JPS58157221A - パルス幅変調回路 - Google Patents
パルス幅変調回路Info
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- JPS58157221A JPS58157221A JP4004582A JP4004582A JPS58157221A JP S58157221 A JPS58157221 A JP S58157221A JP 4004582 A JP4004582 A JP 4004582A JP 4004582 A JP4004582 A JP 4004582A JP S58157221 A JPS58157221 A JP S58157221A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、オーディオ匿号を壇1晶する場合などに用
いて好適なパルス幅51回路に関する。
いて好適なパルス幅51回路に関する。
従来、オーディオ用の増幅器として、パルス幅ffA回
路を用いて極めて効率のよい壇−作用を行なわせるよう
蚤こしたものが知られている。例えば第1図は、この種
の増幅器の便米の一例を示すブロック図である。この図
において、1は増幅すべきオーディオ酒号C龜が供給さ
れる入力端子であり、また2はパルス幅変調回路である
。このパルス幅変調回w62は、一定周波数(一定周期
“r)のキャリア信号(例えば矩形波信号)Cφを発生
する発振幅21と、このキャリア信号C・を用いて前記
オーディオ信号elを同オーディオ信号C−の信号レベ
ル(振幅)に対応したデユーティ−比を持つパルス信号
epに変換して出力する質調部2bとからなっている。
路を用いて極めて効率のよい壇−作用を行なわせるよう
蚤こしたものが知られている。例えば第1図は、この種
の増幅器の便米の一例を示すブロック図である。この図
において、1は増幅すべきオーディオ酒号C龜が供給さ
れる入力端子であり、また2はパルス幅変調回路である
。このパルス幅変調回w62は、一定周波数(一定周期
“r)のキャリア信号(例えば矩形波信号)Cφを発生
する発振幅21と、このキャリア信号C・を用いて前記
オーディオ信号elを同オーディオ信号C−の信号レベ
ル(振幅)に対応したデユーティ−比を持つパルス信号
epに変換して出力する質調部2bとからなっている。
この場合、パルス信号りは、第2図(イ)に示すような
波形(オーディオ信号emの信号レベルが零の場合、す
なわち0qIb変調の場合)、あるいは同図(に)に示
すような波形(オーディオ信号emの信号レベルが高い
場合)のように、デユーティ−比がオーディオ信号・−
の信号レベルに応じて変化される。そしてこのようにし
て得られたパルス信号ayは、パルス増幅!!ly3に
よって電力増幅された後、ローパスフィルタ4によって
キャリア信号e−に対応する信号成分が除去され、オー
ディオ信号e1に対応する信号成分だけを持つ信号に復
調されてスピーカ5へ供給される。
波形(オーディオ信号emの信号レベルが零の場合、す
なわち0qIb変調の場合)、あるいは同図(に)に示
すような波形(オーディオ信号emの信号レベルが高い
場合)のように、デユーティ−比がオーディオ信号・−
の信号レベルに応じて変化される。そしてこのようにし
て得られたパルス信号ayは、パルス増幅!!ly3に
よって電力増幅された後、ローパスフィルタ4によって
キャリア信号e−に対応する信号成分が除去され、オー
ディオ信号e1に対応する信号成分だけを持つ信号に復
調されてスピーカ5へ供給される。
ところで、上述したような従来のパルス幅51回路2は
、変−すべきオーディオ信号C・の上限周波数(例えば
15 KHz)に基づいて決定された一定周波数(例え
ば5QQKHz)すなわち一定周期゛r(例えば2μs
)のキャリア信号C@を用いて変調が行なわれるように
構成さr12でいる。したがりて、0襲変調時のパルス
信号epは、第2図(イ)に示したようにハイレベル期
間とローレベル期間とが共1こ7Tとなるような比較的
高次周波数成分の少ないパルス信号となるため、あるa
tの帯穢@(例えばT=2μ$においては数MHz)を
確保すれば正確な増幅あるいは波形伝達を行なうことが
0T能である。しかしながら、変WJ4+&が高い場合
のパルス信号epは、例えば第2図(CI)に示したよ
うに、ハイレベル期間は長いがローレベル期間が極めて
短かくなって(またはこの逆となって)、高次周波数成
分を非常に多く含んだパルス信号となるため、正確な増
幅あるいは波形伝達を行なうには0%変一時に必要とさ
れる帯域幅の何倍も広い帯域幅を必要とする。このため
従来のパルス幅変調回路を用いた場合、パルス幅変調回
路自体およびこのパルス幅変調回路の出力パルスを増幅
あるいは波形伝達する回路を、高価な高速スイッチング
素子を用いると共に、広帯域幅が得られる回路構成とせ
ねばならず、結果として回路が極めて高価かつ複雑化し
てしまうという問題があった。またこの場合、現実には
上述したような広帯域幅を確保することは中々困難であ
ることから、歪率の悪化は避けられなかった・ この発明は上記の事情番こ鑑み、安価な回路構成であり
ながら低歪率を実現することができるパルス幅変調回路
を提供するためになされたもので、出力パルス信号のデ
ユーティ−比および周波数を共に入力信号の信号レベJ
kjこ対応して変化させるようGこして、必要な帯域幅
の減少をはかりたものである。
、変−すべきオーディオ信号C・の上限周波数(例えば
15 KHz)に基づいて決定された一定周波数(例え
ば5QQKHz)すなわち一定周期゛r(例えば2μs
)のキャリア信号C@を用いて変調が行なわれるように
構成さr12でいる。したがりて、0襲変調時のパルス
信号epは、第2図(イ)に示したようにハイレベル期
間とローレベル期間とが共1こ7Tとなるような比較的
高次周波数成分の少ないパルス信号となるため、あるa
tの帯穢@(例えばT=2μ$においては数MHz)を
確保すれば正確な増幅あるいは波形伝達を行なうことが
0T能である。しかしながら、変WJ4+&が高い場合
のパルス信号epは、例えば第2図(CI)に示したよ
うに、ハイレベル期間は長いがローレベル期間が極めて
短かくなって(またはこの逆となって)、高次周波数成
分を非常に多く含んだパルス信号となるため、正確な増
幅あるいは波形伝達を行なうには0%変一時に必要とさ
れる帯域幅の何倍も広い帯域幅を必要とする。このため
従来のパルス幅変調回路を用いた場合、パルス幅変調回
路自体およびこのパルス幅変調回路の出力パルスを増幅
あるいは波形伝達する回路を、高価な高速スイッチング
素子を用いると共に、広帯域幅が得られる回路構成とせ
ねばならず、結果として回路が極めて高価かつ複雑化し
てしまうという問題があった。またこの場合、現実には
上述したような広帯域幅を確保することは中々困難であ
ることから、歪率の悪化は避けられなかった・ この発明は上記の事情番こ鑑み、安価な回路構成であり
ながら低歪率を実現することができるパルス幅変調回路
を提供するためになされたもので、出力パルス信号のデ
ユーティ−比および周波数を共に入力信号の信号レベJ
kjこ対応して変化させるようGこして、必要な帯域幅
の減少をはかりたものである。
以下、この発明の実施例を図面を参照しながら詳細に説
明する拳 第3図は、この発明によるパルス幅変調回路の第1の実
施例を適用した増幅器の構成を示すブロック図である。
明する拳 第3図は、この発明によるパルス幅変調回路の第1の実
施例を適用した増幅器の構成を示すブロック図である。
この図において、入力端子lに入力されるオーディオ信
号eaは、変―部2bとレベル検出器2Cとへ各々供給
される。レベル検出器2Cは、オーディオ信号eiの信
号レベル(幾−)を対応する直流電圧■−に変換して出
力するものであり、この直流電圧■喀は、鴫圧制御形発
振器(以下、VCOと略称する)2gの制御入力端子へ
供給される・vco2mは、前記制御入力端子へ供給さ
れた直流電圧■・に応じて、SJ電圧VPが増加すると
周波数がより低くなり、また同電圧■−が減少すると周
波数がより高くなるような繰返し信号(例えば矩形波信
号)を出力する。このvco2mlが出力する繰返し信
号は、変調部2bヘキャリア信号C@とじて供給される
。そして変調部2bはこのキャリア信号C・を用いて、
前記オーディオ信号emを、同オーディオ便号emの信
号レベルに対応したデユーティ−比を持つパルス信号e
pに変換して出力する。このパルス信号myはパルス増
*g器3によりて電力増幅された後、ローパスフィルタ
4によって前記キャリア信号C@のイ百号成分が除去さ
れてスピーカ5へ供給される・なお、この構成において
、前記vco2iは、直流電圧Vgが零の時に従来のパ
ルス幅変調回路におけるキャリア信号e@の周波数と同
程度の周波数の矩形波を出力するように構成されている
・以上の構成になるこのパルス幅変調回路2によれば、
オーディオ信号e―の信号レベルが、例えば最大値の2
0−程度と低い場合(低入力レベル時)は、直流電圧■
−も低いから、キャリア信号esの周波数は、例えば第
4図(イ)に示すように従来のパルス幅変調回路におけ
るキャリア信号e@の周波数と同程度のものとなる。そ
してこの場合、キャリア信号C・の変調度は低いから、
パルス信号epのデエーティー比は5oqkに近く、シ
たがりて同パルス信号epは高次周波数成分の比較的少
ないパルス信号となる。一方、オーディオ信号amの信
号レベルが、例えば最大値の80%程度と高くなると(
すなわち高入力レベルになると)、直流電圧■噛がこれ
に応じて高くなるから、キャリア信号C@の周波数は、
例えば第4図f今に示すよう沓こ、極めて低くなる(周
期Tが長くなる)・そしてこの場曾、キャリア信号6@
の変111fは高いから、パルス信号epは、第4図に
)に示すよう憂こ、ローレベル期間がハイレベル期間に
比べて極めて短かい(またはこれとは逆の関係の)パル
ス信号となる@しかしながら、この鳩入力レベル時のパ
ルス信号epの最小パルスIt!!(第4図に)におい
てはローレベル期間に対応する)は、キャリア信号e@
の周期Tが長くなりているため、低入力レベル時のパル
ス信号epの各パルス幅と較べてそれほど変わりなく、
シたがりてこの高入力レベル時のパルス信号opの高次
wJ波数成分も低入方レベル時のものと略んど変化しな
い。
号eaは、変―部2bとレベル検出器2Cとへ各々供給
される。レベル検出器2Cは、オーディオ信号eiの信
号レベル(幾−)を対応する直流電圧■−に変換して出
力するものであり、この直流電圧■喀は、鴫圧制御形発
振器(以下、VCOと略称する)2gの制御入力端子へ
供給される・vco2mは、前記制御入力端子へ供給さ
れた直流電圧■・に応じて、SJ電圧VPが増加すると
周波数がより低くなり、また同電圧■−が減少すると周
波数がより高くなるような繰返し信号(例えば矩形波信
号)を出力する。このvco2mlが出力する繰返し信
号は、変調部2bヘキャリア信号C@とじて供給される
。そして変調部2bはこのキャリア信号C・を用いて、
前記オーディオ信号emを、同オーディオ便号emの信
号レベルに対応したデユーティ−比を持つパルス信号e
pに変換して出力する。このパルス信号myはパルス増
*g器3によりて電力増幅された後、ローパスフィルタ
4によって前記キャリア信号C@のイ百号成分が除去さ
れてスピーカ5へ供給される・なお、この構成において
、前記vco2iは、直流電圧Vgが零の時に従来のパ
ルス幅変調回路におけるキャリア信号e@の周波数と同
程度の周波数の矩形波を出力するように構成されている
・以上の構成になるこのパルス幅変調回路2によれば、
オーディオ信号e―の信号レベルが、例えば最大値の2
0−程度と低い場合(低入力レベル時)は、直流電圧■
−も低いから、キャリア信号esの周波数は、例えば第
4図(イ)に示すように従来のパルス幅変調回路におけ
るキャリア信号e@の周波数と同程度のものとなる。そ
してこの場合、キャリア信号C・の変調度は低いから、
パルス信号epのデエーティー比は5oqkに近く、シ
たがりて同パルス信号epは高次周波数成分の比較的少
ないパルス信号となる。一方、オーディオ信号amの信
号レベルが、例えば最大値の80%程度と高くなると(
すなわち高入力レベルになると)、直流電圧■噛がこれ
に応じて高くなるから、キャリア信号C@の周波数は、
例えば第4図f今に示すよう沓こ、極めて低くなる(周
期Tが長くなる)・そしてこの場曾、キャリア信号6@
の変111fは高いから、パルス信号epは、第4図に
)に示すよう憂こ、ローレベル期間がハイレベル期間に
比べて極めて短かい(またはこれとは逆の関係の)パル
ス信号となる@しかしながら、この鳩入力レベル時のパ
ルス信号epの最小パルスIt!!(第4図に)におい
てはローレベル期間に対応する)は、キャリア信号e@
の周期Tが長くなりているため、低入力レベル時のパル
ス信号epの各パルス幅と較べてそれほど変わりなく、
シたがりてこの高入力レベル時のパルス信号opの高次
wJ波数成分も低入方レベル時のものと略んど変化しな
い。
しかして、この実施例によれば、ぜ調部2bおよびパル
ス増幅器3等の帯域幅を大幅に減少させることが可能に
なるばかりか、このよう昏こ帯域幅を減少させてもなお
かつ従来のものより歪を大幅に改善することができる・
なおこの183図に示した実施例において、レベル検出
器2cの入力に破線で示すようにローパスフィルタ4の
出方を供給しても上記効果が得られる。
ス増幅器3等の帯域幅を大幅に減少させることが可能に
なるばかりか、このよう昏こ帯域幅を減少させてもなお
かつ従来のものより歪を大幅に改善することができる・
なおこの183図に示した実施例において、レベル検出
器2cの入力に破線で示すようにローパスフィルタ4の
出方を供給しても上記効果が得られる。
ところで、この檀のパルス−Km回路においては、オー
ディオ信号ea(入力信号)の信号レベルとパルス信号
Cν (出力信号)のデユーティ−比との比例性さえ正
しく確保されていれば、キャリア信号C・の周波数の変
化は原理的に優の原因にはならないから、キャリア信号
e@の周波数のオーディオ信号C−の信号レベル(入力
レベル)に対するリニアリティー等は余り重要ではない
。
ディオ信号ea(入力信号)の信号レベルとパルス信号
Cν (出力信号)のデユーティ−比との比例性さえ正
しく確保されていれば、キャリア信号C・の周波数の変
化は原理的に優の原因にはならないから、キャリア信号
e@の周波数のオーディオ信号C−の信号レベル(入力
レベル)に対するリニアリティー等は余り重要ではない
。
したがって、このキャリア信号e−の周波数は第5図の
実線aで示すように入力レベルがあるレベル以上となっ
た領域で同人力レベルの増加に伴ない直線的に低下させ
る方法、または同図の1点鎖線すで示すように入力レベ
ルのある範囲内においてのみ同人力レベルの増加に伴な
い直線的に低下させる方法、または、同図の2点鎖線C
で示すように入力レベルの増加に伴ない非直線的に低下
させる方法、のように入力レベルの増加に伴ない低下さ
せる方法であれば任意の方法を用いてよい。
実線aで示すように入力レベルがあるレベル以上となっ
た領域で同人力レベルの増加に伴ない直線的に低下させ
る方法、または同図の1点鎖線すで示すように入力レベ
ルのある範囲内においてのみ同人力レベルの増加に伴な
い直線的に低下させる方法、または、同図の2点鎖線C
で示すように入力レベルの増加に伴ない非直線的に低下
させる方法、のように入力レベルの増加に伴ない低下さ
せる方法であれば任意の方法を用いてよい。
なお第5図における破線は、従来のパルス幅変調回路に
おける入力レベルと、キャリア信号の周波数との関係を
示している・ 次に#g6図は、前記第1の実施例の具体回路の一例を
示す回路図である。この図1こおいて、変一部2bは、
抵抗6と演算増幅器7とコンデンサ8とからなりVco
2aが出力するキャリアイぎ号e@(矩形波)を積分す
るミラー積分回路9と、比較器10と、パルス増−器3
と、このパルス増幅器3の出力端子と前記演算増幅器7
の反転入力端子との間に介挿された帰還抵抗11とから
なる公知のダイレクト帰還形パルス幅変調回路である。
おける入力レベルと、キャリア信号の周波数との関係を
示している・ 次に#g6図は、前記第1の実施例の具体回路の一例を
示す回路図である。この図1こおいて、変一部2bは、
抵抗6と演算増幅器7とコンデンサ8とからなりVco
2aが出力するキャリアイぎ号e@(矩形波)を積分す
るミラー積分回路9と、比較器10と、パルス増−器3
と、このパルス増幅器3の出力端子と前記演算増幅器7
の反転入力端子との間に介挿された帰還抵抗11とから
なる公知のダイレクト帰還形パルス幅変調回路である。
また12はオーディオ信号emを増幅する第1のバッフ
ァアンプ、2cはこのバッファアンプ12の出力を整流
するmft、回路、13はこの整流回路2cの出力を増
幅する@2のバッファアンプである。
ァアンプ、2cはこのバッファアンプ12の出力を整流
するmft、回路、13はこの整流回路2cの出力を増
幅する@2のバッファアンプである。
モしてVco2mの制御入力端子には、このバッファア
ンプ13の出力、すなわちオーディオ信号eaの信号レ
ベルに比例して変化する直流電圧■6が供給される。
ンプ13の出力、すなわちオーディオ信号eaの信号レ
ベルに比例して変化する直流電圧■6が供給される。
しかして、この@6図に示した具体回路によれば、パル
ス増幅器3から出力されるパルス幅変調回路2の出力パ
ルス91号C−のデユーティ−比および周波数は共にオ
ーディオ信号e−の信号レベルに応じて変化され、こむ
によって必要とされる帯域幅の減少、および歪の低減が
達成される。
ス増幅器3から出力されるパルス幅変調回路2の出力パ
ルス91号C−のデユーティ−比および周波数は共にオ
ーディオ信号e−の信号レベルに応じて変化され、こむ
によって必要とされる帯域幅の減少、および歪の低減が
達成される。
次に第7図は前記第1の実施例の具体回路の他の例を示
す回路図である。この図において、変調Hubは、非反
転入力端子にオーディオ信号C1が供給され反転入力端
子が抵抗14(値”t)を介して接地されかつ同反転入
力端子と出力端子との間にコンデンサ15(1直C)が
介挿された演算増幅器16と、e入力端子にこの演算増
幅器16の出力が供給されかつθλ入力端子vco2m
から3と、このパルス増幅器3の出力端子と前記演算増
幅器16の反転入力端子との間に介挿された抵抗18(
蝋几t )とからなっている。この変調部2bにおいて
は、キャリア信号e・が供給された時に演算増幅器16
の出力端子に得られる三角波の立上りの傾斜と立下りの
傾斜とが、オーディオ信号emの信号レベルに応じて互
いに相反する方向に変化され、これ昏こよってキャリア
信号e6の成形に対するデユーティ−比の依存性が少な
い極めて正確なパルス幅変調を行なうことができる。
す回路図である。この図において、変調Hubは、非反
転入力端子にオーディオ信号C1が供給され反転入力端
子が抵抗14(値”t)を介して接地されかつ同反転入
力端子と出力端子との間にコンデンサ15(1直C)が
介挿された演算増幅器16と、e入力端子にこの演算増
幅器16の出力が供給されかつθλ入力端子vco2m
から3と、このパルス増幅器3の出力端子と前記演算増
幅器16の反転入力端子との間に介挿された抵抗18(
蝋几t )とからなっている。この変調部2bにおいて
は、キャリア信号e・が供給された時に演算増幅器16
の出力端子に得られる三角波の立上りの傾斜と立下りの
傾斜とが、オーディオ信号emの信号レベルに応じて互
いに相反する方向に変化され、これ昏こよってキャリア
信号e6の成形に対するデユーティ−比の依存性が少な
い極めて正確なパルス幅変調を行なうことができる。
一方、絶対値検出回路2Cは、バッファアンプ12を介
して供給されるオーディオ信号emの電圧を絶対(11
こ変換して出力する回路であり、この絶対値検出回路2
Cが出力する電圧が、バッファアンプ13によって増幅
された後、抵抗19を介してvco2mの制御入力端子
へ制御電圧■6として供給されるようになっている。こ
の場合、vc02aの制御入力端子は、アノードが同制
御入力端子に接続されたダイオード20を介してmK電
圧1)lj21(電圧E)の正In子に接続されている
ため、前記制御′醸圧v喀は、オーディオイぎ号Caの
信号レベルが如何に増大しても電圧E以上(こは上昇し
ないO しかしてこの第7図番こ示した具体回路によっても、パ
ルス信号epのデユーティ−比および周波数が共にオー
ディオ信号emの信号レベルに応じて変化される。なお
この場合のオーデイイI!i号15aの信号レベルと、
キャリア信号e・の周波数との関係は、例えば輔5図の
一点鎖線すのようになる。
して供給されるオーディオ信号emの電圧を絶対(11
こ変換して出力する回路であり、この絶対値検出回路2
Cが出力する電圧が、バッファアンプ13によって増幅
された後、抵抗19を介してvco2mの制御入力端子
へ制御電圧■6として供給されるようになっている。こ
の場合、vc02aの制御入力端子は、アノードが同制
御入力端子に接続されたダイオード20を介してmK電
圧1)lj21(電圧E)の正In子に接続されている
ため、前記制御′醸圧v喀は、オーディオイぎ号Caの
信号レベルが如何に増大しても電圧E以上(こは上昇し
ないO しかしてこの第7図番こ示した具体回路によっても、パ
ルス信号epのデユーティ−比および周波数が共にオー
ディオ信号emの信号レベルに応じて変化される。なお
この場合のオーデイイI!i号15aの信号レベルと、
キャリア信号e・の周波数との関係は、例えば輔5図の
一点鎖線すのようになる。
次にM8図は、この発明の第2の実施例を具備する増幅
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
この図において、2dは変調部であり、この変調部2d
は自己発振形パルス幅変−回路からなっている。また符
号22で示すものはフォトカプラであり、このフォトカ
プラ22は発光ダイオード22義とこの発光ダイオード
221の光量に応じて抵抗値が変化する可変抵抗素子2
2bとからなっている。そして、前記発光ダイオード2
2mは正電源から定電流回路23を介してバイアスされ
ている。前記変調部2dは、非反転入力端子にオーディ
オ信号legが供給され反転入力端子が抵抗25を介し
て接地されかつ同反転入力端子と出力層子との間にコン
デンサ26が介挿された演算増幅器27と、θ入力端子
にこの演算増幅@27の出力が供給されe入力端子が前
記可変抵抗素子22bを介して接地されかつ同の入力端
子と出力1子との間に抵抗28が介挿された比較器29
と、この比較器29の出力を反転増幅するパルス増幅器
30と、このパルス増幅器30の出力端子と前記演算項
l111!器29の反転入力端子との間に介挿された抵
抗31とからなっている。この変ル¥部2d番こおいて
、今オーディオ信号emは接地レベルであり、また比較
器29の出力はハイレベルであるとする。この場合、パ
ルス増−器30の出力はローレベルとなるから、演算項
@627の出力電圧は、抵抗31の値とコンデンサ26
の値とにより決まる傾きで上昇する。そしてこの演算項
幅器27の出力電圧が、比較器29のe入力端子の電圧
、ずなわち抵抗28と可変抵抗素子24とからなる正帰
還回路によって発生される電圧を越えると、比較器29
の国力電圧はハイレベルからローレベルへ変化する。し
かしてこの変調[i2dによn、ば、抵抗314および
コンデンサ26の6値と、抵抗28とIT変抵1yt、
素子22bとからなる正帰還回路の帰還量とによって決
まる周波数を持つ発振11作を得ることができると共に
、この結果として演算増幅器27の出力端子に得られる
三角波の立上り傾斜と立下り傾斜とをオーディオ信号e
―の信号レベルに応じて互いに相反する方向へ変化させ
ることができ、これによってパルス幅変調を行なうこと
ができる・一方、絶対値回路2Cは、オーディオ信号C
aの信号レベルの絶対値に対応する負の極性の電圧を出
力し、この゛電圧はバッファアンプ13によって増幅さ
れ、抵抗32を介して前記発光ダイオード22J1の電
流を制御する。したがってオーディオ信号6mの信号レ
ベルが増加すると、発光ダイオード2211に流′れる
電流が減少し光量が減少し、可変抵抗素子22bの抵抗
値が増加する。
は自己発振形パルス幅変−回路からなっている。また符
号22で示すものはフォトカプラであり、このフォトカ
プラ22は発光ダイオード22義とこの発光ダイオード
221の光量に応じて抵抗値が変化する可変抵抗素子2
2bとからなっている。そして、前記発光ダイオード2
2mは正電源から定電流回路23を介してバイアスされ
ている。前記変調部2dは、非反転入力端子にオーディ
オ信号legが供給され反転入力端子が抵抗25を介し
て接地されかつ同反転入力端子と出力層子との間にコン
デンサ26が介挿された演算増幅器27と、θ入力端子
にこの演算増幅@27の出力が供給されe入力端子が前
記可変抵抗素子22bを介して接地されかつ同の入力端
子と出力1子との間に抵抗28が介挿された比較器29
と、この比較器29の出力を反転増幅するパルス増幅器
30と、このパルス増幅器30の出力端子と前記演算項
l111!器29の反転入力端子との間に介挿された抵
抗31とからなっている。この変ル¥部2d番こおいて
、今オーディオ信号emは接地レベルであり、また比較
器29の出力はハイレベルであるとする。この場合、パ
ルス増−器30の出力はローレベルとなるから、演算項
@627の出力電圧は、抵抗31の値とコンデンサ26
の値とにより決まる傾きで上昇する。そしてこの演算項
幅器27の出力電圧が、比較器29のe入力端子の電圧
、ずなわち抵抗28と可変抵抗素子24とからなる正帰
還回路によって発生される電圧を越えると、比較器29
の国力電圧はハイレベルからローレベルへ変化する。し
かしてこの変調[i2dによn、ば、抵抗314および
コンデンサ26の6値と、抵抗28とIT変抵1yt、
素子22bとからなる正帰還回路の帰還量とによって決
まる周波数を持つ発振11作を得ることができると共に
、この結果として演算増幅器27の出力端子に得られる
三角波の立上り傾斜と立下り傾斜とをオーディオ信号e
―の信号レベルに応じて互いに相反する方向へ変化させ
ることができ、これによってパルス幅変調を行なうこと
ができる・一方、絶対値回路2Cは、オーディオ信号C
aの信号レベルの絶対値に対応する負の極性の電圧を出
力し、この゛電圧はバッファアンプ13によって増幅さ
れ、抵抗32を介して前記発光ダイオード22J1の電
流を制御する。したがってオーディオ信号6mの信号レ
ベルが増加すると、発光ダイオード2211に流′れる
電流が減少し光量が減少し、可変抵抗素子22bの抵抗
値が増加する。
この結果比fil@29における抵抗28と可変抵抗素
子22’lとによる帰還量が増加して変調部2dの発振
周波数が低下する。
子22’lとによる帰還量が増加して変調部2dの発振
周波数が低下する。
このように、この第8図番こ示した@2の実施例におい
ても、パルス信号ayのデユーティ−比および岸波数を
共にオーディオ信号emの信号レベルにろじて変化させ
ることができる。
ても、パルス信号ayのデユーティ−比および岸波数を
共にオーディオ信号emの信号レベルにろじて変化させ
ることができる。
以上の説明から明らかなように、この発明によるパルス
幅変1lij1回路は、出力パルス信号のデューティー
比および周波数を共に入力信号の16号レベルに応して
変化させるようにしたので、出力パルス信号に含まれる
高次周波数成分を大輪に減少させることができ、これに
よりこのパルス暢変調回路自体およびこのパルス幅変調
回路の出力パルス信号を増幅あるいは伝送する回路の所
要帯域−を大幅に減少させることができ回路のコストダ
ウンを実現し得ると共に、吃を着るしく低減させること
ができる。
幅変1lij1回路は、出力パルス信号のデューティー
比および周波数を共に入力信号の16号レベルに応して
変化させるようにしたので、出力パルス信号に含まれる
高次周波数成分を大輪に減少させることができ、これに
よりこのパルス暢変調回路自体およびこのパルス幅変調
回路の出力パルス信号を増幅あるいは伝送する回路の所
要帯域−を大幅に減少させることができ回路のコストダ
ウンを実現し得ると共に、吃を着るしく低減させること
ができる。
第1図は従来のパルス幅変調回路を用いた増幅器の一例
を示すブロック図%@2図は従来のパルス幅変調回路の
動作を説明するためのタイムチャート、第3図はこの発
明によるパルス幅変調回路の第1の実施例を具備する増
幅器の構成を示すブロック図、@4図は一実施例の動作
を説明するためのタイムチャート、第5図は同実施例に
おける入力信号の(′lt号レベルと出力パルス信号の
周波数との関係を示す特性図、第6図は同実施例の一具
体例を示す回路図、vg7図は同実施例の他の具体例を
示す回路図、@8図はこの発明によるS)レス幅変調回
路の第2の実施例を具備する増幅器の構成を示す回路図
である。 1・・・・・・入力端子、2・・・・・・パルス幅変調
回路、2Jl・・・・・・電圧制御堰発振器(vco)
、2b−・・10.変調部、2C・・・・・・レベル検
出回路@ 出鯖入 日本楽器製造株式会社
を示すブロック図%@2図は従来のパルス幅変調回路の
動作を説明するためのタイムチャート、第3図はこの発
明によるパルス幅変調回路の第1の実施例を具備する増
幅器の構成を示すブロック図、@4図は一実施例の動作
を説明するためのタイムチャート、第5図は同実施例に
おける入力信号の(′lt号レベルと出力パルス信号の
周波数との関係を示す特性図、第6図は同実施例の一具
体例を示す回路図、vg7図は同実施例の他の具体例を
示す回路図、@8図はこの発明によるS)レス幅変調回
路の第2の実施例を具備する増幅器の構成を示す回路図
である。 1・・・・・・入力端子、2・・・・・・パルス幅変調
回路、2Jl・・・・・・電圧制御堰発振器(vco)
、2b−・・10.変調部、2C・・・・・・レベル検
出回路@ 出鯖入 日本楽器製造株式会社
Claims (1)
- 出力パルス信号のデユーティ−比および筒波数を共齋こ
入力信号の信号レベルに対応して変化させるように構成
したことを特徴とするパルス−変調回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4004582A JPS58157221A (ja) | 1982-03-13 | 1982-03-13 | パルス幅変調回路 |
US06/473,777 US4524335A (en) | 1982-03-13 | 1983-03-10 | Pulse-width modulation circuit with carrier signal frequency control |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4004582A JPS58157221A (ja) | 1982-03-13 | 1982-03-13 | パルス幅変調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58157221A true JPS58157221A (ja) | 1983-09-19 |
JPH0254695B2 JPH0254695B2 (ja) | 1990-11-22 |
Family
ID=12569940
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4004582A Granted JPS58157221A (ja) | 1982-03-13 | 1982-03-13 | パルス幅変調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58157221A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62258507A (ja) * | 1986-02-25 | 1987-11-11 | コンチネンタル・エレクトロニクス・コーポレイション | Am−rf送信器のためのパルス幅変調器 |
JPS645533U (ja) * | 1987-06-26 | 1989-01-12 | ||
JPH0571242U (ja) * | 1992-02-28 | 1993-09-28 | 有限会社河野鉄工所 | 鋼柱のアンカー装置 |
JP2004507140A (ja) * | 2000-08-14 | 2004-03-04 | アルリック、ジョン、ダブリュ. | デジタルd級オーディオ増幅器 |
JP2006211647A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-08-10 | Yamaha Corp | パルス幅変調増幅器 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2019100246A1 (en) * | 2017-11-22 | 2019-05-31 | Texas Instruments Incorporated | Class-d amplifier with duty cycle control |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56134829A (en) * | 1980-03-25 | 1981-10-21 | Pioneer Electronic Corp | Pulse width modulating circuit |
-
1982
- 1982-03-13 JP JP4004582A patent/JPS58157221A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56134829A (en) * | 1980-03-25 | 1981-10-21 | Pioneer Electronic Corp | Pulse width modulating circuit |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62258507A (ja) * | 1986-02-25 | 1987-11-11 | コンチネンタル・エレクトロニクス・コーポレイション | Am−rf送信器のためのパルス幅変調器 |
JPS645533U (ja) * | 1987-06-26 | 1989-01-12 | ||
JPH0571242U (ja) * | 1992-02-28 | 1993-09-28 | 有限会社河野鉄工所 | 鋼柱のアンカー装置 |
JP2004507140A (ja) * | 2000-08-14 | 2004-03-04 | アルリック、ジョン、ダブリュ. | デジタルd級オーディオ増幅器 |
JP4841800B2 (ja) * | 2000-08-14 | 2011-12-21 | アルリック、ジョン、ダブリュ. | デジタルd級オーディオ増幅器 |
JP2006211647A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-08-10 | Yamaha Corp | パルス幅変調増幅器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0254695B2 (ja) | 1990-11-22 |
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