JPH08289468A - 並列運転用直流電源 - Google Patents
並列運転用直流電源Info
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- JPH08289468A JPH08289468A JP7085727A JP8572795A JPH08289468A JP H08289468 A JPH08289468 A JP H08289468A JP 7085727 A JP7085727 A JP 7085727A JP 8572795 A JP8572795 A JP 8572795A JP H08289468 A JPH08289468 A JP H08289468A
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- circuit
- output voltage
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 瞬断を確実に防止するとともにパワーロスを
なくし出力精度を向上できる並列運転用直流電源を提供
する。 【構成】 直流を出力する直流出力回路３と、この直流
出力回路３の出力電圧を検出する出力電圧検出回路５
と、検出された出力電圧の基準電圧に対する誤差を検出
する出力電圧誤差検出回路６と、検出された誤差に基づ
いて出力電圧を制御する出力電圧制御回路４とを有した
直流電源を共通の負荷に対して直接に並列接続してなる
並列運転用直流電源において、負荷に流れる電流を検出
する負荷電流検出回路７と前記基準電圧を制御する基準
電圧制御回路８を設け、基準電圧制御回路８が検出され
た負荷電流の増大につれて基準電圧を下げることにより
出力電圧制御回路４は出力電圧を小さく制御する。
なくし出力精度を向上できる並列運転用直流電源を提供
する。 【構成】 直流を出力する直流出力回路３と、この直流
出力回路３の出力電圧を検出する出力電圧検出回路５
と、検出された出力電圧の基準電圧に対する誤差を検出
する出力電圧誤差検出回路６と、検出された誤差に基づ
いて出力電圧を制御する出力電圧制御回路４とを有した
直流電源を共通の負荷に対して直接に並列接続してなる
並列運転用直流電源において、負荷に流れる電流を検出
する負荷電流検出回路７と前記基準電圧を制御する基準
電圧制御回路８を設け、基準電圧制御回路８が検出され
た負荷電流の増大につれて基準電圧を下げることにより
出力電圧制御回路４は出力電圧を小さく制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、情報処理機器などの
負荷に対して複数の直流電源を並列接続することにより
並列運転を行う直流電源に関する。
負荷に対して複数の直流電源を並列接続することにより
並列運転を行う直流電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の並列運転用直流電源の接続方式
を図５（ａ）、（ｂ）に示す。同図に示す接続方式は、
共通の負荷に対して所定の出力電圧Ｖ０を印加する２つ
の直流電源ＰＳ１及びＰＳ２を並列に接続するものであ
り、また同図に示すフィードバック方式は出力電圧Ｖ０
の制御や異常検出を行うするためのものである。
を図５（ａ）、（ｂ）に示す。同図に示す接続方式は、
共通の負荷に対して所定の出力電圧Ｖ０を印加する２つ
の直流電源ＰＳ１及びＰＳ２を並列に接続するものであ
り、また同図に示すフィードバック方式は出力電圧Ｖ０
の制御や異常検出を行うするためのものである。
【０００３】図５（ａ）に示すものは、ワイヤードオア
方式と呼ばれ、各直流電源ＰＳ１、ＰＳ２の出力が負荷
に直接に接続されており、出力のフィードバックによっ
て負荷に印加される出力電圧Ｖ０を直接に検出する。し
たがって、後述する図５（ｂ）のものように逆流防止用
ダイオードを介して負荷に接続していないため出力精度
に優れるとともに発熱や効率の問題が生じない。
方式と呼ばれ、各直流電源ＰＳ１、ＰＳ２の出力が負荷
に直接に接続されており、出力のフィードバックによっ
て負荷に印加される出力電圧Ｖ０を直接に検出する。し
たがって、後述する図５（ｂ）のものように逆流防止用
ダイオードを介して負荷に接続していないため出力精度
に優れるとともに発熱や効率の問題が生じない。
【０００４】しかしながら、負荷に印加される出力電圧
Ｖ０を直接に検出するため、一方の直流電源ＰＳ１が電
圧上昇異常を起こすと、負荷に印加される出力電圧は最
も大きい直流電源ＰＳ１の出力電圧となるため、他方の
直流電源ＰＳ２は直流電源ＰＳ１の出力電圧をフィード
バック検出して自己の出力電圧を低下させてしまう。そ
して、直流電源ＰＳ１の電圧上昇がさらに続いて例えば
過電圧保護電圧に達すると過電圧保護の動作により電源
ＰＳ１の出力が遮断される。このとき他方のＰＳ２はほ
とんど出力停止状態にあり、負荷への出力は一時的に停
止してしまう。即ち、一つの直流電源の過電圧の発生に
よりすべての直流電源の出力が停止してしまうこと（以
下、瞬断と称する）が考えられる。
Ｖ０を直接に検出するため、一方の直流電源ＰＳ１が電
圧上昇異常を起こすと、負荷に印加される出力電圧は最
も大きい直流電源ＰＳ１の出力電圧となるため、他方の
直流電源ＰＳ２は直流電源ＰＳ１の出力電圧をフィード
バック検出して自己の出力電圧を低下させてしまう。そ
して、直流電源ＰＳ１の電圧上昇がさらに続いて例えば
過電圧保護電圧に達すると過電圧保護の動作により電源
ＰＳ１の出力が遮断される。このとき他方のＰＳ２はほ
とんど出力停止状態にあり、負荷への出力は一時的に停
止してしまう。即ち、一つの直流電源の過電圧の発生に
よりすべての直流電源の出力が停止してしまうこと（以
下、瞬断と称する）が考えられる。
【０００５】そこで、この瞬断を防止するものとして図
５（ｂ）に示すようなダイオードオア方式と呼ばれるも
のがある。この方式にあっては、各直流電源ＰＳ１、Ｐ
Ｓ２の出力が逆流防止用ダイオードを介して負荷に接続
されており、特に、出力のフィードバックは逆流防止用
ダイオードのアノード側で行われている。このようなダ
イオードオア方式のものにあっては、各直流電源の出力
電圧の検出にあたって、逆流防止用ダイオードがあるた
め他の直流電源の出力を検出することがなく、自己の出
力をそれぞれ検出することができる。したがって、出力
電圧の低下や上昇などの異常を起こした直流電源を特定
することが可能であるとともに、一方の直流電源ＰＳ１
が電圧上昇異常を起こして過電圧保護電圧に達して遮断
となっても、他方の直流電源ＰＳ２は直流電源ＰＳ１の
影響を受けずに動作を続けることができる。したがって
瞬断を防止することができる。
５（ｂ）に示すようなダイオードオア方式と呼ばれるも
のがある。この方式にあっては、各直流電源ＰＳ１、Ｐ
Ｓ２の出力が逆流防止用ダイオードを介して負荷に接続
されており、特に、出力のフィードバックは逆流防止用
ダイオードのアノード側で行われている。このようなダ
イオードオア方式のものにあっては、各直流電源の出力
電圧の検出にあたって、逆流防止用ダイオードがあるた
め他の直流電源の出力を検出することがなく、自己の出
力をそれぞれ検出することができる。したがって、出力
電圧の低下や上昇などの異常を起こした直流電源を特定
することが可能であるとともに、一方の直流電源ＰＳ１
が電圧上昇異常を起こして過電圧保護電圧に達して遮断
となっても、他方の直流電源ＰＳ２は直流電源ＰＳ１の
影響を受けずに動作を続けることができる。したがって
瞬断を防止することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５
（ｂ）に示す方式のものにあっては、出力電圧の検出に
あたって、各直流電源ＰＳ１、ＰＳ２の出力を検出して
おり負荷に印加される出力電圧を直接に検出するのでは
ないため、逆流防止用ダイオードの順方向ドロップによ
り各直流電源ＰＳ１、ＰＳ２の出力電圧と負荷に印加さ
れる出力電圧との間に誤差が生じる。したがって、この
方式のものでは、負荷への出力精度に難があるという問
題があった。特に出力が低電圧である場合には、前記順
方向ドロップの出力電圧と比べた割合が大きくなり出力
精度のばらつきが大きくなる。
（ｂ）に示す方式のものにあっては、出力電圧の検出に
あたって、各直流電源ＰＳ１、ＰＳ２の出力を検出して
おり負荷に印加される出力電圧を直接に検出するのでは
ないため、逆流防止用ダイオードの順方向ドロップによ
り各直流電源ＰＳ１、ＰＳ２の出力電圧と負荷に印加さ
れる出力電圧との間に誤差が生じる。したがって、この
方式のものでは、負荷への出力精度に難があるという問
題があった。特に出力が低電圧である場合には、前記順
方向ドロップの出力電圧と比べた割合が大きくなり出力
精度のばらつきが大きくなる。
【０００７】また、この逆流防止用ダイオードによる発
熱量は大きくなり直流電源のパワーロスが無視できない
という問題もあった。
熱量は大きくなり直流電源のパワーロスが無視できない
という問題もあった。
【０００８】本願発明は上記問題点を鑑みてなされたも
のであり、その目的は、瞬断を確実に防止するとともに
パワーロスをなくし出力精度を向上できる並列運転用直
流電源を提供することにある。
のであり、その目的は、瞬断を確実に防止するとともに
パワーロスをなくし出力精度を向上できる並列運転用直
流電源を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、直流を出力する直流出力回路と、この直流出力回路
の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、検出された
出力電圧の基準電圧に対する誤差を検出する出力電圧誤
差検出回路と、検出された誤差に基づいて前記出力電圧
を制御する出力電圧制御回路とを有した直流電源を共通
の負荷に対して直接に並列接続してなる並列運転用直流
電源において、負荷に流れる電流を検出する負荷電流検
出回路を設け、前記出力電圧制御回路は検出された負荷
電流が大きくなるにつれて前記出力電圧を小さく制御し
てなる。
め、直流を出力する直流出力回路と、この直流出力回路
の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、検出された
出力電圧の基準電圧に対する誤差を検出する出力電圧誤
差検出回路と、検出された誤差に基づいて前記出力電圧
を制御する出力電圧制御回路とを有した直流電源を共通
の負荷に対して直接に並列接続してなる並列運転用直流
電源において、負荷に流れる電流を検出する負荷電流検
出回路を設け、前記出力電圧制御回路は検出された負荷
電流が大きくなるにつれて前記出力電圧を小さく制御し
てなる。
【００１０】好ましくは、検出された前記出力電流が大
きくなるにつれて前記基準電圧を下げる基準電圧制御回
路を設けてなる。
きくなるにつれて前記基準電圧を下げる基準電圧制御回
路を設けてなる。
【００１１】
【作用】本発明の並列運転用直流電源にあっては、前記
出力電圧制御回路は検出された出力電流が大きくなるに
つれて出力電圧を小さく制御する。一方、各直流電源の
出力特性にはそれぞれ精度のばらつきが若干ある。出力
電流が大きくなるにつれて出力電圧が小さくなる出力特
性とこのばらつきにより出力電圧に対応して各直流電源
は共通の負荷への出力電流を分担し合う。
出力電圧制御回路は検出された出力電流が大きくなるに
つれて出力電圧を小さく制御する。一方、各直流電源の
出力特性にはそれぞれ精度のばらつきが若干ある。出力
電流が大きくなるにつれて出力電圧が小さくなる出力特
性とこのばらつきにより出力電圧に対応して各直流電源
は共通の負荷への出力電流を分担し合う。
【００１２】この各直流電源が出力電流を分担し合うこ
と（以下、電流分担と称する）により並列接続された直
流電源は冗長性を有することができ、しかもこの電流分
担によりすべての直流電源が停止することはなく瞬断を
確実に防止できる。しかも、従来のように逆流防止用ダ
イオードを介して並列接続する必要がないのでパワーロ
スをなくし出力精度を向上できる。
と（以下、電流分担と称する）により並列接続された直
流電源は冗長性を有することができ、しかもこの電流分
担によりすべての直流電源が停止することはなく瞬断を
確実に防止できる。しかも、従来のように逆流防止用ダ
イオードを介して並列接続する必要がないのでパワーロ
スをなくし出力精度を向上できる。
【００１３】また、前記基準電圧制御回路は検出された
前記出力電流が大きくなるにつれて前記基準電圧を下げ
るので前記出力電圧制御回路は前記直流出力回路の出力
電圧を小さく制御する。
前記出力電流が大きくなるにつれて前記基準電圧を下げ
るので前記出力電圧制御回路は前記直流出力回路の出力
電圧を小さく制御する。
【００１４】
【実施例】本発明の一実施例を図１〜図４を参照にして
説明する。まず、並列運転用直流電源を２台それぞれ
Ａ，Ｂとして共通の負荷（図示略）にワイヤードオア方
式で接続したときの負荷に流れる電流（以下、負荷電流
と称する）Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏの制御特性を説明
する。この制御特性を図１に示して説明すると、負荷電
流Ｉｏが設定された最大負荷電流Ｉｍの１／２までの範
囲においては負荷電流Ｉｏが大きくなるにつれて出力電
圧を小さくするとともに、負荷電流Ｉｏが最大負荷電流
Ｉｍの１／２を超えた範囲においては一定の出力電圧と
なる。
説明する。まず、並列運転用直流電源を２台それぞれ
Ａ，Ｂとして共通の負荷（図示略）にワイヤードオア方
式で接続したときの負荷に流れる電流（以下、負荷電流
と称する）Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏの制御特性を説明
する。この制御特性を図１に示して説明すると、負荷電
流Ｉｏが設定された最大負荷電流Ｉｍの１／２までの範
囲においては負荷電流Ｉｏが大きくなるにつれて出力電
圧を小さくするとともに、負荷電流Ｉｏが最大負荷電流
Ｉｍの１／２を超えた範囲においては一定の出力電圧と
なる。
【００１５】この制御特性により出力電圧に対応して各
直流電源Ａ、Ｂが共通の負荷への出力電流を分担し合
う。
直流電源Ａ、Ｂが共通の負荷への出力電流を分担し合
う。
【００１６】詳しく説明すると、各直流電源Ａ、Ｂの出
力特性にはそれぞれ精度のばらつきが若干あり、本実施
例では負荷電流Ｉｏに対し直流電源Ａの出力電圧Ｖｏは
直流電源Ｂのものより大きくなっている。このため負荷
電流Ｉｏが０からＩ１までの範囲においては負荷電流Ｉ
ｏは直流電源Ａのみから出力される。そして、負荷電流
ＩｏがＩ１を超えると直流電源Ａ及びＢの双方から分担
し合って出力されるようになる。例えば、負荷電流Ｉｏ
がＩ２である場合には直流電源ＡからＩ２−Ｉ２´の電
流が出力されるとともに直流電源ＢからＩ２´の電流が
出力される。また、負荷電流ＩｏがＩ３である場合には
直流電源ＡからＩ３−Ｉ３´の電流が出力されるととも
に直流電源ＢからＩ３´の電流が出力される。
力特性にはそれぞれ精度のばらつきが若干あり、本実施
例では負荷電流Ｉｏに対し直流電源Ａの出力電圧Ｖｏは
直流電源Ｂのものより大きくなっている。このため負荷
電流Ｉｏが０からＩ１までの範囲においては負荷電流Ｉ
ｏは直流電源Ａのみから出力される。そして、負荷電流
ＩｏがＩ１を超えると直流電源Ａ及びＢの双方から分担
し合って出力されるようになる。例えば、負荷電流Ｉｏ
がＩ２である場合には直流電源ＡからＩ２−Ｉ２´の電
流が出力されるとともに直流電源ＢからＩ２´の電流が
出力される。また、負荷電流ＩｏがＩ３である場合には
直流電源ＡからＩ３−Ｉ３´の電流が出力されるととも
に直流電源ＢからＩ３´の電流が出力される。
【００１７】ここで、負荷電流ＩｏがＩ１を超えて直流
電源Ａ及びＢの双方から分担し合って出力され始める地
点は直流電源Ｂの出力電流が０、かつ出力電圧がＶ１の
ときであり、この出力電圧Ｖ１に対応する直流電源Ａの
出力点をクロスポイントａとする。このクロスポイント
ａにおける負荷電流Ｉｏを極力小さく設定することによ
ってより広い負荷電流Ｉｏの範囲で電流分担を実現でき
る。この電流分担の範囲をより広くするため、制御特性
の下方への傾きを大きくすることが考えられる。また、
出力電圧Ｖｏの要求される精度に対しては一定の電圧を
出力する範囲を適宜設定すればよい。
電源Ａ及びＢの双方から分担し合って出力され始める地
点は直流電源Ｂの出力電流が０、かつ出力電圧がＶ１の
ときであり、この出力電圧Ｖ１に対応する直流電源Ａの
出力点をクロスポイントａとする。このクロスポイント
ａにおける負荷電流Ｉｏを極力小さく設定することによ
ってより広い負荷電流Ｉｏの範囲で電流分担を実現でき
る。この電流分担の範囲をより広くするため、制御特性
の下方への傾きを大きくすることが考えられる。また、
出力電圧Ｖｏの要求される精度に対しては一定の電圧を
出力する範囲を適宜設定すればよい。
【００１８】以上説明した電流分担により、共通の負荷
に並列接続された直流電源Ａ、Ｂは冗長性を有すること
ができ、すべての直流電源が停止することはなく瞬断を
確実に防止できる。しかも、従来のように逆流防止用ダ
イオードを介して並列接続する必要がないのでパワーロ
スをなくし出力精度を向上できる。
に並列接続された直流電源Ａ、Ｂは冗長性を有すること
ができ、すべての直流電源が停止することはなく瞬断を
確実に防止できる。しかも、従来のように逆流防止用ダ
イオードを介して並列接続する必要がないのでパワーロ
スをなくし出力精度を向上できる。
【００１９】以下、前述した図１の出力電圧の制御特性
を実現する直流電源の回路構成を図２〜図４を参照にし
て説明する。
を実現する直流電源の回路構成を図２〜図４を参照にし
て説明する。
【００２０】図２において、共通の負荷１に接続された
給電路２を介して複数の直流電源装置１０が並列接続さ
れており、この直流電源装置は、例えば、交流電源から
の入力をＡＣ−ＤＣコンバータで脈流に変換し、この脈
流を入力としてスイッチング回路（直流出力回路）３と
スイッチング制御回路（出力電圧制御回路）４とで直流
にして、負荷１に直流電圧を出力する。給電路２には出
力電圧検出回路５及び出力電圧誤差検出回路６が接続さ
れて、負荷１への出力電圧の低下異常や上昇異常を検出
したり、その上昇異常の際にはその出力を停止させたり
している。
給電路２を介して複数の直流電源装置１０が並列接続さ
れており、この直流電源装置は、例えば、交流電源から
の入力をＡＣ−ＤＣコンバータで脈流に変換し、この脈
流を入力としてスイッチング回路（直流出力回路）３と
スイッチング制御回路（出力電圧制御回路）４とで直流
にして、負荷１に直流電圧を出力する。給電路２には出
力電圧検出回路５及び出力電圧誤差検出回路６が接続さ
れて、負荷１への出力電圧の低下異常や上昇異常を検出
したり、その上昇異常の際にはその出力を停止させたり
している。
【００２１】本実施例では、上記構成に加えてカレント
トランスからなる負荷電流検出回路７と基準電圧制御回
路８とを設けており、負荷電流検出回路７で検出された
負荷電流Ｉｏに対応する電流が大きくなるにつれて基準
電圧制御回路８から出力電圧誤差検出回路６に対して出
力される基準電圧を下げることにより、スイッチング制
御回路４は出力電圧Ｖｏを小さく制御する。このことに
より前述した図１の制御特性を実現するようにしてい
る。
トランスからなる負荷電流検出回路７と基準電圧制御回
路８とを設けており、負荷電流検出回路７で検出された
負荷電流Ｉｏに対応する電流が大きくなるにつれて基準
電圧制御回路８から出力電圧誤差検出回路６に対して出
力される基準電圧を下げることにより、スイッチング制
御回路４は出力電圧Ｖｏを小さく制御する。このことに
より前述した図１の制御特性を実現するようにしてい
る。
【００２２】スイッチング回路３はチョッパ回路と炉波
回路とから構成され、ＡＣ−ＤＣコンバータからの入力
がスイッチング回路３で半波整流及び平滑され、整流・
平滑された電圧の直流出力はチョッパ回路を構成するト
ランスＴの一次巻線とスイッチング素子Ｔｒとの直列回
路に印加される。スイッチング素子Ｔｒはスイッチング
制御回路４により前記交流電源より充分高い周波数でオ
ン／オフ駆動され、トランスＴの一次巻線に流れる電流
を断続する。トランスＴの二次巻線から得られる出力は
ダイオードＤ１，Ｄ２とチョークコイルＬとコンデンサ
Ｃ１からなる炉波回路で整流・平滑され、電圧Ｖｏの直
流出力に変換される。
回路とから構成され、ＡＣ−ＤＣコンバータからの入力
がスイッチング回路３で半波整流及び平滑され、整流・
平滑された電圧の直流出力はチョッパ回路を構成するト
ランスＴの一次巻線とスイッチング素子Ｔｒとの直列回
路に印加される。スイッチング素子Ｔｒはスイッチング
制御回路４により前記交流電源より充分高い周波数でオ
ン／オフ駆動され、トランスＴの一次巻線に流れる電流
を断続する。トランスＴの二次巻線から得られる出力は
ダイオードＤ１，Ｄ２とチョークコイルＬとコンデンサ
Ｃ１からなる炉波回路で整流・平滑され、電圧Ｖｏの直
流出力に変換される。
【００２３】出力電圧検出回路５は抵抗Ｒ２，Ｒ３から
構成されて出力電圧Ｖ０を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧するこ
とにより検出する。
構成されて出力電圧Ｖ０を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧するこ
とにより検出する。
【００２４】出力電圧誤差検出回路６は誤差増幅器ＯＰ
１と抵抗Ｒ３、Ｒ４から構成され、出力電圧検出回路５
の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較してその誤差をス
イッチング制御回路４を構成するパルス幅制御回路ＰＷ
Ｍ４に入力させることにより、前記炉波回路の出力電圧
が所定値になるようにスイッチング素子Ｔｒのパルス駆
動のデューティ比を変化させるようになっている。
１と抵抗Ｒ３、Ｒ４から構成され、出力電圧検出回路５
の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較してその誤差をス
イッチング制御回路４を構成するパルス幅制御回路ＰＷ
Ｍ４に入力させることにより、前記炉波回路の出力電圧
が所定値になるようにスイッチング素子Ｔｒのパルス駆
動のデューティ比を変化させるようになっている。
【００２５】カレントトランス７はこれに流れる電流を
電圧に変えており、基準電圧制御回路８は誤差増幅器Ｏ
Ｐ２、逆流防止用ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、及
び各抵抗Ｒ５〜Ｒ１０とから構成され、カレントトラン
ス７で変えられた電圧を逆流防止用ダイオードＤ３及び
コンデンサＣ２及び各抵抗Ｒ５、Ｒ６を介して誤差増幅
器ＯＰ２の一方の入力端子に出力する。誤差増幅器ＯＰ
２は抵抗Ｒ７を介して出力される基準電圧Ｖｒｅｆ２と
カレントトランス７からの出力とを比較して抵抗Ｒ１０
を介して出力電圧誤差検出回路６の基準電圧Ｖｒｅｆ１
を出力する。このとき、誤差増幅器ＯＰ２の出力は抵抗
Ｒ９を介してフィードバックするため、前述した図１の
下方に傾いた出力特性を得ることができる。この傾きは
基準電圧Ｖｒｅｆ２、Ｒ５及びＲ９の値を適宜設定する
ことにより変更可能である。また、カレントトランス７
で検出される所定の電流に対して誤差増幅器ＯＰ２の出
力を飽和させることにより図１の前記出力特性の負荷電
流Ｉｏに対して常に一定な出力電圧となる部分を得るこ
とができる。
電圧に変えており、基準電圧制御回路８は誤差増幅器Ｏ
Ｐ２、逆流防止用ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、及
び各抵抗Ｒ５〜Ｒ１０とから構成され、カレントトラン
ス７で変えられた電圧を逆流防止用ダイオードＤ３及び
コンデンサＣ２及び各抵抗Ｒ５、Ｒ６を介して誤差増幅
器ＯＰ２の一方の入力端子に出力する。誤差増幅器ＯＰ
２は抵抗Ｒ７を介して出力される基準電圧Ｖｒｅｆ２と
カレントトランス７からの出力とを比較して抵抗Ｒ１０
を介して出力電圧誤差検出回路６の基準電圧Ｖｒｅｆ１
を出力する。このとき、誤差増幅器ＯＰ２の出力は抵抗
Ｒ９を介してフィードバックするため、前述した図１の
下方に傾いた出力特性を得ることができる。この傾きは
基準電圧Ｖｒｅｆ２、Ｒ５及びＲ９の値を適宜設定する
ことにより変更可能である。また、カレントトランス７
で検出される所定の電流に対して誤差増幅器ＯＰ２の出
力を飽和させることにより図１の前記出力特性の負荷電
流Ｉｏに対して常に一定な出力電圧となる部分を得るこ
とができる。
【００２６】また変形例として、負荷電流Ｉｏを検出す
るにあたってカレントトランス７をトランスＴの２次側
に接続した例を図３に示す。このことにより、カレント
トランス７をトランスＴの一次側に接続した場合に比し
精度よく負荷電流Ｉｏを検出できる。
るにあたってカレントトランス７をトランスＴの２次側
に接続した例を図３に示す。このことにより、カレント
トランス７をトランスＴの一次側に接続した場合に比し
精度よく負荷電流Ｉｏを検出できる。
【００２７】さらに別の変形例として、負荷電流検出回
路７としてカレントトランスではなく抵抗Ｒ１１を用い
た場合を図４に示す。抵抗Ｒ１１は検出した負荷電流Ｉ
ｏを電圧に変換して基準電圧制御回路８に出力する。基
準電圧制御回路８は誤差増幅器ＯＰ２、各抵抗Ｒ９、Ｒ
１０、及びＲ１２〜Ｒ１５とから構成され、前述した図
２の場合と同様な動作を行う。また、負荷電流Ｉｏを検
出するにあたってトランスＴの２次側で検出する場合に
比し精度よく負荷電流Ｉｏを検出できる。
路７としてカレントトランスではなく抵抗Ｒ１１を用い
た場合を図４に示す。抵抗Ｒ１１は検出した負荷電流Ｉ
ｏを電圧に変換して基準電圧制御回路８に出力する。基
準電圧制御回路８は誤差増幅器ＯＰ２、各抵抗Ｒ９、Ｒ
１０、及びＲ１２〜Ｒ１５とから構成され、前述した図
２の場合と同様な動作を行う。また、負荷電流Ｉｏを検
出するにあたってトランスＴの２次側で検出する場合に
比し精度よく負荷電流Ｉｏを検出できる。
【００２８】なお、前述した図１に示すような出力特性
を実現するにあたって、本実施例に限らず基準電圧制御
回路８が出力する基準電圧Ｖｒｅｆ１を変化させない構
成にしてもよい。例えば、負荷電流検出回路７の出力を
出力電圧検出回路５で検出された出力電圧に重畳させる
ことによって誤差増幅器ＯＰ１に出力される見かけの出
力電圧を実際より大きくすることによりパルス幅制御回
路ＰＷＭ４が出力電圧を絞るようにすればよい。
を実現するにあたって、本実施例に限らず基準電圧制御
回路８が出力する基準電圧Ｖｒｅｆ１を変化させない構
成にしてもよい。例えば、負荷電流検出回路７の出力を
出力電圧検出回路５で検出された出力電圧に重畳させる
ことによって誤差増幅器ＯＰ１に出力される見かけの出
力電圧を実際より大きくすることによりパルス幅制御回
路ＰＷＭ４が出力電圧を絞るようにすればよい。
【００２９】また、従来のダイオードオア方式のものに
あっては、急激な負荷変動の際に出力電圧Ｖｏの制御が
容易でなくなるため制御用の別回路を設ける必要がある
とともに、並列接続するための逆流防止用ダイオードの
放熱対策としてヒートシンクが必要でありコストアップ
を招いていた。本願発明では負荷電流検出回路７と基準
電圧制御回路８とを有しているものの前記別回路及びヒ
ートシンクを省略できることにより容易に冗長性を実現
できるとともにコストダウンが図れる。
あっては、急激な負荷変動の際に出力電圧Ｖｏの制御が
容易でなくなるため制御用の別回路を設ける必要がある
とともに、並列接続するための逆流防止用ダイオードの
放熱対策としてヒートシンクが必要でありコストアップ
を招いていた。本願発明では負荷電流検出回路７と基準
電圧制御回路８とを有しているものの前記別回路及びヒ
ートシンクを省略できることにより容易に冗長性を実現
できるとともにコストダウンが図れる。
【００３０】また、通常の動作状態において、従来のワ
イヤードオア方式のものにあっては共通の負荷から要求
される所定の電流に対してそれぞれの直流電源は瞬断に
備えこの所定の電流と同じ電流を供給するためオーバー
スペックとなっていたが、本願のものにあっては、互い
にバランスを取り合いながら合わせてこの所定の電流に
等しい電流を負荷に供給するためオーバースペックとな
らず電源容量を小さくできる。
イヤードオア方式のものにあっては共通の負荷から要求
される所定の電流に対してそれぞれの直流電源は瞬断に
備えこの所定の電流と同じ電流を供給するためオーバー
スペックとなっていたが、本願のものにあっては、互い
にバランスを取り合いながら合わせてこの所定の電流に
等しい電流を負荷に供給するためオーバースペックとな
らず電源容量を小さくできる。
【００３１】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本願発明
にあっては、瞬断を確実に防止するとともに、従来の逆
流防止用ダイオードを介して並列接続した場合のような
パワーロスをなくし出力精度を向上できる。
にあっては、瞬断を確実に防止するとともに、従来の逆
流防止用ダイオードを介して並列接続した場合のような
パワーロスをなくし出力精度を向上できる。
【００３２】また、通常の動作状態においてオーバース
ペックとならず電源容量を小さくできる。
ペックとならず電源容量を小さくできる。
【図１】本発明に係る並列運転用直流電源の出力特性図
である。
である。
【図２】本発明に係る並列運転用直流電源の１実施例の
回路図である。
回路図である。
【図３】本発明に係る並列運転用直流電源の変形例の要
部回路図である。
部回路図である。
【図４】本発明に係る並列運転用直流電源の別の変形例
の要部回路図である。
の要部回路図である。
【図５】従来の並列運転用直流電源の接続方式を示すブ
ロック図であり、（ａ）はワイヤードオア方式を示すブ
ロック図、（ｂ）はダイオードオア方式を示すブロック
図である。
ロック図であり、（ａ）はワイヤードオア方式を示すブ
ロック図、（ｂ）はダイオードオア方式を示すブロック
図である。
１ 負荷 ２ 給電路 ３ スイッチング回路 ４ スイッチング
制御回路 ５ 出力電圧検出回路 ６ 出力電圧誤差
検出回路 ７ 負荷電流検出回路 ８ 基準電圧制御
回路
制御回路 ５ 出力電圧検出回路 ６ 出力電圧誤差
検出回路 ７ 負荷電流検出回路 ８ 基準電圧制御
回路
Claims (2)
- 【請求項１】 直流を出力する直流出力回路（３）と、
この直流出力回路（３）の出力電圧を検出する出力電圧
検出回路（５）と、検出された出力電圧の基準電圧に対
する誤差を検出する出力電圧誤差検出回路（６）と、検
出された誤差に基づいて該出力電圧を制御する出力電圧
制御回路（４）とを有した直流電源を共通の負荷（１）
に対して直接に並列接続してなる並列運転用直流電源に
おいて、負荷（１）に流れる電流を検出する負荷電流検
出回路（７）を設け、該出力電圧制御回路（４）は検出
された負荷電流が大きくなるにつれて該出力電圧を小さ
く制御してなることを特徴とする並列運転用直流電源。 - 【請求項２】 検出された前記出力電流が大きくなるに
つれて前記基準電圧を下げる基準電圧制御回路（８）を
設けてなることを特徴とする並列運転用直流電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7085727A JPH08289468A (ja) | 1995-04-11 | 1995-04-11 | 並列運転用直流電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7085727A JPH08289468A (ja) | 1995-04-11 | 1995-04-11 | 並列運転用直流電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08289468A true JPH08289468A (ja) | 1996-11-01 |
Family
ID=13866888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7085727A Pending JPH08289468A (ja) | 1995-04-11 | 1995-04-11 | 並列運転用直流電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08289468A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004304960A (ja) * | 2003-03-31 | 2004-10-28 | Tdk Corp | 電源装置及びその制御装置 |
| JP2008131750A (ja) * | 2006-11-21 | 2008-06-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 放電器、電池システムおよび出力電流制御方法 |
| DE10214190B4 (de) * | 2002-03-28 | 2011-06-30 | Minebea Co., Ltd. | Stromversorgung mit mehreren parallel geschalteten Schaltnetzteilen |
| CN102801312A (zh) * | 2011-05-25 | 2012-11-28 | 通嘉科技股份有限公司 | 电源供应器与降低涟波方法 |
| JP2015532573A (ja) * | 2012-09-28 | 2015-11-09 | フルイディック, インク.Fluidic, Inc. | 電流フィードバックを用いたドループ補償 |
| WO2017094403A1 (ja) | 2015-11-30 | 2017-06-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置及びドループ特性補正方法 |
| JP2017121157A (ja) * | 2015-12-29 | 2017-07-06 | 律源興業股▲分▼有限公司 | 切り換え式電源供給器及びそれを使用した電源供給設備 |
| JP2020156224A (ja) * | 2019-03-20 | 2020-09-24 | 横河電機株式会社 | 電源システム及び電源装置 |
-
1995
- 1995-04-11 JP JP7085727A patent/JPH08289468A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2017094403A1 (ja) | 2015-11-30 | 2017-06-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置及びドループ特性補正方法 |
| US10128748B2 (en) | 2015-11-30 | 2018-11-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power-supply apparatus and droop characteristic correction method |
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| CN106936295A (zh) * | 2015-12-29 | 2017-07-07 | 律源兴业股份有限公司 | 切换式电源供应器及使用其的电源供应设备 |
| CN106936295B (zh) * | 2015-12-29 | 2019-07-16 | 律源兴业股份有限公司 | 切换式电源供应器及使用其的电源供应设备 |
| JP2020156224A (ja) * | 2019-03-20 | 2020-09-24 | 横河電機株式会社 | 電源システム及び電源装置 |
| US10992131B2 (en) | 2019-03-20 | 2021-04-27 | Yokogawa Electric Corporation | Power supply system and power supply apparatus |
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