JPS60230715A - パルス幅変調回路 - Google Patents
パルス幅変調回路Info
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- JPS60230715A JPS60230715A JP8723584A JP8723584A JPS60230715A JP S60230715 A JPS60230715 A JP S60230715A JP 8723584 A JP8723584 A JP 8723584A JP 8723584 A JP8723584 A JP 8723584A JP S60230715 A JPS60230715 A JP S60230715A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K5/1565—Arrangements in which a continuous pulse train is transformed into a train having a desired pattern the output pulses having a constant duty cycle
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- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
- H03K5/086—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold generated by feedback
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、入力信号レベルの時間平均値に対してデユー
ティ比が正確に５０％となるような出力信号を出力する
パルス幅変調回路に関するものである。
ティ比が正確に５０％となるような出力信号を出力する
パルス幅変調回路に関するものである。
従来の技術
従来、簡易なスピーカ駆動回路等にパルス幅変調回路が
使用されている。
使用されている。
第１図はそのようなスピーカ駆動回路の構成の一例を示
すブロック図である。同図において、ＰＷＭは音声信号
ａをパルス幅変調して出力信号すを発生するパルス幅変
調回路、ＤＣ−３Ｗはパルス幅変調回路の出力信号すに
よってオン／オフされるスイッチを備え、交番駆動電圧
ＣをスピーカＳＰに供給する直流スイッチである。
すブロック図である。同図において、ＰＷＭは音声信号
ａをパルス幅変調して出力信号すを発生するパルス幅変
調回路、ＤＣ−３Ｗはパルス幅変調回路の出力信号すに
よってオン／オフされるスイッチを備え、交番駆動電圧
ＣをスピーカＳＰに供給する直流スイッチである。
第２図は上記スピーカ駆動回路の動作を説明するための
波形図である。同図において、ａは音声信号、ｂはパル
ス幅変調回路の出力信号、Ｃは直流スイッチの出力電圧
である。スピーカの振動板や駆動コイル等の動摩擦抵抗
を無視すれば、振動板の変位は電磁力即ち駆動コイルに
流れる電流の大きさに比例する。一方、駆動コイルに流
れる電流は、そのインダクタンスのため駆動電圧Ｃを積
分した値にほぼ等しいものとなる。従って、スピーカの
振動板の変位は、ｄの波形で例示するように駆動電圧Ｃ
を積分したものにほぼ等しくなり。
波形図である。同図において、ａは音声信号、ｂはパル
ス幅変調回路の出力信号、Ｃは直流スイッチの出力電圧
である。スピーカの振動板や駆動コイル等の動摩擦抵抗
を無視すれば、振動板の変位は電磁力即ち駆動コイルに
流れる電流の大きさに比例する。一方、駆動コイルに流
れる電流は、そのインダクタンスのため駆動電圧Ｃを積
分した値にほぼ等しいものとなる。従って、スピーカの
振動板の変位は、ｄの波形で例示するように駆動電圧Ｃ
を積分したものにほぼ等しくなり。
これはまた音声信号ａとほぼ等しくなる。
上記のスピーカ駆動回路において、スピーカの振動板の
変位の時間平均値は、第４図の波形ｄ中の一点鎖線で例
示するように一般的にはゼロにならない。これがゼロで
ないということはその駆動コイルに直流電流が流れるこ
とを意味するが、この直流電流はスピーカの出力になん
ら寄与しない無駄な電流である。駆動コイルに無駄な直
流電流が流れると、その分スピーカ駆動回路の電力効率
が低下する。また、振動板の変位に直流成分が重畳され
ていると、非直線歪がその分小さな振幅から生じ始める
という弊害もある。そこで上記のスピーカ駆動回路では
、音声信号ａの時間平均値に対するパルス幅変調出力の
デユーティ比（以下Ｕセンター・デユーティ比」と称す
る）を５０％に保つことにより、駆動コイルに流れる直
流電流をゼロにするような配慮がなされている。
変位の時間平均値は、第４図の波形ｄ中の一点鎖線で例
示するように一般的にはゼロにならない。これがゼロで
ないということはその駆動コイルに直流電流が流れるこ
とを意味するが、この直流電流はスピーカの出力になん
ら寄与しない無駄な電流である。駆動コイルに無駄な直
流電流が流れると、その分スピーカ駆動回路の電力効率
が低下する。また、振動板の変位に直流成分が重畳され
ていると、非直線歪がその分小さな振幅から生じ始める
という弊害もある。そこで上記のスピーカ駆動回路では
、音声信号ａの時間平均値に対するパルス幅変調出力の
デユーティ比（以下Ｕセンター・デユーティ比」と称す
る）を５０％に保つことにより、駆動コイルに流れる直
流電流をゼロにするような配慮がなされている。
しかしながら、パルス幅変調回路は一般に鋸波発生回路
とレベル比較回路とを使用して構成されるが、これらの
回路内の各素子の温度変化や経年変化等を考慮すると、
センター・デユーティ比を正確に５０％に保持すること
は相当困難である。
とレベル比較回路とを使用して構成されるが、これらの
回路内の各素子の温度変化や経年変化等を考慮すると、
センター・デユーティ比を正確に５０％に保持すること
は相当困難である。
発明が解決しようとする問題点
本発明は、上述した従来技術の問題点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、センター・デユーティ比を正
確に５０％に保つことができるパルス幅変調回路を提供
することにある。
ものであり、その目的は、センター・デユーティ比を正
確に５０％に保つことができるパルス幅変調回路を提供
することにある。
発明の構成
上記目的を達成する本発明は、出力信号の時間平均値と
ピークレベルの２分の１との差分に比例する直流電圧レ
ベルを前記５０％のセンター・デユーティ比からのずれ
の誤差信号として比較回路や鋸波発生回路に帰還する帰
還ループを備えるように構成されている。
ピークレベルの２分の１との差分に比例する直流電圧レ
ベルを前記５０％のセンター・デユーティ比からのずれ
の誤差信号として比較回路や鋸波発生回路に帰還する帰
還ループを備えるように構成されている。
パルス幅変調出力のデユーティ比は、このパルス幅変調
出力のパルス幅が入力信号の直流電圧レベルに応じて変
化することに伴って時々刻々変化するが、センター・デ
ユーティ比が５０％の値からずれない限り、パルス幅変
調出力のデユーティ比の時間平均値もまた５０％でなけ
ればな−らない。
出力のパルス幅が入力信号の直流電圧レベルに応じて変
化することに伴って時々刻々変化するが、センター・デ
ユーティ比が５０％の値からずれない限り、パルス幅変
調出力のデユーティ比の時間平均値もまた５０％でなけ
ればな−らない。
即ち、もしパルス幅変調出力のデユーティ比の時間平均
値が５０％からずれているとすれば、このずれはセンタ
ー・デユーティ比が５０％からずれているということに
他ならない。しかも、センター・デユーティ比が５０％
よりも大きい方向にずれれば、パルス幅変調出力のデユ
ーティ比の時間平均値も５０％よりも大きくなる方向に
ずれることは明らかであり、その逆もまた真である。従
って、パルス幅変調出力のデユーティ比の時間平均値の
５０％からのずれを修正することは、センター・デユー
ティ比の５０％からのずれを修正することに他ならない
。そして本発明においては、パルス幅変調出力のデユー
ティ比５０％からのずれの大きさとずれの方向を出力信
号の時間平均値とピークレベルの２分の１との差分によ
って検出するように構成されている。
値が５０％からずれているとすれば、このずれはセンタ
ー・デユーティ比が５０％からずれているということに
他ならない。しかも、センター・デユーティ比が５０％
よりも大きい方向にずれれば、パルス幅変調出力のデユ
ーティ比の時間平均値も５０％よりも大きくなる方向に
ずれることは明らかであり、その逆もまた真である。従
って、パルス幅変調出力のデユーティ比の時間平均値の
５０％からのずれを修正することは、センター・デユー
ティ比の５０％からのずれを修正することに他ならない
。そして本発明においては、パルス幅変調出力のデユー
ティ比５０％からのずれの大きさとずれの方向を出力信
号の時間平均値とピークレベルの２分の１との差分によ
って検出するように構成されている。
以下２本発明の更に詳細を実施例によって説明する。
発明の実施例
第３図は１本発明の一実施例のパルス幅変調回路の構成
を示すブロック図である。同図において。
を示すブロック図である。同図において。
１は音声信号入力端子、２は増幅回路（ＡＭＰ）。
３は低域通過ろ波回路（ＬＰＦ）、４は加算回路。
５は比較回路（ＣＯＭＰ）、６はＲＳフリップフロップ
（Ｆ／Ｆ）、７はセントパルス発生回路（ＰＧ）、８は
鋸波発生回路、９は加算回路、１０ハヒ一クレヘル検出
回路、１１はセンターレベル検出回路、１２は分圧回路
、１３は比較回路、１４は低域通過ろ波回路、１５は直
流増幅回路、１６は出力端子である。
（Ｆ／Ｆ）、７はセントパルス発生回路（ＰＧ）、８は
鋸波発生回路、９は加算回路、１０ハヒ一クレヘル検出
回路、１１はセンターレベル検出回路、１２は分圧回路
、１３は比較回路、１４は低域通過ろ波回路、１５は直
流増幅回路、１６は出力端子である。
音声信号入力端子１に入力した音声信号は、増幅回路２
において増幅され、必要に応じて振幅制限されたのち、
低域通過ろ波回路３において低周波成分のみが通過せし
められる。この低域通過ろ波回路３を通過した音声信号
の低周波成分は、加算回路４において所定の直流電圧■
０が加算されたのち、比較回路５の非反転入力端子に供
給される。この非反転入力端子に供給される音声信号は
。
において増幅され、必要に応じて振幅制限されたのち、
低域通過ろ波回路３において低周波成分のみが通過せし
められる。この低域通過ろ波回路３を通過した音声信号
の低周波成分は、加算回路４において所定の直流電圧■
０が加算されたのち、比較回路５の非反転入力端子に供
給される。この非反転入力端子に供給される音声信号は
。
第４図の波形Ａで例示するように、加算回路４において
重畳された直流電圧Ｖｏのまわりに振動している。音声
信号入力端子１に入力した音声信号が直流成分を有しな
い場合には、信号Ａの時間平均値（センターレベル）は
加算回路４に於いて音声信号に重畳された直流電圧Ｖｏ
に等しくなる。
重畳された直流電圧Ｖｏのまわりに振動している。音声
信号入力端子１に入力した音声信号が直流成分を有しな
い場合には、信号Ａの時間平均値（センターレベル）は
加算回路４に於いて音声信号に重畳された直流電圧Ｖｏ
に等しくなる。
この直流電圧Ｖｏは、後述する側波の立上がり時点と、
傾斜との関係において、センター・デユーティ比５０％
のパルス幅変調出力を発生するような値に粗調整されて
いる。
傾斜との関係において、センター・デユーティ比５０％
のパルス幅変調出力を発生するような値に粗調整されて
いる。
上記信号Ａは、加算回路９から比較回路５の反転入力端
子に供給される鋸歯状波の信号Ｂ（第４図の波形Ｂ参照
）と比較される。比較回路５は。
子に供給される鋸歯状波の信号Ｂ（第４図の波形Ｂ参照
）と比較される。比較回路５は。
信号ＡとＢのレベルが一致すると、フリップフロップ６
のリセント入力端子Ｒにリセット信号Ｃ（第４図の波形
Ｃ参照）を供給する。このリセット信号Ｃを受けたフリ
ップフロップ６はその出力りをローレベルに立下げる。
のリセント入力端子Ｒにリセット信号Ｃ（第４図の波形
Ｃ参照）を供給する。このリセット信号Ｃを受けたフリ
ップフロップ６はその出力りをローレベルに立下げる。
一方、フリップフロップ６は、そのセント端子Ｓにセン
トパルス発生回路７から供給されたセットパルスＥを受
けるたびに、その出力りをハイレベルに立上げる。
トパルス発生回路７から供給されたセットパルスＥを受
けるたびに、その出力りをハイレベルに立上げる。
側波発生回路８は、定電流源■０と、この定電流源から
供給される定電流によって充電されるコンデンサＣＯと
、このコンデンサＣＯを選択的に放電するスイッチＳＯ
とから構成されている。スイッチＳＯは、フリップフロ
ップ６がそのセント端子ＳにセットパルスＥを受けて出
力りをハイレベルに立上げるたびに開かれる。これによ
ってコンデンサＣＯの充電が開始され、その端子電圧は
時間とともに直線的に増加する。また、スイッチＳＯは
、フリップフロップ６がそのリセット端子Ｒにリセット
パルスＣを受けて出力りをローレベルに立下げるたびに
閉じられる。これによってコンデンサＣＯの放電が開始
され、その端子電圧は急激に接地電位まで降下する。こ
の結果、第４図１１形Ｂと波形りで例示するような側波
とパルス幅変調出力が発生される。パルス幅変調出力り
は出力端子１６から出力され１例えば第１図に例示した
ような直流スイッチを駆動する。
供給される定電流によって充電されるコンデンサＣＯと
、このコンデンサＣＯを選択的に放電するスイッチＳＯ
とから構成されている。スイッチＳＯは、フリップフロ
ップ６がそのセント端子ＳにセットパルスＥを受けて出
力りをハイレベルに立上げるたびに開かれる。これによ
ってコンデンサＣＯの充電が開始され、その端子電圧は
時間とともに直線的に増加する。また、スイッチＳＯは
、フリップフロップ６がそのリセット端子Ｒにリセット
パルスＣを受けて出力りをローレベルに立下げるたびに
閉じられる。これによってコンデンサＣＯの放電が開始
され、その端子電圧は急激に接地電位まで降下する。こ
の結果、第４図１１形Ｂと波形りで例示するような側波
とパルス幅変調出力が発生される。パルス幅変調出力り
は出力端子１６から出力され１例えば第１図に例示した
ような直流スイッチを駆動する。
ピークレベル検出回路１０は、パルス幅変調出力りを一
方の入力端子に直接受けると共に遅延回路ＤＬを経たパ
ルス幅変調出力りを他方の入力端子に受ける２人カアン
ドゲートＡＧと、このアンドゲートＡＧの出力によって
開閉されるスイッチＳ１と、抵抗器Ｒ１及びコンデンサ
Ｃ１から成る積分回路とを備えている。即ち、パルス幅
変調出力りがハイレベルに立上がると、遅延回路ＤＬの
遅延量で定まる所定時間遅れてアントゲ−）ＡＧの出力
がハイレベルに立上がる。これによってスイッチＳ１が
閉じられ、パルス幅変調出力りのピークレベルがコンデ
ンサＣＩに蓄積される。
方の入力端子に直接受けると共に遅延回路ＤＬを経たパ
ルス幅変調出力りを他方の入力端子に受ける２人カアン
ドゲートＡＧと、このアンドゲートＡＧの出力によって
開閉されるスイッチＳ１と、抵抗器Ｒ１及びコンデンサ
Ｃ１から成る積分回路とを備えている。即ち、パルス幅
変調出力りがハイレベルに立上がると、遅延回路ＤＬの
遅延量で定まる所定時間遅れてアントゲ−）ＡＧの出力
がハイレベルに立上がる。これによってスイッチＳ１が
閉じられ、パルス幅変調出力りのピークレベルがコンデ
ンサＣＩに蓄積される。
一方、センターレベル検出回路１１は、抵抗器Ｒ２とコ
ンデンサＣ２とから成る積分回路を備えており、パルス
幅変調出力りのレベルの時間平均値（センターレベル）
をコンデンサＣ２に蓄積スる。
ンデンサＣ２とから成る積分回路を備えており、パルス
幅変調出力りのレベルの時間平均値（センターレベル）
をコンデンサＣ２に蓄積スる。
ピークレベル［１回路１０のコンデンサＣ１に蓄積され
たパルス幅変調出力のピークレベルは分圧回路１２で２
等分された後、比較回路１３の反転入力端子に供給され
る。一方、センターレベル検出回路１１のコンデンサＣ
２に蓄積されたパルス幅変調出力りのセンターレベルは
比較回路１３の非反転入力端子に供給される。音声信号
入力端子１に供給された音声信号のセンターレベルに対
して５０％のデユーティ比を有するように理想的なパル
ス幅変調が行われている場合には、パルス幅変調出力り
のデユーティ比の時間平均値は５０％であり従って、比
較回路１３の２人力は等しくなる。
たパルス幅変調出力のピークレベルは分圧回路１２で２
等分された後、比較回路１３の反転入力端子に供給され
る。一方、センターレベル検出回路１１のコンデンサＣ
２に蓄積されたパルス幅変調出力りのセンターレベルは
比較回路１３の非反転入力端子に供給される。音声信号
入力端子１に供給された音声信号のセンターレベルに対
して５０％のデユーティ比を有するように理想的なパル
ス幅変調が行われている場合には、パルス幅変調出力り
のデユーティ比の時間平均値は５０％であり従って、比
較回路１３の２人力は等しくなる。
しかしながら、一般には、加算回路４において音声信号
に重畳される直流電圧ＶｏＯ値や、側波発生回路８内の
定電流源Ｉｏの定電流値やコンデンサＣＯの容量値の温
度変動や経年変化等に基づき、センター・デユーティ比
が５０％の値からずれる。この結果、パルス幅変調出力
りのデユーティ比の時間平均値は５０％からずれ、これ
に伴って比較回路１３の２人力に不平衡が生ずる。比較
回路１３は、この２人力の差分に比例する出力を誤差信
号として出力する。この誤差信号は、抵抗器Ｒ３とコン
デンサＣ３とから成る低域通過ろ波回路１４と直流増幅
回路１５を経て加算回路９に供給される。加算回路１３
は、上述のようにして供給された誤差信号を調波発生回
路８からの側波に重畳し、これを比較回路５の非反転入
力端子に供給する。
に重畳される直流電圧ＶｏＯ値や、側波発生回路８内の
定電流源Ｉｏの定電流値やコンデンサＣＯの容量値の温
度変動や経年変化等に基づき、センター・デユーティ比
が５０％の値からずれる。この結果、パルス幅変調出力
りのデユーティ比の時間平均値は５０％からずれ、これ
に伴って比較回路１３の２人力に不平衡が生ずる。比較
回路１３は、この２人力の差分に比例する出力を誤差信
号として出力する。この誤差信号は、抵抗器Ｒ３とコン
デンサＣ３とから成る低域通過ろ波回路１４と直流増幅
回路１５を経て加算回路９に供給される。加算回路１３
は、上述のようにして供給された誤差信号を調波発生回
路８からの側波に重畳し、これを比較回路５の非反転入
力端子に供給する。
即ち、パルス幅変調出力りのデユーティ比の時間平均値
が５０％を越えると、比較回路１３の非反転入力端子に
供給されるセンターレベルが反転入力端子に供給される
ピークレベルの２分の１を上回り、比較回路１３は正極
性の誤差信号を出力する。この正極性の誤差信号は、調
波発生回路８から出力される側波の直流レベルを上昇さ
せ。
が５０％を越えると、比較回路１３の非反転入力端子に
供給されるセンターレベルが反転入力端子に供給される
ピークレベルの２分の１を上回り、比較回路１３は正極
性の誤差信号を出力する。この正極性の誤差信号は、調
波発生回路８から出力される側波の直流レベルを上昇さ
せ。
パルス幅変調出力りのデユーティ比は減少方向に修正さ
れる。逆に、パルス幅変調出力りのデユーティ比の時間
平均値が５０％を割ると、比較回路１３の非反転入力端
子に供給されるセンターレベルが反転入力端子に供給さ
れるピークレベルの２分の１を下回り、比較回路１３は
負極性の誤差信号を出力する。この負極性の誤差信号は
、調波発生回路８から出力される側波の直流電圧レベル
を下降させ、パルス幅変調出力りのデユーティ比が増加
方向に修正される。このようにして、パルス幅変調出力
りのデユーティ比の時間平均値が正確に５０％ になる
まで帰還ループによるデユーティ比の修正が遂行される
。
れる。逆に、パルス幅変調出力りのデユーティ比の時間
平均値が５０％を割ると、比較回路１３の非反転入力端
子に供給されるセンターレベルが反転入力端子に供給さ
れるピークレベルの２分の１を下回り、比較回路１３は
負極性の誤差信号を出力する。この負極性の誤差信号は
、調波発生回路８から出力される側波の直流電圧レベル
を下降させ、パルス幅変調出力りのデユーティ比が増加
方向に修正される。このようにして、パルス幅変調出力
りのデユーティ比の時間平均値が正確に５０％ になる
まで帰還ループによるデユーティ比の修正が遂行される
。
なお、上記の構成において、ピークレベル検出回路１０
．センターレベル検出回路１１及び低域通過ろ波回路１
４内の積分回路の時定数は、いずれも音声信号帯域の最
低周波数の逆数よりも充分大きな値に設定されることは
いうまでもない。
．センターレベル検出回路１１及び低域通過ろ波回路１
４内の積分回路の時定数は、いずれも音声信号帯域の最
低周波数の逆数よりも充分大きな値に設定されることは
いうまでもない。
以上本発明の一実施例を説明したが２本発明は上記実施
例に限定されるものではなく１例えば以下のような変形
例においても上述した本発明の効果が奏される。
例に限定されるものではなく１例えば以下のような変形
例においても上述した本発明の効果が奏される。
（１）ピークレベル検出回路を使用することに代えて、
ピークレベルの半分の固定電圧を比較回路１３に供給す
る構成。
ピークレベルの半分の固定電圧を比較回路１３に供給す
る構成。
（２）誤差信号を調波側に重畳することに代えて。
この誤差信号の極性を反転したものを直流電圧ｖＯ側に
重畳することにより音声信号側のレベルシフトを行う構
成。
重畳することにより音声信号側のレベルシフトを行う構
成。
（３）時間に比例してレベルが増加する側波を時間信号
として使用することに代えて２時間に比例してレベルが
減少する逆側波を用いる構成。
として使用することに代えて２時間に比例してレベルが
減少する逆側波を用いる構成。
（４）時間信号と入力信号のレベルを比較することに代
えて２時間信号と入力信号のレベルを重畳しこれを所定
レベルと比較するパルス幅変調方式を用いる構成。
えて２時間信号と入力信号のレベルを重畳しこれを所定
レベルと比較するパルス幅変調方式を用いる構成。
なお、この構成においては１時間信号と入力信号のいず
れか一方又はこれらの和と比較されるべき所定電圧レベ
ル値に誤差信号を重畳すれば良い。
れか一方又はこれらの和と比較されるべき所定電圧レベ
ル値に誤差信号を重畳すれば良い。
（５）誤差信号を時間信号や入力信号等に直接重畳する
こと即ち比較回路の一方の入力端子に帰還することに代
えて、調波発生回路内のコンデンサの容量値や定電流源
の電流値を調整可能に構成し、誤差信号によりこれらの
容量値や電流値を変化させる構成。
こと即ち比較回路の一方の入力端子に帰還することに代
えて、調波発生回路内のコンデンサの容量値や定電流源
の電流値を調整可能に構成し、誤差信号によりこれらの
容量値や電流値を変化させる構成。
発明の効果
以上詳細に説明したように２本発明は、出力信号の時間
平均値とピークレベルの２分の１との差分に比例する直
流電圧レベルを５０％のセンター・デユーティ比からの
ずれの誤差信号として比較回路の一方の入力端子や時間
信号発生回路の可変部分に帰還する帰還ループを備える
ように構成されているので、調波発生回路等の構成素子
に多少の温度変動や経年変化が生じても１時間平均的な
デユーティ比を正確な５０％の値に保つことができると
いう利点がある。
平均値とピークレベルの２分の１との差分に比例する直
流電圧レベルを５０％のセンター・デユーティ比からの
ずれの誤差信号として比較回路の一方の入力端子や時間
信号発生回路の可変部分に帰還する帰還ループを備える
ように構成されているので、調波発生回路等の構成素子
に多少の温度変動や経年変化が生じても１時間平均的な
デユーティ比を正確な５０％の値に保つことができると
いう利点がある。
第１図は、パルス幅変調方式が使用されるスピーカ駆動
回路の構成を示すブロック図、第２図は第１図のスピー
カ駆動回路の動作を説明するための波形図、第３図は１
本発明の一実施例のパルス幅変調回路の構成を示すブロ
ック図、第４図は第３図の実施例の動作を説明するため
の波形図である。 ＰＷＭ・・パルス幅変調回路、ＤＣ−３Ｗ・・直流スイ
ッチ、ＳＰ・・スイッチ、１・・信号入力端子、２・・
増幅回路、３・・低域通過ろ波回路、４・・加算回路、
５・・比較回路、６・・ＲＳフリップフロップ、７・・
セントパルス発生回路、８・・調波発生回路、９・・加
算回路、１０・・ビークレベル検出回路、１１・・セン
ターレベル検出回路、１２・・分圧回路、１３・・比較
回路、１４・・低域通過ろ波回路、１５・・直流増幅回
路、１６・・出力端子。 特許出願人 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 代理人弁理士桜井俊彦 第１図 第 ２ 図
回路の構成を示すブロック図、第２図は第１図のスピー
カ駆動回路の動作を説明するための波形図、第３図は１
本発明の一実施例のパルス幅変調回路の構成を示すブロ
ック図、第４図は第３図の実施例の動作を説明するため
の波形図である。 ＰＷＭ・・パルス幅変調回路、ＤＣ−３Ｗ・・直流スイ
ッチ、ＳＰ・・スイッチ、１・・信号入力端子、２・・
増幅回路、３・・低域通過ろ波回路、４・・加算回路、
５・・比較回路、６・・ＲＳフリップフロップ、７・・
セントパルス発生回路、８・・調波発生回路、９・・加
算回路、１０・・ビークレベル検出回路、１１・・セン
ターレベル検出回路、１２・・分圧回路、１３・・比較
回路、１４・・低域通過ろ波回路、１５・・直流増幅回
路、１６・・出力端子。 特許出願人 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 代理人弁理士桜井俊彦 第１図 第 ２ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 直流電圧レベルが時間に比例して変化する時間信号を発
生する時間信号発生手段並びに該時間信号及び入力信号
の直流電圧レベルを比較するか又は該時間信号及び入力
信号の直流電圧レベルの和を所定値と比較するレベル比
較手段を備え、入力信号レベルの時間平均値に対してデ
ユーティ比が５０％の出力信号を出力するように構成さ
れたパルス幅変調回路において。 出力信号の時間平均値とピークレベルの２分の１との差
分に比例する直流電圧レベルを前記５０％のデユーティ
比からのずれの誤差信号として前記比較回路の一方の入
力端子又は前記時間信号発生手段の可変部分に帰還する
帰還ループを備えたことを特徴とするパルス幅変調回路
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8723584A JPS60230715A (ja) | 1984-04-30 | 1984-04-30 | パルス幅変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8723584A JPS60230715A (ja) | 1984-04-30 | 1984-04-30 | パルス幅変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60230715A true JPS60230715A (ja) | 1985-11-16 |
| JPH0260089B2 JPH0260089B2 (ja) | 1990-12-14 |
Family
ID=13909170
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8723584A Granted JPS60230715A (ja) | 1984-04-30 | 1984-04-30 | パルス幅変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60230715A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106330151A (zh) * | 2015-07-01 | 2017-01-11 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | Igbt管的驱动电路 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0620176U (ja) * | 1992-05-23 | 1994-03-15 | 久 尾上 | 特殊自動車 |
| JP4893201B2 (ja) * | 2006-09-28 | 2012-03-07 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | Ｄ級増幅装置及び方法 |
-
1984
- 1984-04-30 JP JP8723584A patent/JPS60230715A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106330151A (zh) * | 2015-07-01 | 2017-01-11 | 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 | Igbt管的驱动电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0260089B2 (ja) | 1990-12-14 |
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