JP2655130B2 - ディジタル受信回路 - Google Patents
ディジタル受信回路Info
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- JP2655130B2 JP2655130B2 JP7113602A JP11360295A JP2655130B2 JP 2655130 B2 JP2655130 B2 JP 2655130B2 JP 7113602 A JP7113602 A JP 7113602A JP 11360295 A JP11360295 A JP 11360295A JP 2655130 B2 JP2655130 B2 JP 2655130B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は光伝送システム、光デー
タリンク等のディジタル光受信器に関し、特にモノリシ
ック集積化光受信回路に関する。
タリンク等のディジタル光受信器に関し、特にモノリシ
ック集積化光受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル光受信器を構成する受信回路
においては、受信器に入力される光パルスの有無に対応
したダイナミックレンジのユニポーラ符号信号パルスを
バイポーラ符号パルスに変換することにより、パルス振
幅の中央に識別レベルを設定する機能が要求されてい
る。
においては、受信器に入力される光パルスの有無に対応
したダイナミックレンジのユニポーラ符号信号パルスを
バイポーラ符号パルスに変換することにより、パルス振
幅の中央に識別レベルを設定する機能が要求されてい
る。
【０００３】従来、モノリシック集積化光受信回路に適
した受信回路として、差動出力アンプの正相出力のピー
ク値と逆相出力のピーク値を検出して利得制御とオフセ
ット制御を行う方式が知られており、例えば文献（電子
情報通信学会、光量子エレクトロニクス研究会技術報告
OQE88-84、第69〜75頁）にはＦＤＤＩのＰＭＤ（physic
al layer medium dependent）規格に準拠した光トラン
シーバが記載されている。
した受信回路として、差動出力アンプの正相出力のピー
ク値と逆相出力のピーク値を検出して利得制御とオフセ
ット制御を行う方式が知られており、例えば文献（電子
情報通信学会、光量子エレクトロニクス研究会技術報告
OQE88-84、第69〜75頁）にはＦＤＤＩのＰＭＤ（physic
al layer medium dependent）規格に準拠した光トラン
シーバが記載されている。
【０００４】図２を参照して、従来の回路技術を用いて
構成した光受信器を以下に説明する。
構成した光受信器を以下に説明する。
【０００５】図２に示すように、光受信器は、光検出器
１、光検出器１の出力（電流）を入力し電圧に変換出力
するプリアンプ１２、カップリングコンデンサ１０、差
動利得可変増幅器２、リミッタアンプ３、第１、第２の
ピーク検出回路４、５、平均値検出回路６、第１の差動
増幅器７、第２の差動増幅器８、レファレンス電圧源９
から構成されている。
１、光検出器１の出力（電流）を入力し電圧に変換出力
するプリアンプ１２、カップリングコンデンサ１０、差
動利得可変増幅器２、リミッタアンプ３、第１、第２の
ピーク検出回路４、５、平均値検出回路６、第１の差動
増幅器７、第２の差動増幅器８、レファレンス電圧源９
から構成されている。
【０００６】光検出器１から出力された光電流パルスを
プリアンプ１２により電圧パルスに変換し、カップリン
グコンデンサ１０を介して差動利得可変増幅器２の信号
入力端子に導く。
プリアンプ１２により電圧パルスに変換し、カップリン
グコンデンサ１０を介して差動利得可変増幅器２の信号
入力端子に導く。
【０００７】差動利得可変増幅器２の正相出力のピーク
値と逆相出力のピーク値とをそれぞれ第１、第２のピー
ク検出回路４、５を用いて検出する。
値と逆相出力のピーク値とをそれぞれ第１、第２のピー
ク検出回路４、５を用いて検出する。
【０００８】平均値検出回路６で検出された正相出力の
ピーク値と逆相出力のピーク値の平均値をレファレンス
電圧源９で生成されたレファレンス電圧と第１の差動増
幅器７にて比較、増幅し、差動利得可変増幅器２の利得
制御端子に帰還することにより利得制御を行う。
ピーク値と逆相出力のピーク値の平均値をレファレンス
電圧源９で生成されたレファレンス電圧と第１の差動増
幅器７にて比較、増幅し、差動利得可変増幅器２の利得
制御端子に帰還することにより利得制御を行う。
【０００９】また、第１、第２のピーク検出回路４、５
から出力される正相出力のピーク値と逆相出力のピーク
値の差を第２の差動増幅器８にて増幅し、差動利得可変
増幅器２の信号入力端子に帰還することにより、オフセ
ット制御を行っている。
から出力される正相出力のピーク値と逆相出力のピーク
値の差を第２の差動増幅器８にて増幅し、差動利得可変
増幅器２の信号入力端子に帰還することにより、オフセ
ット制御を行っている。
【００１０】差動アンプの正相出力のピーク値と逆相出
力のピーク値を検出することは、入力光電流パルスのピ
ーク値とボトム値（最低）を検出することと等価である
ことから、受信される信号のマーク率にかかわらず、利
得制御とオフセット制御が高精度に行われる。
力のピーク値を検出することは、入力光電流パルスのピ
ーク値とボトム値（最低）を検出することと等価である
ことから、受信される信号のマーク率にかかわらず、利
得制御とオフセット制御が高精度に行われる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の光受信回路には下記の問題点があった。
来の光受信回路には下記の問題点があった。
【００１２】プリアンプ１２と差動利得可変増幅器２と
の間をコンデンサ１０で結合しているため、受信光信号
のマーク率の変動に伴って差動利得可変増幅器２に入力
される信号の直流レベルが変動する。このとき、コンデ
ンサ結合部の低域遮断周波数で定まる直流レベル変動速
度が利得制御系およびオフセット制御系の応答速度より
も十分低いことが望ましい。
の間をコンデンサ１０で結合しているため、受信光信号
のマーク率の変動に伴って差動利得可変増幅器２に入力
される信号の直流レベルが変動する。このとき、コンデ
ンサ結合部の低域遮断周波数で定まる直流レベル変動速
度が利得制御系およびオフセット制御系の応答速度より
も十分低いことが望ましい。
【００１３】利得制御系およびオフセット制御系の応答
速度は、実用上十分な同一符号連続耐力を得ようとした
場合、高々数１０Ｈｚのオーダであり、コンデンサ結合
部の低域遮断周波数をこれより十分低くするためには大
容量のコンデンサが必要となって現実的ではない。
速度は、実用上十分な同一符号連続耐力を得ようとした
場合、高々数１０Ｈｚのオーダであり、コンデンサ結合
部の低域遮断周波数をこれより十分低くするためには大
容量のコンデンサが必要となって現実的ではない。
【００１４】また、電源電圧変動時の直流レベル変動が
互いに相異なるプリアンプ１２と差動利得可変増幅器２
を接続しているため、十分な電源電圧変動除去比を得る
ためには低周波から高周波まで幅広い範囲にわたる電源
のリップルを除去する平滑回路を用いるか、もしくは平
滑回路の低域遮断周波数よりもコンデンサ結合部の低域
遮断周波数を高くする必要が生じる。
互いに相異なるプリアンプ１２と差動利得可変増幅器２
を接続しているため、十分な電源電圧変動除去比を得る
ためには低周波から高周波まで幅広い範囲にわたる電源
のリップルを除去する平滑回路を用いるか、もしくは平
滑回路の低域遮断周波数よりもコンデンサ結合部の低域
遮断周波数を高くする必要が生じる。
【００１５】しかし、低周波までリップル除去可能な平
滑回路を適用すると光受信器が大型でしかも消費電力の
かさむものとなってしまう。
滑回路を適用すると光受信器が大型でしかも消費電力の
かさむものとなってしまう。
【００１６】かくして、従来の回路ではコンデンサ結合
部の低域遮断周波数で定まる直流レベル変動速度が利得
制御系およびオフセット制御系の応答速度よりも高くせ
ざるを得なくなり、受信光信号のマーク率のゆっくりと
した変動には追従できるが、急な変動には追従できずに
符号誤りを生じるという問題があった。
部の低域遮断周波数で定まる直流レベル変動速度が利得
制御系およびオフセット制御系の応答速度よりも高くせ
ざるを得なくなり、受信光信号のマーク率のゆっくりと
した変動には追従できるが、急な変動には追従できずに
符号誤りを生じるという問題があった。
【００１７】また、従来の回路ではプリアンプ１２と差
動利得可変増幅器２との間の微少な電圧振幅の高周波信
号を大容量のコンデンサ１０を介して伝送しているた
め、環境温度の急変時にコンデンサが焦電効果により電
荷を放出することによって符号誤りを生じるという問題
があった。
動利得可変増幅器２との間の微少な電圧振幅の高周波信
号を大容量のコンデンサ１０を介して伝送しているた
め、環境温度の急変時にコンデンサが焦電効果により電
荷を放出することによって符号誤りを生じるという問題
があった。
【００１８】さらに、プリアンプとして一般的に用いら
れているトランスインピーダンスアンプでは通常入力電
流の流入方向と流出方向に対してほぼ同等のダイナミッ
クレンジをもつが、従来の回路ではプリアンプにユニポ
ーラ符号パルスが入力されるため、プリアンプを流入方
向もしくは流出方向の片方のモードで動作させることと
なる。このため、プリアンプのダイナミックレンジを最
大限に活用することができないという問題があった。
れているトランスインピーダンスアンプでは通常入力電
流の流入方向と流出方向に対してほぼ同等のダイナミッ
クレンジをもつが、従来の回路ではプリアンプにユニポ
ーラ符号パルスが入力されるため、プリアンプを流入方
向もしくは流出方向の片方のモードで動作させることと
なる。このため、プリアンプのダイナミックレンジを最
大限に活用することができないという問題があった。
【００１９】従って、本発明は、上記問題点を解消し、
電源系のリップルによる干渉に強く、環境温度やマーク
率の急な変動時にも符号誤りを生ぜず、広ダイナミック
レンジで小型、低消費電力な光受信器を実現するための
受信回路を提供することを目的とする。
電源系のリップルによる干渉に強く、環境温度やマーク
率の急な変動時にも符号誤りを生ぜず、広ダイナミック
レンジで小型、低消費電力な光受信器を実現するための
受信回路を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
本発明は、入力電流信号パルスを電圧パルスに変換する
プリアンプと、差動入出力利得可変型増幅器と、該差動
入出力利得可変型増幅器の正相出力のピーク値を検出す
る第１のピーク検出回路と、該差動入出力利得可変型増
幅器の逆相出力のピーク値を検出する第２のピーク検出
回路と、前記第１及び第２のピーク検出回路の出力の平
均値を検出する平均値検出回路と、所定の基準電圧を生
成するレファレンス電圧生成回路と、前記平均値検出回
路の出力と前記レファレンス電圧生成回路の出力の差電
圧を増幅して前記差動入出力利得可変型増幅器の利得制
御端子に帰還する第１の差動増幅器と、を含む受信回路
において、前記プリアンプが差動出力型として構成さ
れ、該プリアンプの正相出力と前記差動入出力利得可変
型増幅器の正相入力および該プリアンプの逆相出力と前
記差動入出力利得可変型増幅器の逆相入力の各々の間、
又は、該プリアンプの正相出力と前記差動入出力利得可
変型増幅器の逆相入力および該プリアンプの逆相出力と
前記差動入出力利得可変型増幅器の正相入力の各々の間
を直流結合としたことを特徴とするディジタル受信回路
を提供する。
本発明は、入力電流信号パルスを電圧パルスに変換する
プリアンプと、差動入出力利得可変型増幅器と、該差動
入出力利得可変型増幅器の正相出力のピーク値を検出す
る第１のピーク検出回路と、該差動入出力利得可変型増
幅器の逆相出力のピーク値を検出する第２のピーク検出
回路と、前記第１及び第２のピーク検出回路の出力の平
均値を検出する平均値検出回路と、所定の基準電圧を生
成するレファレンス電圧生成回路と、前記平均値検出回
路の出力と前記レファレンス電圧生成回路の出力の差電
圧を増幅して前記差動入出力利得可変型増幅器の利得制
御端子に帰還する第１の差動増幅器と、を含む受信回路
において、前記プリアンプが差動出力型として構成さ
れ、該プリアンプの正相出力と前記差動入出力利得可変
型増幅器の正相入力および該プリアンプの逆相出力と前
記差動入出力利得可変型増幅器の逆相入力の各々の間、
又は、該プリアンプの正相出力と前記差動入出力利得可
変型増幅器の逆相入力および該プリアンプの逆相出力と
前記差動入出力利得可変型増幅器の正相入力の各々の間
を直流結合としたことを特徴とするディジタル受信回路
を提供する。
【００２１】本発明においては、好ましくは、前記第
１、第２のピーク検出回路の差電圧を検出し、該差電圧
を誤差信号として前記プリアンプへ帰還する第２の差動
増幅器を具備することを特徴とする。
１、第２のピーク検出回路の差電圧を検出し、該差電圧
を誤差信号として前記プリアンプへ帰還する第２の差動
増幅器を具備することを特徴とする。
【００２２】また、本発明においては、好ましくは、前
記プリアンプが、差動入出力型電圧増幅器からなり、そ
の正相出力から逆相入力へ、逆相出力から正相入力へそ
れぞれ抵抗により帰還を施してなる差動入出力型トラン
スインピーダンスアンプとして構成されたことを特徴と
する。
記プリアンプが、差動入出力型電圧増幅器からなり、そ
の正相出力から逆相入力へ、逆相出力から正相入力へそ
れぞれ抵抗により帰還を施してなる差動入出力型トラン
スインピーダンスアンプとして構成されたことを特徴と
する。
【００２３】さらに、本発明においては、好ましくは、
前記第２の差動増幅器が差動出力型として構成され、前
記第２の差動増幅器の正相出力を前記トランスインピー
ダンスアンプの正相入力に、前記第２の差動増幅器の逆
相出力を前記トランスインピーダンスアンプの逆相入力
にそれぞれ接続するか、又は前記第２の差動増幅器の正
相出力を前記トランスインピーダンスアンプの逆相入力
に、前記第２の差動増幅器の逆相出力を前記トランスイ
ンピーダンスアンプの正相入力にそれぞれ接続したこと
を特徴とする。
前記第２の差動増幅器が差動出力型として構成され、前
記第２の差動増幅器の正相出力を前記トランスインピー
ダンスアンプの正相入力に、前記第２の差動増幅器の逆
相出力を前記トランスインピーダンスアンプの逆相入力
にそれぞれ接続するか、又は前記第２の差動増幅器の正
相出力を前記トランスインピーダンスアンプの逆相入力
に、前記第２の差動増幅器の逆相出力を前記トランスイ
ンピーダンスアンプの正相入力にそれぞれ接続したこと
を特徴とする。
【００２４】本発明は、好ましい態様として、電流パル
スを一の入力端に入力しこれを電圧パルスに変換出力す
る差動入出力型プリアンプと、入力端が前記差動入出力
型プリアンプの出力端と直流結合された差動入出力利得
可変型増幅器と、該差動入出力利得可型変増幅器の差動
出力端に接続され、正相出力及び逆相出力のピーク値を
それぞれ検出する第１及び第２のピーク検出回路と、前
記第１及び第２のピーク検出回路の出力の平均値を検出
する平均値検出回路と、所定の基準電圧を生成するレフ
ァレンス電圧生成回路と、前記平均値検出回路の出力と
前記レファレンス電圧生成回路の出力の差電圧を増幅し
て前記差動入出力利得可変型増幅器の利得制御端子に帰
還する第１の差動増幅器と、前記第１、第２のピーク検
出回路の出力の差電圧を増幅し、差動出力を誤差信号と
して前記差動入出力型プリアンプの入力端へ電圧・電流
変換回路を介して帰還する第２の差動増幅器と、を備え
たことを特徴とするディジタル受信回路を提供する。
スを一の入力端に入力しこれを電圧パルスに変換出力す
る差動入出力型プリアンプと、入力端が前記差動入出力
型プリアンプの出力端と直流結合された差動入出力利得
可変型増幅器と、該差動入出力利得可型変増幅器の差動
出力端に接続され、正相出力及び逆相出力のピーク値を
それぞれ検出する第１及び第２のピーク検出回路と、前
記第１及び第２のピーク検出回路の出力の平均値を検出
する平均値検出回路と、所定の基準電圧を生成するレフ
ァレンス電圧生成回路と、前記平均値検出回路の出力と
前記レファレンス電圧生成回路の出力の差電圧を増幅し
て前記差動入出力利得可変型増幅器の利得制御端子に帰
還する第１の差動増幅器と、前記第１、第２のピーク検
出回路の出力の差電圧を増幅し、差動出力を誤差信号と
して前記差動入出力型プリアンプの入力端へ電圧・電流
変換回路を介して帰還する第２の差動増幅器と、を備え
たことを特徴とするディジタル受信回路を提供する。
【００２５】本発明においては、好ましくは、前記電圧
・電流変換回路が抵抗素子からなることを特徴とする。
・電流変換回路が抵抗素子からなることを特徴とする。
【００２６】本発明においては、好ましくは、光検出器
から出力された光電流パルスを前記差動入出力型プリア
ンプの正相入力端に入力し、前記差動入出力型プリアン
プの差動出力端を前記差動入出力利得可変型増幅器の差
動入力端にそれぞれ接続し、前記第２の差動増幅器が、
前記差動入出力利得可変型増幅器の正相出力及び逆相出
力のピーク値を差動増幅した信号を前記差動入出力プリ
アンプの逆相入力端、正相入力端にそれぞれ帰還するこ
とを特徴とする。
から出力された光電流パルスを前記差動入出力型プリア
ンプの正相入力端に入力し、前記差動入出力型プリアン
プの差動出力端を前記差動入出力利得可変型増幅器の差
動入力端にそれぞれ接続し、前記第２の差動増幅器が、
前記差動入出力利得可変型増幅器の正相出力及び逆相出
力のピーク値を差動増幅した信号を前記差動入出力プリ
アンプの逆相入力端、正相入力端にそれぞれ帰還するこ
とを特徴とする。
【００２７】
【作用】本発明の原理・作用を好適な態様に基づき以下
に説明する。光検出器から出力された光電流パルスを差
動入出力型プリアンプの正相入力端子に入力し、同アン
プにより電圧パルスに変換し、カップリングコンデンサ
を介さずに差動利得可変型増幅器の信号入力端子に導
く。差動利得可変型増幅器の正相出力のピーク値、逆相
出力のピーク値をそれぞれ第１、第２のピーク検出回路
を用いて検出する。平均値検出回路で検出された正相出
力のピーク値、逆相出力のピーク値の平均値とレファレ
ンス電圧を第１の差動増幅器で差動増幅し、差動利得可
変型増幅器の利得制御端子に帰還することにより利得制
御を行う。また、正相出力のピーク値と逆相出力のピー
ク値の差信号を第２の差動増幅器で増幅し、電圧・電流
変換回路を介して差動入出力プリアンプの正相、逆相双
方の信号入力端子に帰還することにより、オフセット制
御を行う。
に説明する。光検出器から出力された光電流パルスを差
動入出力型プリアンプの正相入力端子に入力し、同アン
プにより電圧パルスに変換し、カップリングコンデンサ
を介さずに差動利得可変型増幅器の信号入力端子に導
く。差動利得可変型増幅器の正相出力のピーク値、逆相
出力のピーク値をそれぞれ第１、第２のピーク検出回路
を用いて検出する。平均値検出回路で検出された正相出
力のピーク値、逆相出力のピーク値の平均値とレファレ
ンス電圧を第１の差動増幅器で差動増幅し、差動利得可
変型増幅器の利得制御端子に帰還することにより利得制
御を行う。また、正相出力のピーク値と逆相出力のピー
ク値の差信号を第２の差動増幅器で増幅し、電圧・電流
変換回路を介して差動入出力プリアンプの正相、逆相双
方の信号入力端子に帰還することにより、オフセット制
御を行う。
【００２８】本発明によれば、プリアンプと利得可変増
幅器との間を直流結合としているため、利得制御系およ
びオフセット制御系の応答速度よりも低域遮断周波数が
高い箇所はなく、マーク率の急変時にも符号誤りを生じ
ない。また、高周波で微少振幅の信号の通過部にコンデ
ンサを用いないため、環境温度の急変時にコンデンサが
焦電効果によって電荷を放出することに起因する符号誤
りは生じない。
幅器との間を直流結合としているため、利得制御系およ
びオフセット制御系の応答速度よりも低域遮断周波数が
高い箇所はなく、マーク率の急変時にも符号誤りを生じ
ない。また、高周波で微少振幅の信号の通過部にコンデ
ンサを用いないため、環境温度の急変時にコンデンサが
焦電効果によって電荷を放出することに起因する符号誤
りは生じない。
【００２９】受信回路系全体を差動構成としているた
め、低周波域での電源電圧変動除去比が極めて高い。し
たがって、電源系の平滑回路に小型・低消費電力の簡略
なものを用いても光受信器として十分な電源電圧変動除
去比が得られる。
め、低周波域での電源電圧変動除去比が極めて高い。し
たがって、電源系の平滑回路に小型・低消費電力の簡略
なものを用いても光受信器として十分な電源電圧変動除
去比が得られる。
【００３０】プリアンプ入力部に光電流の振幅の１／２
の電流を帰還するため、プリアンプ入力電流をバイポー
ラ符号パルスとみなすことができる。したがって、光受
信器の最大入力レベルとしてプリアンプの最大入力レベ
ルに等しい値が得られる。
の電流を帰還するため、プリアンプ入力電流をバイポー
ラ符号パルスとみなすことができる。したがって、光受
信器の最大入力レベルとしてプリアンプの最大入力レベ
ルに等しい値が得られる。
【００３１】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して以下
に説明する。
に説明する。
【００３２】図１は本発明の一実施例の回路構成を示す
ブロック図である。図１において、前記従来例の説明と
して参照した図２と同一の機能を有する要素には同一の
参照番号が付されている。
ブロック図である。図１において、前記従来例の説明と
して参照した図２と同一の機能を有する要素には同一の
参照番号が付されている。
【００３３】図１を参照して、本実施例においては、光
検出器１から出力された光電流パルスを差動入出力プリ
アンプ１１の正相入力端子に入力し、差動入出力アンプ
１１により電圧パルスに変換し、カップリングコンデン
サを介さずに直流結合で差動利得可変増幅器２の信号入
力端子に導く。
検出器１から出力された光電流パルスを差動入出力プリ
アンプ１１の正相入力端子に入力し、差動入出力アンプ
１１により電圧パルスに変換し、カップリングコンデン
サを介さずに直流結合で差動利得可変増幅器２の信号入
力端子に導く。
【００３４】差動利得可変増幅器２の正相出力のピーク
値、逆相出力のピーク値をそれぞれ第１、第２のピーク
検出回路４、５を用いて検出する。
値、逆相出力のピーク値をそれぞれ第１、第２のピーク
検出回路４、５を用いて検出する。
【００３５】平均値検出回路６で検出された正相出力の
ピーク値、逆相出力のピーク値の平均値と、レファレン
ス電圧源９で生成されたレファレンス電圧とを第１の差
動増幅器７にて比較、増幅し、差動利得可変増幅器２の
利得制御端子に帰還することにより利得制御を行う。
ピーク値、逆相出力のピーク値の平均値と、レファレン
ス電圧源９で生成されたレファレンス電圧とを第１の差
動増幅器７にて比較、増幅し、差動利得可変増幅器２の
利得制御端子に帰還することにより利得制御を行う。
【００３６】また、第１、第２のピーク検出回路４、５
から出力される正相出力のピーク値と逆相出力のピーク
値の差を第２の差動増幅器８にて比較、増幅し、電圧・
電流変換回路１３を介して差動入出力プリアンプの正
相、逆相双方の信号入力端子にそれぞれ帰還することに
より、オフセット制御を行っている。前述した通り、差
動アンプの正相出力のピーク値と逆相出力のピーク値を
検出することは、入力光電流パルスのピーク値とボトム
値を検出することと等価であるから、受信される信号の
マーク率にかかわらず、利得制御とオフセット制御が高
精度に行われる。
から出力される正相出力のピーク値と逆相出力のピーク
値の差を第２の差動増幅器８にて比較、増幅し、電圧・
電流変換回路１３を介して差動入出力プリアンプの正
相、逆相双方の信号入力端子にそれぞれ帰還することに
より、オフセット制御を行っている。前述した通り、差
動アンプの正相出力のピーク値と逆相出力のピーク値を
検出することは、入力光電流パルスのピーク値とボトム
値を検出することと等価であるから、受信される信号の
マーク率にかかわらず、利得制御とオフセット制御が高
精度に行われる。
【００３７】差動入出力プリアンプ１１は、差動入出力
電圧増幅器の正相出力から逆相入力へ、逆相出力から正
相入力へそれぞれ抵抗により帰還を施したトランスイン
ピーダンスアンプであり、逆相入力端子に光検出器１の
接合容量にほぼ等しい容量値をもつダミーコンデンサ１
４を接続している（入力段特性を補償）。また、電圧・
電流変換回路１３は抵抗素子から構成されている。
電圧増幅器の正相出力から逆相入力へ、逆相出力から正
相入力へそれぞれ抵抗により帰還を施したトランスイン
ピーダンスアンプであり、逆相入力端子に光検出器１の
接合容量にほぼ等しい容量値をもつダミーコンデンサ１
４を接続している（入力段特性を補償）。また、電圧・
電流変換回路１３は抵抗素子から構成されている。
【００３８】本実施例においては、プリアンプ１１と利
得可変増幅器２との間を直流結合としているため、利得
制御系およびオフセット制御系の応答速度よりも低域遮
断周波数が高い箇所はなく、マーク率の急変時にも符号
誤りを生じない。
得可変増幅器２との間を直流結合としているため、利得
制御系およびオフセット制御系の応答速度よりも低域遮
断周波数が高い箇所はなく、マーク率の急変時にも符号
誤りを生じない。
【００３９】また、高周波で微少振幅の信号の通過部に
コンデンサを用いないため、環境温度の急変時にコンデ
ンサが焦電効果によって電荷を放出することに起因する
符号誤りは生じない。
コンデンサを用いないため、環境温度の急変時にコンデ
ンサが焦電効果によって電荷を放出することに起因する
符号誤りは生じない。
【００４０】さらに、本実施例においては、受信回路系
全体を差動構成としているため、低周波域での電源電圧
変動除去比が極めて高い。従って、電源系の平滑回路に
小型・低消費電力の簡略なものを用いても光受信器とし
て十分な電源電圧変動除去比が得られる。
全体を差動構成としているため、低周波域での電源電圧
変動除去比が極めて高い。従って、電源系の平滑回路に
小型・低消費電力の簡略なものを用いても光受信器とし
て十分な電源電圧変動除去比が得られる。
【００４１】そして、プリアンプ１１の入力部に光電流
ＩPの振幅の半分ＩP／２の電流が帰還されるため、プリ
アンプ入力電流をバイポーラ符号パルスとみなすことが
できる。すなわち、マーク時の電流値ＩP、スペース時
の電流値０のユニポーラ符号信号パルスが光受信回路に
流入した場合、プリアンプ１１の正相入力端子と逆相入
力端子の間に流れる差電流は、マーク時に＋ＩP／２、
スペース時に−ＩP／２となる。
ＩPの振幅の半分ＩP／２の電流が帰還されるため、プリ
アンプ入力電流をバイポーラ符号パルスとみなすことが
できる。すなわち、マーク時の電流値ＩP、スペース時
の電流値０のユニポーラ符号信号パルスが光受信回路に
流入した場合、プリアンプ１１の正相入力端子と逆相入
力端子の間に流れる差電流は、マーク時に＋ＩP／２、
スペース時に−ＩP／２となる。
【００４２】プリアンプ１２のクリッピングで定まる最
大許容入力レベルを±ＩPMAXで表わすと、本実施例の受
信回路ではマーク時とスペース時の最大差電流２×Ｉ
PMAXまでのユニポーラ符号信号パルス電流まで受信する
ことができる。
大許容入力レベルを±ＩPMAXで表わすと、本実施例の受
信回路ではマーク時とスペース時の最大差電流２×Ｉ
PMAXまでのユニポーラ符号信号パルス電流まで受信する
ことができる。
【００４３】これに対し、前記従来の回路ではマーク時
とスペース時の最大差電流としてＩPMAXまでのユニポー
ラ符号信号パルス電流しか受信することができない。
とスペース時の最大差電流としてＩPMAXまでのユニポー
ラ符号信号パルス電流しか受信することができない。
【００４４】従って、本実施例によれば、同一性能のプ
リアンプを用いても最大受光レベルを２倍に高めること
ができる。
リアンプを用いても最大受光レベルを２倍に高めること
ができる。
【００４５】以上、本発明を上記実施例に即して説明し
たが、本発明は上記態様にのみ限定されず、本発明の原
理に準ずる各種態様を含むことは勿論である。
たが、本発明は上記態様にのみ限定されず、本発明の原
理に準ずる各種態様を含むことは勿論である。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の受信回路
によれば、電源系のリップルによる干渉に強く、環境温
度やマーク率の急な変動時にも符号誤りを生ぜず、広ダ
イナミックレンジで低消費電力な光受信器を実現するこ
とができることになり、実用的価値は極めて高い。
によれば、電源系のリップルによる干渉に強く、環境温
度やマーク率の急な変動時にも符号誤りを生ぜず、広ダ
イナミックレンジで低消費電力な光受信器を実現するこ
とができることになり、実用的価値は極めて高い。
【００４７】より詳細には、本発明によれば、プリアン
プと利得可変増幅器との間を直流結合としているため、
利得制御系およびオフセット制御系の応答速度よりも低
域遮断周波数が高い箇所はなく、マーク率の急変時にも
符号誤りを生じない。また、高周波で微少振幅の信号の
通過部にコンデンサを用いないため、環境温度の急変時
にコンデンサが焦電効果によって電荷を放出することに
起因する符号誤りは生じない。
プと利得可変増幅器との間を直流結合としているため、
利得制御系およびオフセット制御系の応答速度よりも低
域遮断周波数が高い箇所はなく、マーク率の急変時にも
符号誤りを生じない。また、高周波で微少振幅の信号の
通過部にコンデンサを用いないため、環境温度の急変時
にコンデンサが焦電効果によって電荷を放出することに
起因する符号誤りは生じない。
【００４８】さらに、本発明によれば、受信回路系全体
を差動構成としているため、低周波域での電源電圧変動
除去比が極めて高い。このため、本発明によれば、電源
系の平滑回路に小型・低消費電力の簡略なものを用いて
も光受信器として十分な電源電圧変動除去比が得られる
という利点を有する。
を差動構成としているため、低周波域での電源電圧変動
除去比が極めて高い。このため、本発明によれば、電源
系の平滑回路に小型・低消費電力の簡略なものを用いて
も光受信器として十分な電源電圧変動除去比が得られる
という利点を有する。
【００４９】本発明によれば、前記従来例と同一性能の
プリアンプを用いた場合でも最大受光レベルを前記従来
例の２倍に高めることができるという利点を有する。
プリアンプを用いた場合でも最大受光レベルを前記従来
例の２倍に高めることができるという利点を有する。
【図１】本発明の一実施例の回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】従来の回路構成を示すブロック図である。
１ 光検出器 ２ 差動利得可変増幅器 ３ リミッタアンプ ４、５ ピーク検出回路 ６ 平均値検出回路 ７、８ 差動増幅器 ９ レファレンス電圧源 １０ カップリングコンデンサ １１ 差動入出力プリアンプ １２ プリアンプ １３ 電圧・電流変換回路 １４ ダミーコンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 10/14 10/26 10/28 (56)参考文献 特開 平８−102716（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−334609（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−218772（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−218773（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−231233（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−334137（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−249811（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−232916（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−18429（ＪＰ，Ａ)
Claims (8)
- 【請求項１】入力電流信号パルスを電圧パルスに変換す
るプリアンプと、 差動入出力利得可変型増幅器と、 該差動入出力利得可変型増幅器の正相出力のピーク値を
検出する第１のピーク検出回路と、 該差動入出力利得可変型増幅器の逆相出力のピーク値を
検出する第２のピーク検出回路と、 前記第１及び第２のピーク検出回路の出力の平均値を検
出する平均値検出回路と、 所定の基準電圧を生成するレファレンス電圧生成回路
と、 前記平均値検出回路の出力と前記レファレンス電圧生成
回路の出力の差電圧を増幅して前記差動入出力利得可変
型増幅器の利得制御端子に帰還する第１の差動増幅器
と、 を含む受信回路において、 前記プリアンプが差動出力型として構成され、 該プリアンプの正相出力と前記差動入出力利得可変型増
幅器の正相入力および該プリアンプの逆相出力と前記差
動入出力利得可変型増幅器の逆相入力の各々の間、又
は、該プリアンプの正相出力と前記差動入出力利得可変
型増幅器の逆相入力および該プリアンプの逆相出力と前
記差動入出力利得可変型増幅器の正相入力の各々の間を
直流結合としたことを特徴とするディジタル受信回路。 - 【請求項２】前記第１、第２のピーク検出回路の出力の
差電圧を検出し、該差電圧を誤差信号として前記プリア
ンプへ帰還する第２の差動増幅器を具備することを特徴
とする請求項１記載のディジタル受信回路。 - 【請求項３】前記プリアンプが、差動入出力型電圧増幅
器からなり、その正相出力から逆相入力へ、逆相出力か
ら正相入力へそれぞれ抵抗により帰還を施してなる差動
入出力型トランスインピーダンスアンプとして構成され
たことを特徴とする請求項１記載のディジタル受信回
路。 - 【請求項４】前記第２の差動増幅器が差動出力型として
構成され、前記第２の差動増幅器の正相出力を前記トラ
ンスインピーダンスアンプの正相入力に、前記第２の差
動増幅器の逆相出力を前記トランスインピーダンスアン
プの逆相入力にそれぞれ接続するか、又は前記第２の差
動増幅器の正相出力を前記トランスインピーダンスアン
プの逆相入力に、前記第２の差動増幅器の逆相出力を前
記トランスインピーダンスアンプの正相入力にそれぞれ
接続したことを特徴とする請求項３記載のディジタル受
信回路。 - 【請求項５】電流パルスを一の入力端に入力しこれを電
圧パルスに変換出力する差動入出力型プリアンプと、 入力端が前記差動入出力型プリアンプの出力端と直流結
合された差動入出力利得可変型増幅器と、 該差動入出力利得可型変増幅器の差動出力端に接続さ
れ、正相出力及び逆相出力のピーク値をそれぞれ検出す
る第１及び第２のピーク検出回路と、 前記第１及び第２のピーク検出回路の出力の平均値を検
出する平均値検出回路と、 所定の基準電圧を生成するレファレンス電圧生成回路
と、 前記平均値検出回路の出力と前記レファレンス電圧生成
回路の出力の差電圧を増幅して前記差動入出力利得可変
型増幅器の利得制御端子に帰還する第１の差動増幅器
と、 前記第１、第２のピーク検出回路の出力の差電圧を増幅
し、差動出力を誤差信号として前記差動入出力型プリア
ンプの入力端へ電圧・電流変換回路を介して帰還する第
２の差動増幅器と、 を備えたことを特徴とするディジタル受信回路。 - 【請求項６】前記電圧・電流変換回路が抵抗素子からな
ることを特徴とする請求項５記載のディジタル受信回
路。 - 【請求項７】光検出器から出力された光電流パルスを前
記差動入出力型プリアンプの正相入力端に入力し、 前記差動入出力型プリアンプの差動出力端を前記差動入
出力利得可変型増幅器の差動入力端にそれぞれ接続し、 前記第２の差動増幅器が、前記差動入出力利得可変型増
幅器の正相出力及び逆相出力のピーク値を差動増幅した
信号を前記差動入出力プリアンプの逆相入力端、正相入
力端にそれぞれ帰還することを特徴とする請求項５記載
のディジタル受信回路。 - 【請求項８】前記差動入出力型プリアンプの逆相入力端
に前記光検出器の接合容量に略等しい容量値をもつ容量
を接続したことを特徴とする請求項７記載のディジタル
受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7113602A JP2655130B2 (ja) | 1995-04-14 | 1995-04-14 | ディジタル受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7113602A JP2655130B2 (ja) | 1995-04-14 | 1995-04-14 | ディジタル受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08288757A JPH08288757A (ja) | 1996-11-01 |
| JP2655130B2 true JP2655130B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=14616381
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7113602A Expired - Fee Related JP2655130B2 (ja) | 1995-04-14 | 1995-04-14 | ディジタル受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2655130B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010158080A (ja) * | 2010-04-15 | 2010-07-15 | Yamaha Corp | 増幅器 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3039439B2 (ja) | 1997-04-23 | 2000-05-08 | 日本電気株式会社 | 識別レベル制御回路 |
| JP3967065B2 (ja) | 2000-06-12 | 2007-08-29 | 三菱電機株式会社 | 増幅回路 |
| KR100703428B1 (ko) | 2002-04-26 | 2007-04-03 | 삼성전자주식회사 | 버스트모드 광 수신기 및 그의 신호 크기 검출 장치 |
| JP4927664B2 (ja) * | 2007-08-14 | 2012-05-09 | 日本電信電話株式会社 | 前置増幅回路 |
| US7876155B2 (en) * | 2009-05-16 | 2011-01-25 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Transimpedance amplifier with distributed control of feedback line |
| JP5336554B2 (ja) * | 2011-06-21 | 2013-11-06 | 日本電信電話株式会社 | 自動利得調整回路 |
| JP6024412B2 (ja) * | 2012-11-19 | 2016-11-16 | 住友電気工業株式会社 | 利得可変差動増幅器 |
| US9064981B2 (en) * | 2013-03-26 | 2015-06-23 | Excelitas Canada, Inc. | Differential optical receiver for avalanche photodiode and SiPM |
| JP6208615B2 (ja) * | 2014-04-22 | 2017-10-04 | 日本電信電話株式会社 | トランスインピーダンス増幅器 |
| JP6578199B2 (ja) * | 2015-12-16 | 2019-09-18 | 日本ルメンタム株式会社 | 光受信モジュール |
| US11973477B2 (en) * | 2020-09-24 | 2024-04-30 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Signal processing circuit |
-
1995
- 1995-04-14 JP JP7113602A patent/JP2655130B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010158080A (ja) * | 2010-04-15 | 2010-07-15 | Yamaha Corp | 増幅器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08288757A (ja) | 1996-11-01 |
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