JP3899074B2

JP3899074B2 - Ｐｗｍ負帰還によるデジタルｐｗｍ入力ｄ級音響増幅器

Info

Publication number: JP3899074B2
Application number: JP2003566978A
Authority: JP
Inventors: ゼフンジョン; クックチョンジョ; ボヒョンジョ; チャンギュンキム; ジョンフパク
Original assignee: デジタルアンドアナログカンパニーリミテッド; リスンモク
Priority date: 2002-02-05
Filing date: 2002-09-27
Publication date: 2007-03-28
Anticipated expiration: 2022-09-27
Also published as: KR100435182B1; KR20030066847A; JP2005517337A; US20050012546A1; AU2002332357A1; US6952131B2; CN1618168A; WO2003067753A1; CN100468959C

Description

本発明はデジタル方式のパルス幅変調(ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下、ＰＷＭ)でスイッチングされるＤ級音響増幅器に関し、特に、デジタルＰＷＭを入力として増幅された出力信号のパルスエッジの連続遅延に対して、ＰＷＭランプ(ｒａｍｐ)信号でスイッチング信号のパルス幅を補正するＰＷＭ負帰還によるデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器に関する。

一般の増幅器の回路にはＡ級、Ｂ級、ＡＢ級などがあり、現在使用されているほとんどの音響増幅器がこのような方式を採択している。ところで、Ａ級、Ｂ級、ＡＢ級などの音響増幅器は線形性が優秀であるが、大出力増幅器の場合、莫大な電力損失が発生して放熱板が必要になるため、体積が大きくなり、効率が悪いという短所がある。

このような限界により、音響増幅器は、線形動作ではないスイッチング(ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)動作によって増幅するＰＷＭ方式を採択したデジタル増幅器が研究されている傾向にある。

Ｄ級音響増幅器は、略９０％前後の効率を期待できるため、増幅器の熱放出を低減させ、放熱板の大きさを縮め、製品の大きさを画期的に縮めることができるという長所がある。

図１は従来のＤ級音響増幅器を示す回路ブロック図である。
同図を参照すれば、Ｄ級音響増幅器は、一定の周期の信号を得るための高調波矩形波発振器１１、高調波矩形波発振器１１の出力信号である矩形波を三角波で作る積分器１２、オーディオ入力信号と負帰還信号を増幅する差動増幅器１３、差動増幅器１３の出力信号と積分器１２の出力信号との差を増幅する加算増幅器１４、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２を相補的に駆動させるシュミットトリガ駆動部１５、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２の出力信号をフィルタリングするフィルタ１６、及びスピーカー１７から構成される。

前述のように構成された従来のＤ級音響増幅器１０は、差動増幅器１３に負帰還した出力信号を入力してＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号でスイッチングして信号増幅を行うため、高い線形性が得られる。

しかしながら、従来のＤ級音響増幅器は、出力フィルタ１６のアナログ出力信号を負帰還することにより、アナログ入力Ｄ級増幅器に使用できるが、デジタル入力(ＰＣＭ信号)を受ける増幅器には適用できず性能が悪い。したがって、デジタル入力信号を受けるＤ級増幅器の性能向上のための研究及び開発が要求されている。

本発明は上記問題点を解決するためのもので、その目的は、デジタル変調スイッチング方式のＤ級増幅器を用いた音響増幅器に、デジタルＰＷＭ入力を利用し、負帰還ループを製作して、完全デジタル概念を導入したＰＷＭ負帰還によるデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器を提供することにある。

本発明の更なる有利な効果、目的及び特徴の一部は、以下の説明に記載され、また一部は、以下の内容を実証することにより、あるいは本発明を実施することにより学習され、当該技術の通常の知識を有する者にとって明白となるであろう。

上記目的を達成するために、本発明は、ＰＷＭスイッチングを用いた負帰還Ｄ級音響増幅器において、入力オーディオのＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変調するデジタル変調部、デジタル変調部のＰＷＭ信号及び負帰還した出力信号の差と、ＰＷＭランプ信号とを比較して、ＰＷＭスイッチング信号を生成するパルス幅生成及び補正部、パルス幅生成及び補正部のＰＷＭスイッチング信号に応答して、増幅された出力オーディオ信号を発生する出力部、及び出力部の信号を負帰還し、高調波成分を減少させて、パルス幅生成及び補正部に提供する電圧負帰還ループを備える。

本発明の上記の一般的説明及び下記の詳細な説明は、例示的でありまた、解説的なものであり、クレームされた発明の更なる説明を提供することを意図したものである。

本発明のデジタルＰＷＭ入力負帰還Ｄ級音響増幅器は、入力オーディオをパルス変調したＰＷＭ信号自体を利用して、信号増幅及び出力信号の補正を共に処理することにより、Ｄ/Ａ回路の必要性を除去しながら、既存の多様なアナログ回路機能をデジタル化することができる。

本発明は、従来のＤ級音響増幅器で使用された任意のパルス幅変調キャリアの三角波発生器を、ＰＷＭ信号を用いたランプ生成部に代替させることにより、回路の複雑度を単純化して価格を節減させ、かつ、高いスイッチング周波数の動作時に線形性の確保にも有利になった。即ち、従来のキャリア三角波発生器を使用する場合、高い周波数でスイッチングするためにはキャリアの周波数も共に高くしなければならないので、キャリア三角波形の線形性を具現しにくい。しかし、本発明では予め高い周波数のＰＷＭが入力されて低い傾きを持つランプ波形を具現するため、線形性を維持することが相対的に容易である。

そして、本発明は、補正回路の利得を増加させ、ループゲインを増大させた後、負帰還を適用すれば、既存のアナログ増幅器に匹敵する性能が得られる。

また、本発明のＤ級増幅器の出力信号はパルス幅変調で動作するため、出力素子の状態は導通又は断線の状態を持つようになるので、エネルギー損失がほとんどなくなる。実質的にＤ級増幅器の出力端子では、導通から断線、断線から導通に変換する時にスイッチング損失が発生し、導通状態の時に出力素子の内部抵抗による導通損失が発生するので、実際の効率は９０％以上の高効率を持つ。

また、本発明はエネルギー節減効果がある。一般的にＤ級音響増幅器が効率は優秀であるが、性能は劣るという限界がある。ところが、本発明は出力信号の負帰還補正処理プロセスをデジタル化することにより、単一のチップ製作が容易になり、既存の全てのアナログ増幅器をＤ級増幅器に転換する場合、同級以上の性能を確保してエネルギーを節約できる。合せて、放熱板の大きさと電源装置の容量が既存アナログ増幅器に比べて３０％〜４０％と小さくても同じ出力が得られるという長所があり、全体的に小型化及び製造価格の引下げ効果が得られる。

本発明の種々の修正や変形を行うことができることは、当業者にとって自明である。したがって、本発明の種々の修正や変形が添付の特許請求の範囲とその均等の範囲にあることを条件に、これらの修正や変形は、本発明の範囲内のものである。

以下、添付図面に基づき、本発明の好適実施例を詳細に説明する。
図２は本発明に係るＰＷＭ負帰還によるデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器を示す回路ブロック図である。同図を参照すれば、本発明のＤ級音響増幅器は、デジタル変調部１１０と、パルス幅生成及び補正部１２０と、出力部１３０と、スピーカー１４０と、電圧負帰還ループ１５０とから構成される。

ここで、デジタル変調部１１０は入力オーディオのＰＣＭ信号ＶｉをＰＷＭ信号Ｖｒに変調してパルス幅生成及び補正部１２０に提供する。

そして、パルス幅生成及び補正部１２０は、デジタル変調部１１０のＰＷＭ信号Ｖｒで高調波成分を抑制しながら、全体システムの周波数特性を調整するローパスフィルタ１２２と、ローパスフィルタ１２２を通過したＰＷＭ信号と電圧負帰還ループ１５０の信号Ｖｐ１が入力されてその差を増幅する電圧増幅部１２４と、デジタル変調部１１０のＰＷＭ信号Ｖｒが入力されてＰＷＭランプ信号Ｖｍを生成するＰＷＭ-ランプ変換部１２６と、電圧増幅部１２４の出力信号Ｖｐ２とＰＷＭ-ランプ変換部１２６のＰＷＭランプ信号Ｖｍとを比較して、ＰＷＭスイッチング信号Ｖｃを生成する比較部１２８とから構成される。

そして、出力部１３０は、パルス幅生成及び補正部１２０のＰＷＭスイッチング信号Ｖｃを増幅するゲートドライバ１３２と、ゲートドライバ１３２の信号によりスイッチングするＭＯＳＦＥＴのスイッチングトランジスタ１３４(Ｑ１及びＱ２)と、スイッチングトランジスタ１３４の信号Ｖｐを出力オーディオ信号に復調して出力するＬＣフィルタ１３６と、ＬＣフィルタ１３６の出力オーディオ信号Ｖｏを外部に出力するスピーカー１４０とから構成される。このとき、ＬＣフィルタ１３６はローパスフィルタであるが、本発明ではデジタル-アナログ変換器として作動する。

また、本発明のＤ級音響増幅器は、出力部１３０のスイッチングトランジスタ１３４の増幅信号Ｖｐを負帰還し、高調波成分を減少させて、電圧増幅部１２４に提供する電圧負帰還ループ１５０をさらに含む。

図３は図２のフィルタ、電圧増幅部及び電圧負帰還ループを詳細に示す一実施例の回路図である。
同図を参照すれば、本発明のパルス幅生成及び補正部１２０内のフィルタ１２２は、抵抗Ｒ１及びキャパシタＣ１からなるローパスフィルタとして、デジタル変調部１１０で変調されたＰＷＭ信号Ｖｒを電圧増幅部１２４に伝達する。

電圧増幅部１２４は電圧帰還(ｖｏｌｔａｇｅｆｅｅｄｂａｃｋ)を行うＯＰ増幅器１２４０を含むが、その(-)端子にはフィルタ１２２の信号が提供され、(+)端子には電圧負帰還ループ１５０の信号Ｖｐ１が提供され、これら信号差を増幅して出力(Ｖｐ２)する。電圧負帰還ループ１５０の信号Ｖｐ１は、出力スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２で出力された矩形波信号なので、フィルタ１２２の出力であるＰＷＭ信号Ｖｒと同じパルス形態を示し、ただ、その大きさが増幅されて位相が数度程度遅延された信号波形を持つ。

電圧増幅部１２４のＯＰ増幅器１２４０の(-)端子には抵抗Ｒ２が連結し、抵抗Ｒ２と増幅器の出力端子との間には抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３が並列連結される。ここで、抵抗Ｒ２、Ｒ３は増幅器１２４０の利得(Ｒ３/Ｒ２)を決定し、増幅器の出力を負帰還する並列連結の抵抗Ｒ３とキャパシタＣ３は、電圧負帰還ループ内に極点を挿入して位相マージンと増幅器１２４０に入力される周波数のリッフルを除去することにより、増幅器１２４０の可聴帯域の性能と直流安定度を向上させる。望ましくは、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ３のコーナー周波数は数ＫＨｚ〜数十ＫＨｚ内で設定される。そして、増幅器１２４０の出力端にはダイオードＤ１、Ｄ２と抵抗Ｒ７、Ｒ８が連結されているが、これら素子は電圧増幅部１２４の出力信号Ｖｐ２が±数Ｖの限界を超えないように制限する役割をする。

電圧負帰還ループ１５０は抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６とキャパシタＣ４からなる。抵抗Ｒ５とＲ６は、スイッチングトランジスタ１３４の出力Ｖｐをフィルタ１２２の信号と類似なレベルになるように電圧を降下させる役割をする。この時の利得は“Ｒ５／（Ｒ５＋Ｒ６）”で決定され、この値が“Ｖｒ／Ｖｐ”の比率になるように決定する。そして、キャパシタＣ４と抵抗Ｒ４は負帰還内に極点を挿入する役割をすることにより、二極点補償器(ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ)になるようにする。これにより、電圧増幅部１２４の出力電圧Ｖｐ２の高調波成分を減衰する。ここで、抵抗Ｒ４とキャパシタＣ４の時定数は２０ＫＨｚ内でフィルタ１２２の時定数より若干大きく設定する。

図４は図２のＰＷＭ-ランプ変換部を詳細に示す一実施例の回路図である。
同図を参照すれば、本発明のＰＷＭ-ランプ変換部１２６は正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号を生成するが、その詳細な構成は、インバータＩＮＶと、定電流源１２６０と、第１及び第２キャパシタＣ５、Ｃ６と、相補的にスイッチングされて第１及び第２キャパシタＣ５、Ｃ６を各々充放電するＭＯＳＦＥＴの第１及び第２スイッチングトランジスタＱ３、Ｑ４と、第１及び第２スイッチングトランジスタＱ３、Ｑ４を介して出力された各信号を差動増幅してＰＷＭ-ランプ信号Ｖｍを生成する差動増幅器１２６２とを含む。

ここで、デジタル変調部１１０で変調されたＰＷＭ信号Ｖｒは、第２スイッチングトランジスタＱ４のゲートに伝達され、インバータＩＮＶを通して反転されたＰＷＭ信号Ｖｒは第１スイッチングトランジスタＱ３のゲートに伝達される。

そして、定電流源１２６０はＩ１及びＩ２で構成され、各出力はトランジスタＱ３、Ｑ４のドレーンとキャパシタＣ５、Ｃ６に連結され、このノードは各々抵抗Ｒ１７、Ｒ１８を経て差動増幅器１２６２の(-)、(+)端子に連結される。

ここで、ＰＷＭ-ランプ変換部１２６の利得は正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号Ｖｍの傾きＫによる利得１/Ｋに比例するが、例えば、Ｋ値を小さくすれば、差動増幅器１２６２の利得をより容易に調節できる。

図２乃至図４を参照すれば、このような構成を持つ本発明に係るデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器の作動過程を説明する。
まず、入力オーディオのＰＣＭ信号Ｖｉがデジタル変調部１１０によってＰＷＭ信号Ｖｒに変換される。

そして、ＰＷＭ信号Ｖｒと電圧負帰還ループ１５０を通して負帰還された信号Ｖｐ１はパルス幅生成及び補正部１２０に入力されて、この回路内のフィルタ１２２と、電圧増幅部１２４と、ＰＷＭ-ランプ変換部１２６と、比較部１２８とを通してパルス幅変調されたＰＷＭスイッチング信号Ｖｃとを生成するが、その詳細な処理過程は次の通りである。

まず、ＰＷＭ信号Ｖｒはフィルタ１２２を通して高調波成分がフィルタリングされ、周波数特性がシステムに合うように変換される。フィルタリングされたＰＷＭ信号Ｖｒは電圧増幅部１２４に提供される。電圧増幅部１２４はＯＰ増幅器１２４０を通してＰＷＭ信号Ｖｒと電圧負帰還ループ１５０の信号Ｖｐ１との差を増幅して出力(Ｖｐ２)する。

ＰＷＭ-ランプ変換部１２６は、ＰＷＭ信号Ｖｒが入力されて、ＰＷＭパルス幅に比例して０を基準として正(+)の方向または負(-)の方向に増加するのこぎり波ランプ信号Ｖｍを生成する。このとき、正または負(+/-)ののこぎり波信号は、ＰＷＭ信号Ｖｒに相補的にスイッチングされるトランジスタＱ３、Ｑ４を介して、定電流源１２６０によりキャパシタに電荷を充放電することにより、生成された信号を差動増幅器１２６２で増幅して正(+)及び負(-)の両方向ののこぎり波ランプ信号Ｖｍを生成する。

比較部１２８は、ＰＷＭ-ランプ変換器１２６で生成された正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号Ｖｍと、電圧増幅部１２４内の増幅器１２４０の出力信号Ｖｐ２とを比較して、ＰＷＭスイッチング信号Ｖｃを生成する。即ち、比較部１２８は、正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号Ｖｍより増幅器１２４０の出力信号Ｖｐ２の方が大きければハイレベル、その反対はローレベルのＰＷＭスイッチング信号Ｖｃを出力することにより、結局、ＰＷＭスイッチング信号Ｖｃはパルス幅変調された矩形波形態を持つ。

そして、比較部１２８で生成されたＰＷＭスイッチング信号Ｖｃは、出力部１３０を通してスピーカー１４０に出力されるが、その詳細な処理過程は次の通りである。

ＰＷＭスイッチング信号Ｖｃは、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２をスイッチングするためには微弱な信号なので、ゲートドライバ１３２により増幅された後、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに提供される。例えば、ゲートドライバ１３２の出力がローレベルの場合、Ｑ１がオンされ、Ｑ１を通してスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２の出力端にハイレベルの信号が出力される。これと反対に、ゲートドライバ１３２の出力がハイレベルの場合、Ｑ２がオンされ、Ｑ２を通してスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２の出力端にローレベルの信号が出力される。ここで、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数は数百ＫＨｚであり、これにより得られた出力である矩形波信号は入力Ｖｃと同じ幅を持ち、大きさだけ大きいＰＷＭ波形を持つ。このようにスイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２を介して生成されたＰＷＭ信号は、デジタル-アナログ変換器として作動するＬＣフィルタ１３６に入力される。ＰＷＭ信号には増幅したいオーディオ信号とオーディオ信号より１０倍以上の高周波のスイッチング信号とが混在しているが、ＬＣフィルタ１３６ではＰＷＭ信号でオーディオ信号を通過させ、スイッチング信号をフィルタリングさせる。これにより、ＬＣフィルタ１３６を通して、最終的に、増幅された出力オーディオ信号Ｖｏが得られる。

このように、レベルが低い最初の入力オーディオであるＰＣＭ信号Ｖｉは、本発明に係るパルス幅変調及びスイッチング方式により大きい信号に増幅され、スピーカー１４０を通してオーディオ信号Ｖｏを出力する。

一方、本発明に係るデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器では、パルス幅生成及び補正部１２０を通して出力信号を負帰還して補正できるが、これに対する説明は図５を参照して説明する。

図５は図４のデジタル変調部、ＰＷＭ-ランプ変換部及び比較部の各信号波形を示す波形図である。

図３乃至図５を参照すれば、本発明のデジタル変調部１１０は所定のパルス幅Ｔｗを持つＰＷＭ信号Ｖｒを生成する。そして、ＰＷＭ-ランプ変換部１２６は、ＰＷＭ信号Ｖｒがハイレベルでは負(-)の傾きＫを持つのこぎり波ランプ信号Ｖｍを発生するのに対して、ローレベルでは正(+)の傾きＫを持つのこぎり波ランプ信号Ｖｍを発生する。このとき、正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号ＶｍはＰＷＭ信号Ｖｒと同じパルス幅Ｔｗを持つ。

図４を参照すれば、Ｖｒ信号がハイレベルで入力されれば、第２スイッチングトランジスタＱ４はオン(Ｏｎ)され、第２キャパシタＣ６を放電させると同時に、第１スイッチングトランジスタＱ３はインバータＩＮＶを通して反転されたＶｒのローレベルによりオフ(Ｏｆｆ)され、定電流源Ｉ１によって第１キャパシタＣ５に電荷を充電する。キャパシタＣ５に充電された電圧はほとんど線形的な上昇直線をなす。これにより、差動増幅器１２６２の出力Ｖｍは線形的に増加していて、ＰＷＭ信号Ｖｒがハイレベルからローレベルに遷移する場合、第１スイッチングトランジスタＱ３がオンされながら、第１キャパシタＣ５に充電された電荷を放電させる。したがって、差動増幅器１２６２の出力Ｖｍが瞬間的に０Ｖに低下するようになり、ＰＷＭ-ランプ変調部１２６を通して負(-)ののこぎり波ランプ信号が得られる。

そして、ＰＷＭ信号Ｖｒがローレベルの際、インバータＩＮＶを通して反転されたＶｒのハイレベルにより第１スイッチングトランジスタＱ３はオンされ、第１キャパシタＣ５を放電させると同時に、第２スイッチングトランジスタＱ４はオフされ、定電流源Ｉ２によって第２キャパシタＣ６に電荷を充電させる。これにより、差動増幅器１２６２の出力Ｖｍは正(+)の傾き方向に線形的に増加していて、ＰＷＭ信号Ｖｒがローレベルからハイレベルに遷移する場合、第２スイッチングトランジスタＱ４がオフされながら、第１キャパシタＣ６に充電された電荷を放電させる。したがって、差動増幅器１２６２の出力Ｖｍが瞬間的に０Ｖに低下するようになり、結局、ＰＷＭ-ランプ変調部１２６を通して正(+)ののこぎり波ランプ信号が得られる。

このような第１及び第２スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のドレーン電圧は、差動増幅器１２６２の(+)及び(-)端子入力に各々入っていくが、この増幅器１２６２の回路抵抗が均衡していて、即ち、“Ｒ２０/Ｒ１７＝Ｒ１９/Ｒ１８”であれば、増幅器の出力は両電圧の差が“Ｒ２０/Ｒ１７”の利得で増幅されて出力Ｖｍが現れる。

このような動作をＰＷＭ信号Ｖｒの周期ごとに繰り返すことにより、ＰＷＭ-ランプ変換部１２６では正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号Ｖｍを生成する。このようなランプ信号Ｖｍは、比較部１２８に入力されて比較部１２８を通して電圧増幅部１２４の信号Ｖｐ２と比較されて、基準ＰＷＭ電圧Ｖｅに対する遷移時間(ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｔｉｍｅ)だけ遅延されたパルス幅Ｔａを持つＰＷＭスイッチング信号Ｖｃを生成する。これにより、ゲートドライバ１３２の入力パルス幅が変更され、結局、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のオン/オフ時間が変化して出力オーディオ信号Ｖｏのエラーを補正できる。そして、入力オーディオ信号Ｖｉのパルス幅と関係なしに、ＰＷＭ-ランプ変換部１２６では常にのこぎり波ランプ信号が作られるので、変調インデックスに制限がなく、補正されたＰＷＭスイッチング信号Ｖｃのパルス幅もゼロからスイッチング全体周期まで可変的なので、出力オーディオ信号Ｖｏのエラーを補正するパルス幅の大きさに制限がないため、電圧負帰還による出力補償を精密に制御できる。

従来のＤ級音響増幅器を示す回路ブロック図である。本発明に係るＰＷＭ負帰還によるデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器を示す回路ブロック図である。図２のフィルタ、電圧増幅部及び電圧負帰還ループを詳細に示す一実施例の回路図でる。図２のＰＷＭ-ランプ変換部を詳細に示す一実施例の回路図である。図４のデジタル変調部、ＰＷＭ-ランプ変換部及び比較部の各信号波形を示す波形図である。

Claims

ＰＷＭスイッチングを用いた負帰還Ｄ級音響増幅器において、
入力オーディオのＰＣＭ信号をＰＷＭ信号に変調するデジタル変調部、
前記デジタル変調部のＰＷＭ信号と負帰還した出力信号の差と、ＰＷＭランプ信号とを比較して、ＰＷＭスイッチング信号を生成するパルス幅生成及び補正部、
前記パルス幅生成及び補正部のＰＷＭスイッチング信号に応答して、増幅された出力オーディオ信号を発生する出力部、及び、
前記出力部の信号を負帰還し、高調波成分を減少させて、前記パルス幅生成及び補正部に提供する電圧負帰還ループを備えることを特徴とする、デジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器。
前記パルス幅生成及び補正部は、前記デジタル変調部のＰＷＭ信号と前記負帰還した出力信号との差を増幅する電圧増幅部、前記デジタル変調部のＰＷＭ信号が入力されてＰＷＭランプ信号を生成するＰＷＭ-ランプ変換部、及び、前記電圧増幅部の出力信号と前記ＰＷＭ-ランプ変換部のＰＷＭランプ信号とを比較して、ＰＷＭスイッチング信号を生成する比較部を含むことを特徴とする、請求項１に記載のデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器。
前記パルス幅生成及び補正部は、前記デジタル変調部のＰＷＭ信号をローパス帯域でフィルタリングして、前記電圧増幅部に伝達するフィルタをさらに含むことを特徴とする、請求項２に記載のデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器。
前記ＰＷＭ-ランプ変換部は、正または負(+/-)ののこぎり波ランプ信号を生成する定電流源、前記定電流源の出力と連結する第１及び第２キャパシタ、相補的にスイッチングされて前記第１及び第２キャパシタに各々充放電する第１及び第２スイッチングトランジスタ、及び、前記第１及び第２スイッチングトランジスタを介して出力された各信号を差動増幅する差動増幅部を含むことを特徴とする、請求項２に記載のデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器。
前記出力部は、前記パルス幅生成及び補正部のＰＷＭスイッチング信号によりスイッチング駆動信号を生成し、これを増幅するゲートドライバ、前記ゲートドライバの信号にスイッチングされるスイッチングトランジスタ、及び前記スイッチングトランジスタの信号を出力オーディオ信号に復調して出力するフィルタを含むことを特徴とする、請求項１又は２に記載のデジタルＰＷＭ入力Ｄ級音響増幅器。