JPS6252963B2 - - Google Patents
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- JPS6252963B2 JPS6252963B2 JP55039023A JP3902380A JPS6252963B2 JP S6252963 B2 JPS6252963 B2 JP S6252963B2 JP 55039023 A JP55039023 A JP 55039023A JP 3902380 A JP3902380 A JP 3902380A JP S6252963 B2 JPS6252963 B2 JP S6252963B2
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- signal
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 4
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、複数チヤンネルのパルス幅変調増幅
回路に関する。
回路に関する。
パルス幅変調増幅回路は、音声信号等の低周波
信号で高周波のキヤリア信号を変調してパルス幅
信号に変換して電力増幅し、最後にスピーカ等の
負荷に与える直前でそのキヤリア信号を除去して
復調するようにしたもので、電力増幅時の効率が
非常に良く、このため車内用のオーデイオ機器と
して最近注目を集めている。
信号で高周波のキヤリア信号を変調してパルス幅
信号に変換して電力増幅し、最後にスピーカ等の
負荷に与える直前でそのキヤリア信号を除去して
復調するようにしたもので、電力増幅時の効率が
非常に良く、このため車内用のオーデイオ機器と
して最近注目を集めている。
そして、このような増幅回路を２チヤンネルで
構成する場合には、右チヤンネルを音声増幅器
１、コンパレータ２、パルス増幅（電力増幅）器
３、ローパスフイルタ４、及びスピーカ５で構成
すると共にパルス増幅器３の出力を抵抗R1，
R2、コンデンサC1によつてコンパレータ２に負
帰還させ、一方左チヤンネルも同様に音声増幅器
１′、コンパレータ２′、パルス幅増幅器３′、ロ
ーパスフイルタ４′、及びスピーカ５′で構成する
と共にパルス増幅器３′の出力を抵抗R1′，R2′、
コンデンサC1′によつてコンパレータ２′に負帰還
させ、１個の発振器６からの三角波キヤリア信号
ｄを両チヤンネルのコンパレータ２と２′の非反
転端子に与えて、そのコンパレータ２と２′で音
声信号のパルス幅変調が行なわれるようにしてい
る。
構成する場合には、右チヤンネルを音声増幅器
１、コンパレータ２、パルス増幅（電力増幅）器
３、ローパスフイルタ４、及びスピーカ５で構成
すると共にパルス増幅器３の出力を抵抗R1，
R2、コンデンサC1によつてコンパレータ２に負
帰還させ、一方左チヤンネルも同様に音声増幅器
１′、コンパレータ２′、パルス幅増幅器３′、ロ
ーパスフイルタ４′、及びスピーカ５′で構成する
と共にパルス増幅器３′の出力を抵抗R1′，R2′、
コンデンサC1′によつてコンパレータ２′に負帰還
させ、１個の発振器６からの三角波キヤリア信号
ｄを両チヤンネルのコンパレータ２と２′の非反
転端子に与えて、そのコンパレータ２と２′で音
声信号のパルス幅変調が行なわれるようにしてい
る。
このように、両チヤンネルへの三角波キヤリア
信号ｄを共通の発振器６からの出力によつて与え
るのは、ビートの発生やコストの面からの考慮に
依るものであつた。
信号ｄを共通の発振器６からの出力によつて与え
るのは、ビートの発生やコストの面からの考慮に
依るものであつた。
従つて、両チヤンネルへの入力音声信号ａ，
a′が零の場合には、パルス増幅器３，３′の方形
波パルスの出力ｂ，b′が第２図イとロに示すよう
に同相となり、立上り及び立下りが同一時刻とな
る。一方、音声信号ａ，a′が所定のレベルになる
と、パルス増幅器３と３′のパルス出力が変調を
受けて第２図ハに示すように音声によつてそのデ
ユーテイが変化する。ところで、コンパレータ
２，２′に入力される三角波キヤリア信号はその
リニアリテイーが保たれていなければならない。
リニアリテイーすなわち三角の辺の直線性が損わ
れると、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差
が生じ、歪の原因になることは明らかである。一
般に発振器６はこの点を考慮して十分な性能を有
するものが使用されている。
a′が零の場合には、パルス増幅器３，３′の方形
波パルスの出力ｂ，b′が第２図イとロに示すよう
に同相となり、立上り及び立下りが同一時刻とな
る。一方、音声信号ａ，a′が所定のレベルになる
と、パルス増幅器３と３′のパルス出力が変調を
受けて第２図ハに示すように音声によつてそのデ
ユーテイが変化する。ところで、コンパレータ
２，２′に入力される三角波キヤリア信号はその
リニアリテイーが保たれていなければならない。
リニアリテイーすなわち三角の辺の直線性が損わ
れると、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差
が生じ、歪の原因になることは明らかである。一
般に発振器６はこの点を考慮して十分な性能を有
するものが使用されている。
しかし、パルス増幅器３，３′が入力パルスに
応じて大電力をスイツチングした場合、電源電流
に急激な変化が生じ、電源電圧にも影響を与え
る。この電源電圧が受ける影響により発振器６の
出力波形にスパイクノイズが重畳する場合があ
る。このとき、発振器６が発生する三角波キヤリ
ア信号のリニアリテイが損われ、歪は悪化する。
応じて大電力をスイツチングした場合、電源電流
に急激な変化が生じ、電源電圧にも影響を与え
る。この電源電圧が受ける影響により発振器６の
出力波形にスパイクノイズが重畳する場合があ
る。このとき、発振器６が発生する三角波キヤリ
ア信号のリニアリテイが損われ、歪は悪化する。
ただし、同一チヤンネルにおいてはそのパルス
増幅器３によるスイツチングノイズがコンパレー
タ２による電圧―パルス幅変換に与える影響はな
い。これは、パルス増幅器３によるスパイクノイ
ズが発生する時点ではコンパレータ２による電圧
―パルス幅変換が既に終了しているからである。
増幅器３によるスイツチングノイズがコンパレー
タ２による電圧―パルス幅変換に与える影響はな
い。これは、パルス増幅器３によるスパイクノイ
ズが発生する時点ではコンパレータ２による電圧
―パルス幅変換が既に終了しているからである。
問題となるのは、他チヤンネルへの影響であ
る。例えば第１図において入力音声信号ａに対し
て入力音声信号a′の方が若干正に大きい場合、コ
ンパレータ２，２′における比較は、入力音声信
号a′の方が遅れるようになる。このため、入力音
声信号ａがコンパレータ２で比較され、パルス増
幅器３でスイツチングが行われてスパイクノイズ
が発生する時刻に、入力音声信号a′がコンパレー
タ２′で比較が行われ、そのときコンパレータ
２′に入力される三角波キヤリア信号のリニアリ
テイが上記スパイクノイズで損われることにな
る。従つて、コンパレータ２′における電圧―パ
ルス幅変換に誤差が生じ、歪が悪化してしまう。
特に、一方のチヤンネルの信号レベルが小さく、
他方のチヤンネルの信号レベルが大きいときには
三角波キヤリア信号のリニアリテイが損われるの
で、上記歪は顕著に現われる。
る。例えば第１図において入力音声信号ａに対し
て入力音声信号a′の方が若干正に大きい場合、コ
ンパレータ２，２′における比較は、入力音声信
号a′の方が遅れるようになる。このため、入力音
声信号ａがコンパレータ２で比較され、パルス増
幅器３でスイツチングが行われてスパイクノイズ
が発生する時刻に、入力音声信号a′がコンパレー
タ２′で比較が行われ、そのときコンパレータ
２′に入力される三角波キヤリア信号のリニアリ
テイが上記スパイクノイズで損われることにな
る。従つて、コンパレータ２′における電圧―パ
ルス幅変換に誤差が生じ、歪が悪化してしまう。
特に、一方のチヤンネルの信号レベルが小さく、
他方のチヤンネルの信号レベルが大きいときには
三角波キヤリア信号のリニアリテイが損われるの
で、上記歪は顕著に現われる。
本発明は以上のような点に鑑み、発振器からの
キヤリア信号に位相差を与えて各別のチヤンネル
のコンパレータに与えるようにし、前記した問題
点を解決せんとするものである。
キヤリア信号に位相差を与えて各別のチヤンネル
のコンパレータに与えるようにし、前記した問題
点を解決せんとするものである。
以下、本発明によるパルス幅変調増幅回路を一
実施例によつて説明する。第３図は発振器６から
のキヤリア信号ｄは位相差π／２の信号d′に変換
するための回路図で、発振器６から出る三角波信
号ｄが非反転端子に加わるコンパレータ７は、正
相出力Ｃ又は逆相出力C′を択一的に出力し、電
源＋ＶCCと−ＶCCの間に接続された同一の定電流
ｉを流す定電流源８と９を択一的に動作させて、
その定電流源８と９の共通接続点と接地間に接続
されたコンデンサC2に前記定電流ｉを充電さ
せ、また放電させる。そして、そのコンデンサ
C2の信号d′は抵抗R3とコンデンサC3による積分
回路によつて、コンパレータ７の反転端子に負帰
還されている。
実施例によつて説明する。第３図は発振器６から
のキヤリア信号ｄは位相差π／２の信号d′に変換
するための回路図で、発振器６から出る三角波信
号ｄが非反転端子に加わるコンパレータ７は、正
相出力Ｃ又は逆相出力C′を択一的に出力し、電
源＋ＶCCと−ＶCCの間に接続された同一の定電流
ｉを流す定電流源８と９を択一的に動作させて、
その定電流源８と９の共通接続点と接地間に接続
されたコンデンサC2に前記定電流ｉを充電さ
せ、また放電させる。そして、そのコンデンサ
C2の信号d′は抵抗R3とコンデンサC3による積分
回路によつて、コンパレータ７の反転端子に負帰
還されている。
発振器６からの三角波キヤリア信号ｄは、第４
図イに示すように、零ボルトを基準にし正側ピー
クと負側ピークが同一レベルであり、その信号ｄ
が負から正に上昇すると、零ボルトの時点でコン
パレータ７が反転し、正相出力Ｃが高レベルとな
つて一方の定電流源８を動作させて、その定電流
源８から電流ｉをコンデンサC2に充電させる。
そして、発振器６からの信号ｄが正から負に下降
すると、今度は零ボルトの時点でコンパレータ７
が復帰し、正相出力Ｃが低レベルとなり逆相出力
C′が高レベルとなつて、一方の定電流源８が動
作を停めると共に他方の定電流源９が動作を始め
て、その定電流源９がコンデンサC2から電流ｉ
を吸込み、そのコンデンサC2の電荷を放電させ
るようになる。従つて、コンデンサC2の電圧で
あるキヤリア信号d′は第４図ニのように、発振器
６からのキヤリア信号ｄに対してπ／２の遅相の
信号となる。なお、キヤリア信号d′のピークレベ
ルは、定電流源８と９の定電流ｉ、コンデンサ
C2の値を適宜設定することにより、発振器６か
らのキヤリア信号ｄに一致させることができる。
図イに示すように、零ボルトを基準にし正側ピー
クと負側ピークが同一レベルであり、その信号ｄ
が負から正に上昇すると、零ボルトの時点でコン
パレータ７が反転し、正相出力Ｃが高レベルとな
つて一方の定電流源８を動作させて、その定電流
源８から電流ｉをコンデンサC2に充電させる。
そして、発振器６からの信号ｄが正から負に下降
すると、今度は零ボルトの時点でコンパレータ７
が復帰し、正相出力Ｃが低レベルとなり逆相出力
C′が高レベルとなつて、一方の定電流源８が動
作を停めると共に他方の定電流源９が動作を始め
て、その定電流源９がコンデンサC2から電流ｉ
を吸込み、そのコンデンサC2の電荷を放電させ
るようになる。従つて、コンデンサC2の電圧で
あるキヤリア信号d′は第４図ニのように、発振器
６からのキヤリア信号ｄに対してπ／２の遅相の
信号となる。なお、キヤリア信号d′のピークレベ
ルは、定電流源８と９の定電流ｉ、コンデンサ
C2の値を適宜設定することにより、発振器６か
らのキヤリア信号ｄに一致させることができる。
そこで、以上のようにして得られたπ／２の位
相差のキヤリア信号ｄ，d′を第１図における左右
チヤンネルのコンパレータ２，２′の非反転端子
に各々加えれば、音声信号ａ，a′が音声増幅器
１，１′に加わつても、コンパレータ２，２′にお
けるパルス幅変調によりパルス増幅器３，３′に
得られる方形波パルス信号は、第２図ハとニに示
す関係をもつようになり、そのデユーテイが変化
してもその立上りと立下りは一致しなくなり、従
つて歪の発生原因とはならない。
相差のキヤリア信号ｄ，d′を第１図における左右
チヤンネルのコンパレータ２，２′の非反転端子
に各々加えれば、音声信号ａ，a′が音声増幅器
１，１′に加わつても、コンパレータ２，２′にお
けるパルス幅変調によりパルス増幅器３，３′に
得られる方形波パルス信号は、第２図ハとニに示
す関係をもつようになり、そのデユーテイが変化
してもその立上りと立下りは一致しなくなり、従
つて歪の発生原因とはならない。
なお、以上の実施例においては、キヤリア信号
ｄとd′の位相差をπ／２としたが、正確なπ／２
である必要はなく、その前後であつても良い。要
は変調によるデユーテイ変化時に両チヤンネルの
コンパレータ２，２′から得られる方形波パルス
の立上りや立下りが好ましい範囲で一致しないよ
うにすれば良い。
ｄとd′の位相差をπ／２としたが、正確なπ／２
である必要はなく、その前後であつても良い。要
は変調によるデユーテイ変化時に両チヤンネルの
コンパレータ２，２′から得られる方形波パルス
の立上りや立下りが好ましい範囲で一致しないよ
うにすれば良い。
すなわち、パルス幅変調されたパルス幅列のデ
ユーテイーは０〜100％の範囲で変化させる場合
もあるが、現実の動作範囲として０％或いは100
％近くまで変調される割合は少なく、三角波キヤ
リア信号のチヤンネル間位相を略90゜ずらすこと
により、他チヤンネルのスイツチングノイズの影
響を無くすることが可能となる。
ユーテイーは０〜100％の範囲で変化させる場合
もあるが、現実の動作範囲として０％或いは100
％近くまで変調される割合は少なく、三角波キヤ
リア信号のチヤンネル間位相を略90゜ずらすこと
により、他チヤンネルのスイツチングノイズの影
響を無くすることが可能となる。
第２図のハ，ニは両チヤンネルともに小レベル
領域であり、両チヤンネルのデユーテイー変化範
囲が完全に独立している。従つて、デユーテイー
変化範囲において生じるスイツチングノイズは一
般に他チヤンネルのコンパレータ動作に影響を与
えるのであるが、時刻的に重ならないので、悪影
響は与えず歪は悪化しない。しかし、一方のチヤ
ンネルが０％又は100％に近い変調で、他方のチ
ヤンネルが50％前後の変調である場合、すなわち
一方の信号レベルが正又は負側非常に大きく、他
方の信号レベルが０に近い場合には、デユーテイ
ー変化範囲は重なり、歪率の悪化は避けられなあ
いが、このようなことはほとんどない。この点、
両チヤンネルの三角波キヤリア信号の位相差を略
90゜にすることにより、デユーテイー25〜75％の
変調度となる入力レベルまでは他チヤンネルの電
圧―パルス幅変換に悪影響を与えることが全くあ
りえなくなり、総合的な歪特性は改善されるよう
になる。
領域であり、両チヤンネルのデユーテイー変化範
囲が完全に独立している。従つて、デユーテイー
変化範囲において生じるスイツチングノイズは一
般に他チヤンネルのコンパレータ動作に影響を与
えるのであるが、時刻的に重ならないので、悪影
響は与えず歪は悪化しない。しかし、一方のチヤ
ンネルが０％又は100％に近い変調で、他方のチ
ヤンネルが50％前後の変調である場合、すなわち
一方の信号レベルが正又は負側非常に大きく、他
方の信号レベルが０に近い場合には、デユーテイ
ー変化範囲は重なり、歪率の悪化は避けられなあ
いが、このようなことはほとんどない。この点、
両チヤンネルの三角波キヤリア信号の位相差を略
90゜にすることにより、デユーテイー25〜75％の
変調度となる入力レベルまでは他チヤンネルの電
圧―パルス幅変換に悪影響を与えることが全くあ
りえなくなり、総合的な歪特性は改善されるよう
になる。
以上から本発明によれば、両チヤンネルの信号
レベルが所定範囲内にあるとき、両チヤンネルの
変調方形波パルス信号の立上りや立下りが一致し
なくなり、歪の発生を防止することができるよう
になるので、総合的な歪特性を改善することがで
きる。
レベルが所定範囲内にあるとき、両チヤンネルの
変調方形波パルス信号の立上りや立下りが一致し
なくなり、歪の発生を防止することができるよう
になるので、総合的な歪特性を改善することがで
きる。
第１図は従来の２チヤンネルのパルス幅変調増
幅回路のブロツク図、第２図はパルス幅変調作用
説明の信号波形図、第３図は本発明の一実施例の
キヤリア信号発生回路の回路図、第４図は第３図
の各部の信号波形図である。 １，１′……音声増幅器、２，２′……コンパレ
ータ、３，３′……パルス増幅器、４，４′……ロ
ーパスフイルタ、５，５′……スピーカ、６……
三角波キヤリア信号の発振器、７……コンパレー
タ、８，９……定電流源。
幅回路のブロツク図、第２図はパルス幅変調作用
説明の信号波形図、第３図は本発明の一実施例の
キヤリア信号発生回路の回路図、第４図は第３図
の各部の信号波形図である。 １，１′……音声増幅器、２，２′……コンパレ
ータ、３，３′……パルス増幅器、４，４′……ロ
ーパスフイルタ、５，５′……スピーカ、６……
三角波キヤリア信号の発振器、７……コンパレー
タ、８，９……定電流源。
Claims (1)
- １ 発振器を共用する２チヤンネルのパルス幅変
調増幅回路において、前記発振器が略90゜位相の
異なる２種類の三角波キヤリア信号を発生し、該
三角波キヤリア信号の一方を一方のチヤンネルが
有するパルス幅変調用のコンパレータに、他方を
他方のチヤンネルが有するパルス幅変調用のコン
パレータにそれぞれ加えるようにしたことを特徴
とするパルス幅変調増幅回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3902380A JPS56136008A (en) | 1980-03-28 | 1980-03-28 | Pulse-width modulating and amplifying circuit |
| US06/247,036 US4415862A (en) | 1980-03-28 | 1981-03-24 | Pulse width modulation amplifier |
| GB8109299A GB2073526B (en) | 1980-03-28 | 1981-03-25 | Pulse width modulation amplifier |
| DE3112035A DE3112035C2 (de) | 1980-03-28 | 1981-03-26 | Pulsweitenmodulierter Verstärker |
| GB08331144A GB2134735B (en) | 1980-03-28 | 1983-11-22 | Multi-channel pulse width modulation amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3902380A JPS56136008A (en) | 1980-03-28 | 1980-03-28 | Pulse-width modulating and amplifying circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56136008A JPS56136008A (en) | 1981-10-23 |
| JPS6252963B2 true JPS6252963B2 (ja) | 1987-11-09 |
Family
ID=12541504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3902380A Granted JPS56136008A (en) | 1980-03-28 | 1980-03-28 | Pulse-width modulating and amplifying circuit |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4415862A (ja) |
| JP (1) | JPS56136008A (ja) |
| DE (1) | DE3112035C2 (ja) |
| GB (2) | GB2073526B (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4773096A (en) * | 1987-07-20 | 1988-09-20 | Kirn Larry J | Digital switching power amplifier |
| JPH0728181B2 (ja) * | 1988-12-28 | 1995-03-29 | パイオニア株式会社 | パルス幅変調増幅回路 |
| JPH0785524B2 (ja) * | 1988-12-28 | 1995-09-13 | パイオニア株式会社 | パルス幅変調増幅回路 |
| US5329245A (en) * | 1993-06-28 | 1994-07-12 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Hybrid high power amplifier |
| WO1999003196A1 (en) * | 1997-07-11 | 1999-01-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Device for amplifying signals |
| US5982231A (en) * | 1997-07-23 | 1999-11-09 | Linfinity Microelectronics, Inc. | Multiple channel class D audio amplifier |
| US6078214A (en) * | 1999-03-22 | 2000-06-20 | Texas Instruments Incorporated | High efficiency class DB power amplifier |
| DE19929841C2 (de) * | 1999-06-29 | 2001-07-12 | Jan Quellmann | Getakteter Verstärker, insbesondere zur Verstärkung von Audiosignalen |
| JP2003060443A (ja) * | 2001-08-21 | 2003-02-28 | Sony Corp | スイッチング増幅装置 |
| JP4097426B2 (ja) * | 2001-12-07 | 2008-06-11 | 日本ビクター株式会社 | 位相変換サラウンド回路 |
| AU2002307896A1 (en) * | 2002-04-25 | 2003-11-10 | Nokia Corporation | Method and device for reducing high frequency error components of a multi-channel modulator |
| US6608521B1 (en) * | 2002-05-14 | 2003-08-19 | Texas Instruments Incorporated | Pulse width modulation regulator control circuit having precise frequency and amplitude control |
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