JPH0254695B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、オーデイオ信号を増幅する場合な
どに用いて好適なパルス幅変調回路に関する。

従来、オーデイオ用の増幅器として、パルス幅
変調回路を用いて極めて効率のよい増幅作用を行
なわせるようにしたものが知られている。例えば
第１図は、この種の増幅器の従来の一例を示すブ
ロツク図である。この図において、１は増幅すべ
きオーデイオ信号e_aが供給される入力端子であ
り、また２はパルス幅変調回路である。このパル
ス幅変調回路２は、一定周波数（一定周期Ｔ）の
キヤリア信号（例えば矩形波信号）e_cを発生する
発振器２ａと、このキヤリア信号e_cを用いて前記
オーデイオ信号e_aを同オーデイオ信号e_aの信号レ
ベル（振幅）に対応したデユーテイー比を持つパ
ルス信号e_pに変換して出力する変調部２ｂとから
なつている。この場合、パルス信号e_pは、第２図
イに示すような波形（オーデイオ信号e_aの信号レ
ベルが零の場合、すなわち０％変調の場合）、あ
るいは同図ロに示すような波形（オーデイオ信号
e_aの信号レベルが高い場合）のように、デユーテ
イー比がオーデイオ信号e_aの信号レベルに応じて
変化される。そしてこのようにして得られたパル
ス信号e_pは、パルス増幅器３によつて電力増幅さ
れた後、ローパスフイルタ４によつてキヤリア信
号e_cに対応する信号成分が除去され、オーデイオ
信号e_aに対応する信号成分だけを持つ信号に復調
されてスピーカ５へ供給される。

ところで、上述したような従来のパルス幅変調
回路２は、変調すべきオーデイオ信号e_aの上限周
波数（例えば15KHz）に基づいて決定された一定
周波数（例えば500KHz）すなわち一定周期Ｔ（例
えば2μs）のキヤリア信号e_cを用いて変調が行な
われるように構成されている。したがつて、０％
変調時のパルス信号e_pは、第２図イに示したよう
にハイレベル期間とローレベル期間とが共に１／２ Ｔとなるような比較的高次周波数成分の少ないパ
ルス信号となるため、ある程度の帯域幅（例えば
Ｔ＝2μsにおいては数ＭHz）を確保すれば正確な
増幅あるいは波形伝達を行なうことが可能であ
る。しかしながら、変調度が高い場合のパルス信
号e_pは、例えば第２図ロに示したように、ハイレ
ベル期間は長いがローレベル期間が極めて短かく
なつて（またはこの逆となつて）、高次周波数成
分を非常に多く含んだパルス信号となるため、正
確な増幅あるいは波形伝達を行なうには０％変調
時に必要とされる帯域幅の何倍も広い帯域幅を必
要とする。このため従来のパルス幅変調回路を用
いた場合、パルス幅変調回路自体およびこのパル
ス幅変調回路の出力パルスを増幅あるいは波形伝
達する回路を、高価な高速スイツチング素子を用
いると共に、広帯域幅が得られる回路構成とせね
ばならず、結果として回路が極めて高価かつ複雑
化してしまうという問題があつた。またこの場
合、現実には上述したような広帯域幅を確保する
ことは中々困難であることから、歪率の悪化は避
けられなかつた。

この発明は上記の事情に鑑み、安価な回路構成
でありながら低歪率を実現することができるパル
ス幅変調回路を提供するためになされたもので、
入力信号の直流レベルを検出する入力レベル検出
手段と、前記入力レベル検出手段の出力に基づい
て、入力レベルが零のとき発振パルスの周波数が
最高となり、入力レベルが大きくなる程、発振パ
ルスの周波数が低くなり、入力レベルが一定入力
レベル以上になつた場合、発振パルスの周波数が
一定周波数以下とならないように制御されるパル
ス発振手段と、前記パルス発振手段の出力をキヤ
リア信号とし、前記入力信号の信号レベルに対応
したデユーテイー比の出力パルス信号に変換する
変調手段とから構成し、前記出力パルス信号のハ
イレベル期間あるいはローレベル期間の内どちら
か短い方のパルス幅が常に一定幅を保つようにし
て、必要な帯域幅の減少をはかつたものである。

以下、この発明の実施例を図面を参照しながら
詳細に説明する。

第３図は、この発明によるパルス幅変調回路の
第１の実施例を適用した増幅器の構成を示すブロ
ツク図である。この図において、入力端子１に入
力されるオーデイオ信号e_aは、変調部２ｂとレベ
ル検出器２２ｃとへ各々供給される。レベル検出
器２２ｃは、オーデイオ信号e_aの信号レベル（振
幅）を対応する直流電圧V_cに変換して出力する
ものであり、この直流電圧V_cは、電圧制御形発
振器（以下、vcoと略称する）２ａの制御入力端
子へ供給される。vco２ａは、前記制御入力端子
へ供給された直流電圧V_cに応じて、同電圧V_cが
増加すると周波数がより低くなり、また同電圧
V_cが減少すると周波数がより高くなるような繰
返し信号（例えば矩形波信号）を出力する。この
vco２ａが出力する繰返し信号は、変調部２ｂへ
キヤリア信号e_cとして供給される。そして変調部
２ｂはこのキヤリア信号e_cを用いて、前記オーデ
イオ信号e_aを、同オーデイオ信号e_aの信号レベル
に対応したデユーテイー比を持つパルス信号e_pに
変換して出力する。このパルス信号e_pはパルス増
幅器３によつて電力増幅された後、ローパスフイ
ルタ４によつて前記キヤリア信号e_cの信号成分が
除去されてスピーカ５へ供給される。なお、この
構成において、前記vco２ａは、直流電圧V_cが零
の時に従来のパルス幅変調回路におけるキヤリア
信号e_cの周波数と同程度の周波数の矩形波を出力
するように構成されている。

以上の構成になるこのパルス幅変調回路２によ
れば、オーデイオ信号e_aの信号レベルが、例えば
最大値の20％程度と低い場合（低入力レベル時）
は、直流電圧V_cも低いから、キヤリア信号e_cの周
波数は、例えば第４図イに示すように従来のパル
ス幅変調回路におけるキヤリア信号e_cの周波数と
同程度のものとなる。そしてこの場合、キヤリア
信号e_cの変調度は低いから、パルス信号e_pのデユ
ーテイー比は50％に近く、したがつて同パルス信
号e_pは高次周波数成分の比較的少ないパルス信号
となる。一方、オーデイオ信号e_aの信号レベル
が、例えば最大値の80％程度と高くなると（すな
わち高入力レベルになると）、直流電圧V_cがこれ
に応じて高くなるから、キヤリア信号e_cの周波数
は、例えば第４図ハに示すように、極めて低くな
る（周期Ｔが長くなる）。そしてこの場合、キヤ
リア信号e_cの変調度は高いから、パルス信号e_p
は、第４図ニに示すように、ローレベル期間がハ
イレベル期間に比べて極めて短かい（またはこれ
とは逆の関係の）パルス信号となる。しかしなが
ら、この高入力レベル時のパルス信号e_pの最小パ
ルス幅（第４図ニにおいてはローレベル期間に対
応する）は、キヤリア信号e_cの周期Ｔが長くなつ
ているため、低入力レベル時のパルス信号e_pの各
パルス幅と較べてそれほど変わりなく、したがつ
てこの高入力レベル時のパルス信号e_pの高次周波
数成分も低入力レベル時のものと略んど変化しな
い。

しかして、この実施例によれば、変調部２ｂお
よびパルス増幅器３等の帯域幅を大幅に減少させ
ることが可能になるばかりか、このように帯域幅
を減少させてもなおかつ従来のものより歪を大幅
に改善することができる。なおこの第３図に示し
た実施例においてレベル検出器２２ｃの入力に破
線で示すようにローパスフイルタ４の出力を供給
しても上記効果が得られる。

ところで、この種のパルス幅変調回路において
は、オーデイオ信号e_a（入力信号）の信号レベル
とパルス信号e_p（出力信号）のデユーテイー比と
の比例性さえ正しく確保されていれば、キヤリア
信号e_cの周波数の変化は原理的に歪の原因にはな
らないから、キヤリア信号e_cの周波数のオーデイ
オ信号e_aの信号レベル（入力レベル）に対するリ
ニアリテイー等は余り重要ではない。したがつ
て、このキヤリア信号e_cの周波数は第５図の１点
鎖線ｂで示すように入力レベルのある範囲内にお
いてのみ同入力レベルの増加に伴ない直線的に低
下させる方法、または、同図の２点鎖線ｃで示す
ように入力レベルの増加に伴ない非直線的に低下
させる方法、のように入力レベルの増加に伴ない
低下させ、一定入力レベル以上で、一定周波数以
下とならないような方法であれば任意の方法を用
いてよい。なお第５図における破線は、従来のパ
ルス幅変調回路における入力レベルと、キヤリア
信号の周波数との関係を示している。

次に第６図は、前記第１の実施例の具体回路の
一例を示す回路図である。この図において、変調
部２ｂは、抵抗６と演算増幅器７とコンデンサ８
とからなりV_cｏ２ａが出力するキヤリア信号e_c
（矩形波）を積分するミラー積分回路９と、比較
器１０と、パルス増幅器３と、このパルス増幅器
３の出力端子と前記演算増幅器７の反転入力端子
との間に介挿された帰還抵抗１１とからなる公知
のダイレクト帰還形パルス幅変調回路である。ま
た１２はオーデイオ信号e_aを増幅する第１のバツ
フアアンプ、２ｃはこのバツフアアンプ１２を介
して供給されるオーデイオ信号e_aの電圧を絶対値
に変換して出力する絶対値検出回路であり、１３
はこの絶対値検出回路２ｃの出力を増幅する第２
のバツフアアンプである。そして、Vco２ａの制
御入力端子には、このバツフアアンプ１３の出
力、すなわちオーデイオ信号e_aの信号レベルに比
例して変化する直流電圧V_cが供給される。

しかして、この第６図に示した具体回路によれ
ば、パルス増幅器３から出力されるパルス幅変調
回路２の出力パルス信号e_pのデユーテイー比およ
び周波数は共にオーデイオ信号e_aの信号レベルに
応じて変化され、これによつて必要とされる帯域
幅の減少、および歪の低減が達成される。

次に第７図は前記第１の実施例の具体回路の他
の例を示す回路図である。この図において、変調
部２ｂは、非反転入力端子にオーデイオ信号e_aが
供給され反転入力端子が抵抗１４（値R₁）を介
して接地されかつ同反転入力端子と出力端子との
間にコンデンサ１５（値Ｃ）が介挿された演算増
幅器１６と、入力端子にこの演算増幅器１６の
出力が供給されかつ入力端子にvco２ａからキ
ヤリア信号e_cが供給される比較器１７と、この比
較器１７の出力を増幅するためのパルス増幅器３
と、このパルス増幅器３の出力端子と前記演算増
幅器１６の反転入力端子との間に介挿された抵抗
１８（値R₂）とからなつている。この変調部２
ｂにおいては、キヤリア信号e_cが供給された時に
演算増幅器１６の出力端子に得られる三角波の立
上りの傾斜と立下りの傾斜とが、オーデイオ信号
e_aの信号レベルに応じて互いに相反する方向に変
化され、これによつてキヤリア信号e_cの波形に対
するデユーテイー比の依存性が少ない極めて正確
なパルス幅変調を行なうことができる。一方、絶
対値検出回路２ｃは、バツフアアンプ１２を介し
て供給されるオーデイオ信号e_aの電圧を絶対値に
変換して出力する回路であり、この絶対値検出回
路２ｃが出力する電圧が、バツフアアンプ１３に
よつて増幅された後、抵抗１９を介してvco２ａ
の制御入力端子へ制御電圧V_cとして供給される
ようになつている。この場合、vco２ａの制御入
力端子は、アノードが同制御入力端子に接続され
たダイオード２０を介して直流電圧源２１（電圧
Ｅ）の正側端子に接続されているため、前記制御
電圧V_cは、オーデイオ信号e_aの信号レベルが如
何に増大しても電圧Ｅ以上には上昇しない。

しかしてこの第７図に示した具体回路によつて
も、パルス信号e_pのデユーテイー比および周波数
が共にオーデイオ信号e_aの信号レベルに応じて変
化される。なおこの場合のオーデイオ信号e_aの信
号レベルと、キヤリア信号e_cの周波数との関係
は、例えば第５図の一点鎖線ｂのようになる。

次に第８図は、この発明の第２の実施例を具備
する増幅器の構成を示す回路図である。

この図において、２ｄは変調部であり、この変
調部２ｄは自己発振形パルス幅変調回路からなつ
ている。また符号２２で示すものはフオトカプラ
であり、このフオトカプラ２２は発光ダイオード
２２ａとこの発光ダイオード２２ａの光量に応じ
て抵抗値が変化する可変抵抗素子２２ｂとからな
つている。そして、前記発光ダイオード２２ａは
正電源から定電流回路２３を介してバイアスされ
ている。前記変調部２ｄは、非反転入力端子にオ
ーデイオ信号e_aが供給され反転入力端子が抵抗２
５を介して接地されかつ同反転入力端子と出力端
子との間にコンデンサ２６が介挿された演算増幅
器２７と、入力端子にこの演算増幅器２７の出
力が供給され入力端子が前記可変抵抗素子２２
ｂを介して接地されかつ同入力端子と出力端子
との間に抵抗２８が介挿された比較器２９と、こ
の比較器２９の出力を反転増幅するパルス増幅器
３０と、このパルス増幅器３０の出力端子と前記
演算増幅器２９の反転入力端子との間に介挿され
た抵抗３１とからなつている。この変調部２ｄに
おいて、今オーデイオ信号e_aは接地レベルであ
り、また比較器２９の出力はハイレベルであると
する。この場合、パルス増幅器３０の出力はロー
レベルとなるから、演算増幅器２７の出力電圧
は、抵抗３１の値とコンデンサ２６の値とにより
決まる傾きで上昇する。そしてこの演算増幅器２
７の出力電圧が、比較器２９の入力端子の電
圧、すなわち抵抗２８と可変抵抗素子２４とから
なる正帰還回路によつて発生される電圧を越える
と、比較器２９の出力電圧はハイレベルからロー
レベルへ変化する。しかしてこの変調部２ｄによ
れば、抵抗３１およびコンデンサ２６の各値と、
抵抗２８と可変抵抗素子２２ｂとからなる正帰還
回路の帰還量とによつて決まる周波数を持つ発振
動作を得ることができると共に、この結果として
演算増幅器２７の出力端子に得られる三角波の立
上り傾斜と立下り傾斜とをオーデイオ信号e_aの信
号レベルに応じて互いに相反する方向へ変化させ
ることができ、これによつてパルス幅変調を行な
うことができる。一方、絶対値検出回路２ｃは、
オーデイオ信号e_aの信号レベルの絶対値に対応す
る負の極性の電圧を出力し、この電圧はバツフア
アンプ１３によつて増幅され、抵抗３２を介して
前記発光ダイオード２２ａの電流を制御する。し
たがつてオーデイオ信号e_aの信号レベルが増加す
ると、発光ダイオード２２ａに流れる電流が減少
し光量が減少し、可変抵抗素子２２ｂの抵抗値が
増加する。この結果比較器２９における抵抗２８
と可変抵抗素子２２ｂとによる帰還量が増加して
変調部２ｄの発振周波数が低下する。

このように、この第８図に示した第２の実施例
においても、パルス信号e_pのデユーテイー比およ
び周波数を共にオーデイオ信号e_aの信号レベルに
応じて変化させることができる。

以上の説明から明らかなように、この発明によ
るパルス幅変調回路は、入力信号の直流レベルを
検出する入力レベル検出手段と、前記入力レベル
検出手段の出力に基づいて、入力レベルが零のと
き発振パルスの周波数が最高となり、入力レベル
が大きくなる程、発振パルスの周波数が低くな
り、入力レベルが一定入力レベル以上となつた場
合、発振パルスの周波数が一定周波数以下となら
ないように制御されるパルス発振手段と、前記パ
ルス発振手段の出力をキヤリア信号とし、前記入
力信号の信号レベルに対応したデユーテイー比の
出力パルス信号に変換する変調手段とを設け、前
記出力パルス信号のハイレベル期間あるいはロー
レベル期間の内どちらか短い方のパルス幅が常に
一定幅を保つようにしたので、出力パルス信号に
含まれる高次周波数成分を大幅に減少させること
ができ、これによりこのパルス幅変調回路自体お
よびこのパルス幅変調回路の出力パルス信号を増
幅あるいは伝送する回路の所要帯域幅を大幅に減
少させることができ回路のコストダウンを実現し
得ると共に、歪を著るしく低減させることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のパルス幅変調回路を用いた増幅
器の一例を示すブロツク図、第２図は従来のパル
ス幅変調回路の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第３図はこの発明によるパルス幅変調回路
の第１の実施例を具備する増幅器の構成を示すブ
ロツク図、第４図は同実施例の動作を説明するた
めのタイムチヤート、第５図は同実施例における
入力信号の信号レベルと出力パルス信号の周波数
との関係を示す特性図、第６図は同実施例の一具
体例を示す回路図、第７図は同実施例の他の具体
例を示す回路図、第８図はこの発明によるパルス
幅変調回路の第２の実施例を具備する増幅器の構
成を示す回路図である。 １…入力端子、２…パルス幅変調回路、２ａ…
電圧制御形発振器（VCO）、２０…ダイオード、
２１…直流電圧源、２２…フオトカプラ、２ｄ…
変調部（変調手段）、（以上、２ａ，２０，２１の
組、および２２，２ｄの組がパルス発振手段）、
２ｂ…変調部（変調手段）、２ｃ…絶対値検出回
路、１２，１３…バツフアアンプ、２２ｃ…レベ
ル検出回路（入力レベル検出手段）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力信号の直流レベルを検出する入力レベル
   検出手段と、 前記入力レベル検出手段の出力に基づいて、入
   力レベルが零のとき発振パルスの周波数が最高と
   なり、入力レベルが大きくなる程、発振パルスの
   周波数が低くなり、入力レベルが一定入力レベル
   以上となつた場合、発振パルスの周波数が一定周
   波数以下とならないように制御されるパルス発振
   手段と、 前記パルス発振手段の出力をキヤリア信号と
   し、前記入力信号の信号レベルに対応したデユー
   テイー比の出力パルス信号に変換する変調手段と
   から構成され、 前記出力パルス信号のハイレベル期間あるいは
   ローレベル期間の内どちらか短い方のパルス幅が
   常に一定幅を保つようにしたことを特徴とするパ
   ルス幅変調回路。