JP3349260B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP3349260B2 JP3349260B2 JP13710794A JP13710794A JP3349260B2 JP 3349260 B2 JP3349260 B2 JP 3349260B2 JP 13710794 A JP13710794 A JP 13710794A JP 13710794 A JP13710794 A JP 13710794A JP 3349260 B2 JP3349260 B2 JP 3349260B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、１次電圧の変動に対す
る２次電圧の安定化を図った電源装置に係り、特にパル
スレーザ電源やＰＦＮ（パルスフォーミングネットワー
ク）を用いたパルス電源等の充電回路に好適なものに関
する。
る２次電圧の安定化を図った電源装置に係り、特にパル
スレーザ電源やＰＦＮ（パルスフォーミングネットワー
ク）を用いたパルス電源等の充電回路に好適なものに関
する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の高周波トランスを用いた
トランジスタスイッチングによる共振型コンデンサ充電
電源の回路図である。図４（Ａ）に１次側充電電流波形
を、図４（Ｂ）にそれに対する２次側充電電圧波形を示
す。
トランジスタスイッチングによる共振型コンデンサ充電
電源の回路図である。図４（Ａ）に１次側充電電流波形
を、図４（Ｂ）にそれに対する２次側充電電圧波形を示
す。
【０００３】図３において、トランジスタ５または６の
スイッチングにより、共振コイル９を介し高周波トラン
ス１０の１次側に充電電流ｉ1 が図３（Ａ）のように流
れ、トランス１０の２次側の負荷のコンデンサ１６を充
電する。そのとき充電電圧ｖ2 は図３（Ｂ）のようにな
る。
スイッチングにより、共振コイル９を介し高周波トラン
ス１０の１次側に充電電流ｉ1 が図３（Ａ）のように流
れ、トランス１０の２次側の負荷のコンデンサ１６を充
電する。そのとき充電電圧ｖ2 は図３（Ｂ）のようにな
る。
【０００４】充電電圧ｖ2 は、検出電圧ｖ0 と設定電圧
Ｖs との差に応じてトランジスタ５、６を制御すること
によって定電圧に制御される。
Ｖs との差に応じてトランジスタ５、６を制御すること
によって定電圧に制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前記の制御
方式で１次電圧が変動した場合、その変動量だけ充電電
流ｉ1 の波高値も変化する。例えば図３（Ａ）において
充電電流波形ｉa がｉbに変化すると、それに対する充
電電圧波形は図３（Ｂ）に示すようにｖa およびｖB と
変化する。そこで、設定電圧Ｖs を一定にしておくと、
充電電圧のＡ点およびＢ点でトランジスタ５はオフされ
る。
方式で１次電圧が変動した場合、その変動量だけ充電電
流ｉ1 の波高値も変化する。例えば図３（Ａ）において
充電電流波形ｉa がｉbに変化すると、それに対する充
電電圧波形は図３（Ｂ）に示すようにｖa およびｖB と
変化する。そこで、設定電圧Ｖs を一定にしておくと、
充電電圧のＡ点およびＢ点でトランジスタ５はオフされ
る。
【０００６】ところが、充電電流はその時点では切れず
に、共振コイル９に流れていた蓄積電荷が過渡電流を形
成し、電流はなおも斜線部のように流れる。この過渡電
流により、充電電圧ｖ2 は設定電圧Ｖs とは等しくなら
ず、設定電圧Ｖs よりそれぞれΔＶa 、ΔＶb の電圧上
昇が起こり、その上昇差電圧 ΔＶ0 ＝ΔＶa −ΔＶb （１） が、１次電圧の変動によってもたらされる充電電圧の変
動分として現れる。
に、共振コイル９に流れていた蓄積電荷が過渡電流を形
成し、電流はなおも斜線部のように流れる。この過渡電
流により、充電電圧ｖ2 は設定電圧Ｖs とは等しくなら
ず、設定電圧Ｖs よりそれぞれΔＶa 、ΔＶb の電圧上
昇が起こり、その上昇差電圧 ΔＶ0 ＝ΔＶa −ΔＶb （１） が、１次電圧の変動によってもたらされる充電電圧の変
動分として現れる。
【０００７】そこで、このような変動分を除去するため
に、従来、１次側に定電圧トランス等の定電圧回路を設
けることが行われている。しかし、定電圧トランス等の
定電圧回路は、装置が大型化し、重量も増加するため好
ましくなかった。
に、従来、１次側に定電圧トランス等の定電圧回路を設
けることが行われている。しかし、定電圧トランス等の
定電圧回路は、装置が大型化し、重量も増加するため好
ましくなかった。
【０００８】本発明の目的は、１次電圧の変動分により
設定電圧を補正することによって、上述した従来技術の
欠点を解消して、１次側に定電圧トランス等の定電圧回
路を設けなくとも、簡単に１次電圧変動による２次電圧
変動分の低減が図れる電源装置を提供することにある。
設定電圧を補正することによって、上述した従来技術の
欠点を解消して、１次側に定電圧トランス等の定電圧回
路を設けなくとも、簡単に１次電圧変動による２次電圧
変動分の低減が図れる電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、高周波トラン
スの１次側にスイッチングトランジスタとコイルとを有
し、２次側に充放電コンデンサを有する共振型コンデン
サ充電電源であって、２次側のコンデンサの充電電圧を
検出し、その検出電圧と設定電圧とを比較して１次側の
スイッチングトランジスタをオン／オフ制御することに
より２次側の充電電圧を制御する電源装置において、１
次電圧を検出しその変動電圧を上記設定電圧より減算し
て基準電圧となし、該基準電圧と２次側のコンデンサの
充電電圧とを比較して上記トランジスタのオン／オフを
制御するようにしたものである。
スの１次側にスイッチングトランジスタとコイルとを有
し、２次側に充放電コンデンサを有する共振型コンデン
サ充電電源であって、２次側のコンデンサの充電電圧を
検出し、その検出電圧と設定電圧とを比較して１次側の
スイッチングトランジスタをオン／オフ制御することに
より２次側の充電電圧を制御する電源装置において、１
次電圧を検出しその変動電圧を上記設定電圧より減算し
て基準電圧となし、該基準電圧と２次側のコンデンサの
充電電圧とを比較して上記トランジスタのオン／オフを
制御するようにしたものである。
【００１０】
【作用】１次電圧の変動量を設定電圧より減算して基準
電圧とすることにより、スイッチングトランジスタオフ
時の過渡電流による充電電圧上昇差が補正され、充電電
圧を一定に保つことができる。
電圧とすることにより、スイッチングトランジスタオフ
時の過渡電流による充電電圧上昇差が補正され、充電電
圧を一定に保つことができる。
【００１１】
【実施例】以下、本発明による電源装置の一実施例を図
１の共振型コンデンサ充電電源回路図を用いて説明す
る。高周波トランス１０の１次側には、入力電源３０の
１次電圧ｖ1 を整流・平滑化する整流ダイオード１、２
と平滑用コンデンサ３、４からなる整流・平滑回路が設
けられ、その回路出力には、スイッチングトランジスタ
５、６と共振コイル９が接続される。２次側には、ブリ
ッジダイオード１１に充電抵抗１２、充放電コンデンサ
１６、および放電抵抗１７が直列接続され、このうち充
放電コンデンサ１６と放電抵抗１７との直列回路と並列
に放電スイッチ１５および分圧抵抗１３、１４が接続さ
れる。
１の共振型コンデンサ充電電源回路図を用いて説明す
る。高周波トランス１０の１次側には、入力電源３０の
１次電圧ｖ1 を整流・平滑化する整流ダイオード１、２
と平滑用コンデンサ３、４からなる整流・平滑回路が設
けられ、その回路出力には、スイッチングトランジスタ
５、６と共振コイル９が接続される。２次側には、ブリ
ッジダイオード１１に充電抵抗１２、充放電コンデンサ
１６、および放電抵抗１７が直列接続され、このうち充
放電コンデンサ１６と放電抵抗１７との直列回路と並列
に放電スイッチ１５および分圧抵抗１３、１４が接続さ
れる。
【００１２】分圧抵抗１３、１４の分圧点は基準電圧Ｖ
s を一方の入力とするコンパレータ１９の他方の入力に
接続され、コンパレータ１９の出力は、充電トリガ信号
発生回路２０によってセットされる双安定マルチ回路２
１に接続される。この双安定マルチ回路２１の出力はゲ
ートドライブ回路２２、２３を介してそれぞれスイッチ
ングトランジスタ５、６に加えられる。なお、７、８は
ダイオードである。
s を一方の入力とするコンパレータ１９の他方の入力に
接続され、コンパレータ１９の出力は、充電トリガ信号
発生回路２０によってセットされる双安定マルチ回路２
１に接続される。この双安定マルチ回路２１の出力はゲ
ートドライブ回路２２、２３を介してそれぞれスイッチ
ングトランジスタ５、６に加えられる。なお、７、８は
ダイオードである。
【００１３】充電トリガ信号発生回路２０から充電トリ
ガ信号が双安定マルチ回路２１のセット信号として加え
られると、その双安定マルチ回路２１からの充電信号は
ゲートドライブ回路２２または２３を介して、高周波ト
ランス１０の１次側に設けられたスイッチングトランジ
スタ５、または６に加えられ、トランジスタ５、６がオ
ン／オフ制御される。
ガ信号が双安定マルチ回路２１のセット信号として加え
られると、その双安定マルチ回路２１からの充電信号は
ゲートドライブ回路２２または２３を介して、高周波ト
ランス１０の１次側に設けられたスイッチングトランジ
スタ５、または６に加えられ、トランジスタ５、６がオ
ン／オフ制御される。
【００１４】一方、１次電圧ｖ1 はダイオード１、２に
より整流され、コンデンサ３、４で平滑される。トラン
ジスタ５または６のスイッチングにより、共振コイル９
を介し高周波トランス１０の１次側に充電電流ｉ1 が流
れ、トランス１０の２次側のブリッジダイオード１１お
よび充電抵抗１２を介して負荷のコンデンサ１６を充電
する。
より整流され、コンデンサ３、４で平滑される。トラン
ジスタ５または６のスイッチングにより、共振コイル９
を介し高周波トランス１０の１次側に充電電流ｉ1 が流
れ、トランス１０の２次側のブリッジダイオード１１お
よび充電抵抗１２を介して負荷のコンデンサ１６を充電
する。
【００１５】充電電圧検出抵抗１３、１４で分圧された
検出電圧ｖ0 と基準電圧Ｖs とをコンパレータ１９にて
比較し、その比較出力によって前記双安定マルチ回路２
１のデューティ比を変えてトランジスタ５、６のオン／
オフ時間を制御し、これにより充電電圧ｖ2 は定電圧に
制御される。
検出電圧ｖ0 と基準電圧Ｖs とをコンパレータ１９にて
比較し、その比較出力によって前記双安定マルチ回路２
１のデューティ比を変えてトランジスタ５、６のオン／
オフ時間を制御し、これにより充電電圧ｖ2 は定電圧に
制御される。
【００１６】このような回路において、１次電圧の変動
分によって設定電圧Ｖs を補正する補償回路３１を設け
る。すなわち、補償回路３１は、入力電源３０に１次側
を接続した絶縁トランス２４と、この絶縁トランス２４
の２次側に接続された整流ダイオード２５および平滑コ
ンデンサ２６と、この平滑コンデンサ２６と電圧が逆極
性となるように直列に接続した基準電源１８と、平滑コ
ンデンサ２６と基準電源１８との減算電圧を取り出しコ
ンパレータ１９の基準電圧側入力端子に加えるポテンシ
ョメータ２７とから構成される。
分によって設定電圧Ｖs を補正する補償回路３１を設け
る。すなわち、補償回路３１は、入力電源３０に１次側
を接続した絶縁トランス２４と、この絶縁トランス２４
の２次側に接続された整流ダイオード２５および平滑コ
ンデンサ２６と、この平滑コンデンサ２６と電圧が逆極
性となるように直列に接続した基準電源１８と、平滑コ
ンデンサ２６と基準電源１８との減算電圧を取り出しコ
ンパレータ１９の基準電圧側入力端子に加えるポテンシ
ョメータ２７とから構成される。
【００１７】入力電源３０の１次電圧ｖ1 を絶縁トラン
ス２４、整流ダイオード２５を介し、平滑コンデンサ２
６の端子間に直流電圧Ｖ3 として検出し、そのコンデン
サ２６と基準電源１８の電圧Ｖ4 との差電圧Ｖ4 −Ｖ3
をポテンショメータ２７を介しコンパレータ１９の基準
電圧Ｖs として入力している。
ス２４、整流ダイオード２５を介し、平滑コンデンサ２
６の端子間に直流電圧Ｖ3 として検出し、そのコンデン
サ２６と基準電源１８の電圧Ｖ4 との差電圧Ｖ4 −Ｖ3
をポテンショメータ２７を介しコンパレータ１９の基準
電圧Ｖs として入力している。
【００１８】図３および図４にて説明したごとく、補償
回路３１を含まない場合の１次電圧変動におけるトラン
ジスタオフ時の過渡電流による充電上昇差の分圧抵抗１
３、１４による分圧電圧 ΔＶ0 ′＝ΔＶa ′−ΔＶb ′ （２） を、前記１次電圧の変動量の直流変換値ΔＶ3 （Ｖ3 の
変動値）と等しくなるように選ぶ。
回路３１を含まない場合の１次電圧変動におけるトラン
ジスタオフ時の過渡電流による充電上昇差の分圧抵抗１
３、１４による分圧電圧 ΔＶ0 ′＝ΔＶa ′−ΔＶb ′ （２） を、前記１次電圧の変動量の直流変換値ΔＶ3 （Ｖ3 の
変動値）と等しくなるように選ぶ。
【００１９】尚かつ基準電圧Ｖs を Ｖs ＝Ｖ4 −Ｖ3 （３） となるように選ぶ。すると、１次電圧の変動による充電
電圧の変動分はなくなり、定電圧充電が可能となる。
電圧の変動分はなくなり、定電圧充電が可能となる。
【００２０】これは具体的にはこうである。従来のＶs
一定の場合、入力電圧ｖ1 が±１０％変動すると出力電
圧ｖ2 は約±５％変動すると仮定する。この変動をなく
すには、出力電圧ｖ2 は基準電圧Ｖs と略等しくなるよ
うに制御されるのであるから、入力が＋１０％上昇した
時、基準電圧Ｖs が−５％下がるようにし、逆に入力が
−１０％下降した時、基準電圧Ｖs が＋５％上がるよう
にしておけばよい。
一定の場合、入力電圧ｖ1 が±１０％変動すると出力電
圧ｖ2 は約±５％変動すると仮定する。この変動をなく
すには、出力電圧ｖ2 は基準電圧Ｖs と略等しくなるよ
うに制御されるのであるから、入力が＋１０％上昇した
時、基準電圧Ｖs が−５％下がるようにし、逆に入力が
−１０％下降した時、基準電圧Ｖs が＋５％上がるよう
にしておけばよい。
【００２１】すなわち、式３で、Ｖ3 が±１０％変化し
た時、Ｖs が−５％から＋５％変化するように選べばよ
い。
た時、Ｖs が−５％から＋５％変化するように選べばよ
い。
【００２２】例えば、Ｖ4 ＝１５Ｖで、Ｖ3 ＝５Ｖ±
０．５Ｖ（±１０％変化）とすれば、 Ｖs ＝１０Ｖ−０．５Ｖ〜Ｖs ＝１０Ｖ＋０．５Ｖ となり、基準電圧Ｖs は５％変化する。
０．５Ｖ（±１０％変化）とすれば、 Ｖs ＝１０Ｖ−０．５Ｖ〜Ｖs ＝１０Ｖ＋０．５Ｖ となり、基準電圧Ｖs は５％変化する。
【００２３】このように１次電圧の変動分によって設定
電圧Ｖs を補正する補償回路３１を設けているため、図
２（Ａ）に示すようにｖb を基準側にして設定すると、
ｖaのときの基準電圧Ｖs は従来の位置よりも下がるか
ら、ｖa との交点Ａの位置も下がるため、ΔＶa は低減
されΔＶb と等しくなって、結局、トランジスタオフ後
のｖa はｖb と等しくなる。また図２（Ｂ）に示すよう
に、逆にｖa を基準側にして設定すると、ｖb のときの
基準電圧Ｖs は従来の位置よりも上がるから、ｖb との
交点Ｂの位置も上がるため、ΔＶb は増加しΔＶa と等
しくなって、結局、トランジスタオフ後のｖb はｖa と
等しくなる。このようにして１次電圧変動による２次電
圧変動分の低減が図れる。
電圧Ｖs を補正する補償回路３１を設けているため、図
２（Ａ）に示すようにｖb を基準側にして設定すると、
ｖaのときの基準電圧Ｖs は従来の位置よりも下がるか
ら、ｖa との交点Ａの位置も下がるため、ΔＶa は低減
されΔＶb と等しくなって、結局、トランジスタオフ後
のｖa はｖb と等しくなる。また図２（Ｂ）に示すよう
に、逆にｖa を基準側にして設定すると、ｖb のときの
基準電圧Ｖs は従来の位置よりも上がるから、ｖb との
交点Ｂの位置も上がるため、ΔＶb は増加しΔＶa と等
しくなって、結局、トランジスタオフ後のｖb はｖa と
等しくなる。このようにして１次電圧変動による２次電
圧変動分の低減が図れる。
【００２４】なお、本発明の電源装置は図１のものに限
定されない。コイルを備えた共振型で、トランジスタオ
フ時にコイルに生じる逆起電力により過渡電流が流れる
ものであれば、いずれにも適用できる。また、１次電圧
を検出する手段に絶縁トランスを用いたが、フォトカプ
ラその他の公知の手段を用いてもよい。特に、本発明
は、安定度が高いので非常に厳しい安定精度が要求され
るパルスレーザ用電源に好適である。
定されない。コイルを備えた共振型で、トランジスタオ
フ時にコイルに生じる逆起電力により過渡電流が流れる
ものであれば、いずれにも適用できる。また、１次電圧
を検出する手段に絶縁トランスを用いたが、フォトカプ
ラその他の公知の手段を用いてもよい。特に、本発明
は、安定度が高いので非常に厳しい安定精度が要求され
るパルスレーザ用電源に好適である。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、１次電圧の変動分によ
って設定電圧を補正することにより、簡単に１次電圧変
動にともなう２次側の充電電圧の変動をなくし、充電電
圧の安定化を図ることができる。また、定電圧トランス
等の大型の定電圧回路を設ける必要がないので、小形、
軽量化が可能となり、経済的である。
って設定電圧を補正することにより、簡単に１次電圧変
動にともなう２次側の充電電圧の変動をなくし、充電電
圧の安定化を図ることができる。また、定電圧トランス
等の大型の定電圧回路を設ける必要がないので、小形、
軽量化が可能となり、経済的である。
【図１】本発明の電源装置の実施例を説明するための共
振型コンデンサ充電電源の回路構成図である。
振型コンデンサ充電電源の回路構成図である。
【図２】本実施例による充電電圧波形図である
【図３】従来の共振型コンデンサ充電電源の回路構成図
である。
である。
【図４】図３の回路動作を説明するための充電電流およ
び充電電圧波形図。
び充電電圧波形図。
５、６ トランジスタ ９ 共振コイル １０ 高周波トランス １６ 充放電コンデンサ １８ 基準電源 １９ コンパレータ ２４ 絶縁トランス ２５ 整流ダイオード ２６ コンデンサ ２７ ポテンショメータ ３０ 入力電源 ｖ0 検出電圧 ｖ1 １次電圧 ｉ1 １次充電電流 ｖ2 充電電圧 Ｖ3 コンデンサ端子間の直流電圧 Ｖ4 基準電源の電圧
Claims (1)
- 【請求項１】高周波トランスの１次側にスイッチングト
ランジスタとコイルとを有し、２次側に充放電コンデン
サを有する共振型コンデンサ充電電源であって、２次側
のコンデンサの充電電圧を検出し、その検出電圧と設定
電圧とを比較して１次側のスイッチングトランジスタを
オン／オフ制御することにより２次側のコンデンサの充
電電圧を制御する電源装置において、 １次電圧を検出しその変動電圧を上記設定電圧より減算
して基準電圧となし、該基準電圧と２次側の充電電圧と
を比較して上記トランジスタのオン／オフを制御するよ
うにしたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13710794A JP3349260B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13710794A JP3349260B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089638A JPH089638A (ja) | 1996-01-12 |
| JP3349260B2 true JP3349260B2 (ja) | 2002-11-20 |
Family
ID=15191016
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13710794A Expired - Fee Related JP3349260B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3349260B2 (ja) |
-
1994
- 1994-06-20 JP JP13710794A patent/JP3349260B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH089638A (ja) | 1996-01-12 |
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Legal Events
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