도시한 바와 같은 레벨 쉬프트(level shift)회로로서 신호의 레벨을 상기 회로나 장치에서 요구되는 레벨만큼 쉬프트시켜 왔다. 상기 제1도에서 트랜지스터(2)의 콜렉터단자는 전원전압 Vcc측에 접속되고 베이스단자는 신호원으로부터 발생된 신호 Vs측에 접속되며, 상기 트랜지스터(2)에 에미터단자는 직력접속된 저항(4,6)을 통해 접지되며, 상기 저항(4,6)의 접속점에서 출력신호 Vo를 얻어내도록 구성되어 있다. 상기 트랜지스터(2)의 베이스단자에 제2도(a)와 같은 신호 Vs가 인가되면, 트랜지스터(2)는 신호 Vs를 전력증폭한다. 이때 저항(4,6)의 접속점에서는 전원전압 Vcc이 분압된 쉬프트 레벨에 상기 증폭된 신호가 실려 제2도(b)와 같이 레벨 쉬프트된 신호 Vo로서 나타나게 된다. 이에따라 신호 Vs가 미리 설정된 설정전압레벨 VSET만큼 쉬프트되게 된다.
상기한 바와 같은 종래의 레벨 쉬프트회로는 트랜지스터를 이용함에 따라 다음과 같은 문제점이 발생하여 왔다. 첫번째로 쉬프트 레벨이 큰 신호를 필요로 할때는 소신호전류증폭을 hfo가 큰 트랜지스터를 사용하여야 하는데, 이럴 경우 노이즈 레벨도 함께 증가함으로써 오동작을 발생시킴에 따라 오동작을 방지하기 위한 별도의 회로를 필요로 하게 되고, 두번째로 신호의 레벨이 아주 낮을 경우에는 트랜지스터가 차단영역(cut－off region)에 있게 됨으로써 동작을 하지 않게 되며, 세번째로 트랜지스터의 각종 동작특성에 기인한 왜곡(distortion)이 발생되어 왔다.
한편 각종 전기ㆍ전자기기의 전원공급장치로서 널리 사용되고 있는 SMPS에 있어서도 신호의 전달을 필요로 하는데, 이를 상세히 설명하면 다음과 같다. 제3도는 다출력 SMPS의 예를 들어 보인 것으로서, 상기 제3도를 참조하여 본 발명을 이해하는데 유용한 개략적인 동작을 설명한다. 입력정류회로(12)는 교류전원 입력부(10)를 입력되는 교류전원을 정류하여 트랜스포머(14)와 스위칭제어부(16)에 인가한다. 통상적으로 상기 스위칭제어부(16)는 미합중국의 UNITRODE사의 PWM제어기인 UC1842와 같은 원칩(one chip) IC가 사용된다. 상기 스위칭제어부(16)는 입력정류회로(12)로부터 인가되는 직류전원에 의해 동작하여 미리 설정된 주파수를 가지는 펄스폭변조(Pulse Width Modulation : 이하 "PWM"이라함)신호를 발생한다. 상기 트랜스포머(14)의 1차측과 스위칭제어부(16) 사이에 접속되어 있는 스위칭부(18)는 트랜스포머(14)의 1차측에 인가되고 있는 직류전원을 상기 PWM신호에 의해 단속함으로써 트랜스포머(14)의 2차측에 유기시킨다. 상기 유기된 전원은 제1,제2출력정류회로(22,24)에서 정류 및 평활된후 각각 제1,제2직류전원출력부(26,28)를 통하여 부하에 공급된다. 절연부(30)와 궤환(feed back)회로(32)는 제2직류전원출력부(28)의 출력전원전압을 스위칭제어부(16)에 궤환시킨다. 이에따라 스위칭제어부(16)는 궤환전압의 상태에 따라 PWM신호의 듀티(duty)를 변화시킴으로써 출력전원을 안정시킨다.
그리고 전류검출회로(20)는 스위칭부(18)를 통하여 흐르는 1차측의 전류상태를 검출하여 스위칭제어부(16)에 인가한다. 이때 입력전원의 이상이나 부하 또는 SMPS 자체의 이상으로 인해 규정치 이상의 과전류가 흐르는 것이 검출되면, 스위칭제어부(16)는 셧다운(shut down)되어 PWM신호를 발생하는 것을 중단함으로써 부하 또는 SPMS를 과전류로부터 보호한다.
제4도는 상기한 바와 같이 1차측의 전류상태를 검출하는 종래의 전류검출회로도로서, 스위칭제어부(16)와 스위칭부(18)와 전류검출회로(20)와 라인 101－104는 각각 상기 제3도의 해당부분과 대응한다. 스위칭제어부(16)는 전술한 바와 같은 PWM제어기로서 구성한 것이다. 스위칭부(18)에서 전계효과트랜지스터(이하 FET라 함)(36)는 스위칭제어부(16)의 출력단자(OUTPUT)로부터 제5도(A)와 같이 출력되는 PWM신호에 의해 1차측전원을 단속한다. 상기 FET(36)에 의해 트랜스포머(14)의 1차측인 라인 101에서 제5도(B)와 같은 전압파형이 나타난다. 저항(32,34)은 스위칭제어부(16)의 출력단자(OUTPUT)롸 FET(36)의 게이트단자 사이에 접속되어 FET(36)의 온/오프시간을 적절하게 설정한다. 전류검출회로(20)의 저항(42)은 전류검출저항으로서 FET(36)를 통해 흐르는 전류를 제한하는 동시에 전류의 양에 대응하는 레벨의 전압을 라인 103에 발생한다. 상기 발생된 전압은 제5도(C)와 파형으로 나타나며, 저항(40)을 통해 제5도(D)와 같은 파형의 전류검출전압으로서 스위칭제어부( 16)의 전류검출단자(ISENSE)에 인가된다.
통상적으로 스위칭제어부(16)가 과전류상태를 검지하고 셧다운되는 셧다운 전압은 1V로 설정되어 있으며, 이에따라 과전류상태로 판정하기 위한 최대전류 ISmax에 따른 전류검출저항값 RS은 하기 (1)식과 같이 결정된다.
[수학식 1]
그러므로 FET(36)를 통한 전류가 증가함에 따라 저항(40)을 통해 스위칭제어부(16)의 전류검출단자(ISENSE)에 인가되는 전류검출전압이 1V에 도달하면 셧다운된다. 이때 저항(42)에서는 FET(36)를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전력이 소비됨으로써 열손실이 발생한다. 예를 들어 전류검출전압 1V가 되는 최대전류 ISmax＝15A, PWM신호의 듀티 D＝0.8, 저항(42)의 저항값 R42＝65mΩ일때의 소비전력 Pt는 하기 (2)식과 같이된다.
[수학식 2]
Pt＝I2×R×t＝ISmax1×R42×D＝152×(65×10－3)×0.8＝11.7W……(2)
즉, 전류검출전압 1V를 얻기 위해서는 11.7W만큼의 손실이 발생한다. 이에 따라 15A정도의 대전류 검출시에는 과도한 열손실이 발생함으로써 별도의 방열 처리가 요구될뿐만 아니라 열손실이 발생하는 만큼 SMPS의 효율이 저하되는 문제점이 있었다. 또한 저항(42)은 상기 11.7W의 전력을 소비하는데 충분한 와트 수 정격 즉, 정격 전력을 가지는 저항을 사용해야만 함으로써 공간을 많이 차지 하며 원가상승을 초래하는 문제점이 있었다.
이에 따라 상기 저항(42) 대신에 제6도와 같이 자기(magnetic)소자로서 전류를 검출하는 트랜스포머(troidal core transformer)(44)로서 구성한 전류검출회로를 사용하여 왔다. 상기 제6도에서 스위칭제어부(16)와 스위칭부(18)와 전류검출회로 (20)와 라인 101－104는 각각 상기 제3도 및 제4도의 해당부분과 대응된다. 그리고 스위칭부(18)는 전술한 바와 같이 스위칭제어부(16)로부터 제7도(A)와 같이 출력되는 PWM신호에 의해 1차측전원을 단속한다. 그러면 라인 101에는 제7도(B)와 같은 전압파형이 나타난다. 저항(46)은 트랜스포머(44)의 2차측에 유기되는 자화전류의 양에 대응하는 전압을 라인 105에 제7도(C)와 같은 파형으로 발생한다. 상기 라인 105의 전압은 다시 다이오드(48)를 거쳐 제7도(D)와 같이 부(negative)의 전압이 제거되어 라인 106에 나타나며, 저항(52)을 통해 제7도(E)와 같은 파형의 전류검출전압으로서 스위칭제어부(16)의 전류검출단자(ISENSE)에 인가된다. 저항(50)은 라인 106상의 전압을 안정화시킨다.
이때 저항(46)에서도 스위칭부(18)를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전력이 소비됨으로써 열손실이 발생한다. 예를 들어 전류검출전압 1V가 되는 최대자화전류 ISmax＝150mA, 저항(46)의 저항값 R46＝15Ω일때의 라인 105상의 최대전압 V105는 하기 (3)식과 같이 된다.
[수학식 3]
V105＝150×10―3×10＝2.25V………………………………………………(3)
그러므로 PWM신호의 듀티 D＝0.8일때 저항(46)에서 소비되는 소비전력 Pt는 하기 (4)식과 같이 된다.
[수학식 4]
Pt＝I2×R×t＝ISmax2×R46×D＝(150×10－3)1×15×0.8＝270mW……(4)
즉, 전류검출전압 1V를 얻기 위해서는 상기 제4도의 회로에 비해서 대폭적으로 감소된 270mW만큼의 손실이 발생한다. 그러나 자기소자를 사용함에 따라 다음과 같은 문제점이 발생한다. 첫번째로 제품의 제조과정에서 공정수가 추가되고 자동부품삽입장치(auto insert machine)를 사용하는 것이 불가능해진다. 두번째로 자기소자의 설계시 자기코어(magnetic core)의 포화(saturation)를 고려해야함에 따라 구현이 곤란하게 된다.
상기한 바와 같이 SMPS에 있어서 종래의 전류검출회로는 전류상태를 검출하기 위해 저항소자 또는 자기소자를 사용함에 따라 상기한 문제점들이 발생할뿐만 아니라 전류검출전압의 전달과정에서도 대전류에 대한 노이즈 레벨이 그대로 전류검출전압으로 전달됨에 따라 기기의 오동작의 요인이 되는 문제점이 있었다.
따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점들을 해결할 수 있는 SMPS의 전류검출회로를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 대전류 검출을 소신호만으로 제어하여 열손실을 최소화할 수 있는 SMPS의 전류검출회로를 제공함에 있다.
본 발명의 또다른 목적은 큰 정격전력의 저항소자나 자기소자의 사용을 하지 않고서도 전류를 검출할 수 있는 SMPS의 전류검출회로를 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 트랜스포머의 1차측에 인가되는 비안정화전원을 펄스 스위칭에 의해 안정화전원으로 변환하여 2차측으로 출력하는 스위칭수단과, 상기 1차측에 흐르는 전류의 레벨에 대응하는 레벨의 전압을 발생하는 전류검출수단과, 상기 스위칭수단이 스위칭을 제어하며 소정의 전류검출수단에 의해 상기 1차측에 규정치보다 높은 과전류가 흐르는 것을 감지하여 상기 스위칭수단의 스위칭동작을 차단하는 스위칭제어수단과, 상기 전류검출수단에 의해 발생된 전압 레벨을 상기 스위칭제어수단의 셧다운 전압에 근접하게 미리 설정한 쉬프트 레벨만큼 쉬프트시켜 상기 스위칭제어수단에 상기 전류검출전압으로서 인가하는 레벨 쉬프트수단과, 상기 전류검출수단과 상기 레벨 쉬프트수단 사이에 접속되며 상기 설정된 쉬프트 레벨이 상기 전류검출수단에 인가되는 것을 방지하는 신호결합수단을 구비하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
제8도는 본 발명에 적용되는 레벨 쉬프트회로의 일실시예의 회로도를 보인 것으로, 전원전압 Vcc측과 접지 사이에 저항(62,64)이 직렬 접속되어 상기 전원전압 Vcc를 일정 분압한다. 그리고 신호원의 신호 Vs측과 상기 저항(62,64)의 접속점 사이에는 용량성소자인 캐패시터(60)가 접속되어 상기 신호 Vs측과 저항(62,64)사이를 직류적으로 차단한다. 상기 저항(62,64)의 접속점에서 출력신호 Vo를 얻는다.
상기 제8도의 동작예를 제9도의 동작파형도를 참조하여 설명하면 다음과 같다. 신호원으로부터 발생된 신호 Vs가 제9도(a)와 같다고 가정하면, 상기 신호 Vs는 캐패시터(60)를 거쳐 저항(62,64)에 의해 설정되는 쉬프트 레벨만큼 쉬프트되어 제9도(b)와 같이 레벨 쉬프트된 신호 Vo로 나타난다. 즉, 신호 Vs가 설정된 설정전압레벨 VSET까지 쉬프트되게 된다. 상기 쉬프트 레벨 VSET은 저항(62,64)의 저항값 R62,R64에 따라 하기 (5)식과 같이 설정된다.
[수학식 5]
그리고 상기 레벨 쉬프트된 출력신호 Vo는 하기 (6)식과 같이 된다.
[수학식 6]
그러므로 출력신호 Vo가 전원전압 Vcc와 같거나 작은 번위에서는 저항(62,64)의 저항값을 조정함으로써 원하는 레벨까지 미세한 단계로 신호 Vs의 벨을 쉬프트시킬 수 있게 된다.
상기한 바와 같이 제8도의 회로는 신호원으로부터 발생된 신호 Vs 자체의 레벨을 증폭하지 않고 그대로 직류 레벨만을 쉬프트시킴에 따라 신호의 왜곡이나 노이즈 레벨이 증가하는 것을 방지함으로써 기기의 오동작을 방지할 수 있게 된다. 또한 아주 작은 레벨의 신호 Vs도 레벨 쉬프트시킬 수 있게 된다.
여기서 캐패시터(60)는 신호원 측과 저항(62,64)간을 직류적으로 차단시킴으로써 쉬프트 레벨전압이 신호원으로 인가되는 것을 방지한다.
제10도는 본 발명에 적용되는 레벨 쉬프트회로의 다른 실시예의 회로도로서, 상기 제8도에서 캐패시터(60)를 직류차단소자인 다이오드(66)로 대치한 예이다. 그러므로 저항(62,64)은 상기 제8도에서와 동일하며, 신호원의 신호 Vs측으로부터 저항( 62,64)의 접속점에 순방향으로 접속되어 있다. 이에따라 다이오드(66)는 신호원측과 저항(62,64) 사이를 직류적으로 차단시킴으로써 상기 쉬프트 레벨전압이 상기 신호원측으로 인가되는 것을 방지한다.
이제 상기 제8도의 레벨 쉬프트회로를 전술한 제3도의 SMPW의 전류검출회로 (20)에 적용한 본 발명에 따른 SMPS의 전류검출회로의 회로도를 보이면, 제11도와 같다. 상기 제11도에서 스위칭부(18)와 접지 사이에 저항(70)이 접속된다. 상기 저항(70)은 전류검출저항으로서 스위칭부(18)를 통해 흐르는 전류의 양에 대응하는 레벨의 전압을 발생한다. 캐패시터(72)는 스위칭부(18) 및 저항(70)의 접속함과 저항(74,76)의 접속점 사이에 접속되어 스위칭부(18) 및 저항(70)의 접속점과 저항(74,76)의 접속점 사이를 직류적으로 차단한다. 상기 저항(74,76)은 스위칭제어부(16)의 기준전압단자(Vref)와 접지 사이에 직렬 접속되어 스위칭제어부(16)로부터 발생되는 기준전압을 일정 분압하여 쉬프트 레벨을 설정한다. 또한 상기 저항(74,76)의 접속점은 상기 캐패시터(72)와 상기 스위칭제어부(16)의 전류검출단자(ISENSE)에 접속되어 있다. 여기서 상기 캐패시터(72)와 저항(74,76)으로 구성된 레벨 쉬프트회로( 78)는 전술한 제8도의 레벨 쉬프트회로에 대응된다. 상기 스위칭제어부(16)와 스위칭부(18)와 전류검출회로(80)와 라인 101－104는 각각 전술한 제3도, 제4도의 해당부분과 대응된다.
상기 제11도에서는 종래와 달리 저항(70)의 저항값을 아주 작은 값으로 설정함으로써 작은 전압레벨이 라인 103에 발생되도록 하고, 발생된 전압레벨은 캐패시터(72)를 거쳐 상기 쉬프트 레벨만큼 쉬프트시킨후 전류검출전압으로서 스위칭제어부(16)의 전류검출단자(ISENSE)에 인가한다.
한편 스위칭제어부(16)의 기준전압단자(Vref)에서는 통상적으로 5.1V(±1%)의 기준전압 Vref가 발생된다. 그러므로 스위칭제어부(16)의 셧다운 전압이 전술한 바와 같이 1.0V로 설정되어 있다고 가정하면, 예를 들어 상기 쉬프트 레벨을 0.95V로 설정한다. 이와 같은 상태에서 저항(70)에서 발생되는 라인 103의 전류검출전압이 0.5V에 도달하면, 캐패시터(72)를 거쳐 상기 쉬프트 레벨 0.95V만큼 쉬프트됨으로써 1.0V가 되어 스위칭제어부(16)의 전류검출단자(ISENSE)에 인가된다. 이에따라 스위칭제어부(16)가 과전류상태를 검지하고 셧다운되어 PWM신호를 발생하는 것을 중단함으로써 부하 또는 SMPS를 과전류로부터 보호한다. 여기서 스위칭제어부(16)에서 출력되는 PWM신호가 제12도(a)와 같다고 할때 라인 101에는 제12도(b)와 같은 전압파형이 나타나고, 라인 103에는 저항(70)에 의해 제12도(c)와 같은 전압파형이 나타난다. 상기 라인 103의 전압은 상기 쉬프트 레벨만큼 쉬프트되어 제12도(d)와 같은 전류검출전압으로서 라인 104에 나타난다.
이때 전류검출전압 1V가 되는 최대전류 ISmax를 전술한 제4도의 회로도에서와 같이 15A로 설정한다고 가정하면, 저항(70)의 저항값 R70은 50mV/15A＝3.3mΩ으로 결정하면 된다. 상기와 같은 상태에서 전술한 바와 같이 PWM신호의 듀티 D＝0.8일때 저항(70)의 소비전력 Pt는 하기 (7)식과 같다.
[수학식 7]
Pt＝I2×R×t＝ISmax2×R70×D＝152×(3.3×10－3)×0.8＝0.6W………(7)
즉, 전류검출전압 1V를 얻기 위해서는 0.6W만큼의 손실이 발생함으로써 전술한 제4도의 회로에 비해서 대폭적으로 손실이 감소된다.
따라서 대전류 검출을 소신호만으로 제어하여 대전류 검출시에도 열손실을 최소화함으로써 SMPS의 효율을 높일 수 있게 되고, 정격전력의 저항소자나 자기소자의 사용을 하지 않고서도 전류를 검출할 수 있게 된다.
상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 여러가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시할 수 있다. 특히 제8도에서는 두개의 저항(62,64)만을 사용하여 쉬프트 레벨을 설정하는 예를 들었으나 다수개의 저항으로서 전원전압 Vcc를 분압하여 쉬프트 레벨을 설정할 수도 있고, 가변저항을 사용하여 필요시마다 다르게 설정할 수도 있을 것이다. 마찬가지로 제8도의 캐패시터(60)와 제10도의 다이오드(66)도 하나만을 사용하는 예를 들었으나 필요에 따라 다수개를 사용할 수도 있을 것이고, 다른 용량성소자나 일방향의 직류차단수단을 사용할 수도 있다. 또한 제11도에서는 스위칭제어부(16)의 기준전압으로부터 쉬프트 레벨을 설정하는 예를 들었으나 제8도와 같이 전원전압을 분압하여 설정하여도 되고, 제8도의 레벨 쉬프트회로 대신에 제10도의 레벨 쉬프트회로를 사용하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 따라서 발명의 범위는 설명된 실시예에 의하여 정할 것이 아니고 특허 청구의 범위와 특허 청구의 범위의 균등한 것에 의해 정하여져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 대전류 검출시에도 열손실을 최소화함으로써 SMPS의 효율을 높일 수 있게 되고, 전격전력의 저항소자나 자기소자의 사용을 하지 않음에 따라 기기의 소형화 및 원가의 절감을 실현할 수 있는 잇점이 있다.

Claims (13)

  1. 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로에 있어서, 트랜스포머이 1차츠에 인가되는 비안정화전원을 펄스 스위칭에 의해 안정화전원으로 변환하여 2차측으로 출력하는 스위칭수단과, 상기 1차측에 흐르는 전류의 양에 대응하는 레벨의 전압을 발생하는 전류검출수단과, 상기 스위칭수단의 스위칭을 제어하며 소정의 전류검출전압에 의해 상기 1차측에 규정치보다 높은 과전류가 흐르는 것을 감지하여 상기 스위칭수단의 스위칭동작을 차단하는 스위칭제어수단과, 상기 전류검출수단에 의해 발생된 전압 레벨을 상기 스위칭제어수단의 셧다운 전압에 근접하게 미리 설정한 쉬프트 레벨만큼 쉬프트시켜 상기 스위칭제어수단에 상기 전류검출전압으로서 인가하는 레벨 쉬프트수단과, 상기 전류검출수단과 상기 레벨 쉬프트수단 사이에 접속되며 상기 설정된 쉬프트 레벨이 상기 전류검출수단에 인가되는 것을 방지하는 신호결합수단으로 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 신호결합수단이 상기 전류검출수단과 상기 레벨 쉬프트수단 사이에 직렬 접속되는 적어도 하나 이상의 용량성소자인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  3. 제2항에 있어서, 상기 용량성소자가 캐패시터인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 신호결합수단이 상기 전류검출수단으로부터 상기 레벨 쉬프트수단에 순방향으로 접속되는 적어도 하나 이상의 다이오드인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  5. 제1항 또는 제4항에 있어서, 상기 레벨 쉬프트수단이 전원전압을 일정분압하는 적어도 두개 이상의 저항소자로 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 저항소자중 적어도 하나는 가변저항소자인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  7. 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로에 있어서, 트랜스포머의 1차측에 인가되는 비안정화전원을 펄스 스위칭에 의해 안정화전원으로 변환하여 2차측으로 출력하는 스위칭수단과, 상기 1차측에 흐르는 전류의 양에 대응하는 레벨의 전압을 발생하는 전류검출수단과, 상기 스위칭수단의 스위칭을 제어하며 소정의 전류검출전압에 의해 상기 1차측에 규정치보다 높은 과전류가 흐르는 것을 감지하여 상기 스위칭수단의 스위칭동작을 차단하는 스위칭제어수단과, 스위칭제어수단으로부터 발생되는 기준전압을 일정 분압하여 상기 스위칭제어수단의 셧다운 전압에 근접하게 쉬프트 레벨을 설정하며 상기 전류검출수단에 의해 발생된 전압 레벨을 상기 설정한 쉬프트 레벨만큼 쉬프트시켜 상기 스위칭제어수단에 상기 전류검출전압으로서 인가하는 레벨 쉬프트수단과, 상기 전류검출수단과 상기 레벨 쉬프트수단 사이에 접속되며 상기 설정된 쉬프트 레벨이 상기 전류검출수단에 인가되는 것을 방지하는 신호결합수단으로 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  8. 제7항에 있어서, 상기 신호결합수단이 상기 전류검출수단과 상기 레벨 쉬프트수단 사이를 직류적으로 차단시키는 적어도 하나 이상의 직류차단소자인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  9. 제8항에 있어서, 상기 직류차단소자가 캐패시터인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  10. 제7항에 있어서, 상기 신호결합수단이 상기 전류검출수단으로 상기 쉬프트 레벨이 인가되는 것을 차단하는 적어도 하나 이상의 역전압 차단소자인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  11. 제10항에 있어서, 상기 역전압 차단소자가 상기 전류검출수단으로부터 상기 레벨 쉬프트수단에 순방향으로 접속되는 다이오드인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  12. 제7항 내지 제11항중 어느 하나의 항에 있어서, 상기 레벨 쉬프트수단이 상기 스위칭제어수단의 기준전압측과 접지사이에 직렬 접속되는 적어도 두개 이상의 저항소자로 구성하는 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
  13. 제12항에 있어서, 상기 저항소자중 적어도 하나는 가변저항소자인 것을 특징으로 하는 스위칭모드 전원공급장치의 전류검출회로.
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