DE3112035C2 - Pulsweitenmodulierter Verstärker - Google Patents

Abstract

Impulsbreite-Modulationsverstärker, bei dem im wesentlichen eine konstante Gegenkopplung innerhalb eines breiten Frequenzbereiches vorgesehen ist, ohne daß ein teures Tiefpaßfilter verwandt wird, welches eine genaue Frequenzcharakteristik erforderlich macht. Ein Audioeingangssignal wird über einen ersten Widerstand an einen invertierenden Eingangsanschluß eines Komparators gelegt, an dessen nicht invertierendem Eingangsanschluß die Ausgangsspannung eines Sägezahnoszillators gelegt wird. Das Ausgangssignal des Komparators gelangt über einen Schaltverstärker und dann über ein Tiefpaßfilter zu dem Lautsprecher. Die Ausgangsspannung des Schaltverstärkers wird über einen zweiten Widerstand dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators zugeführt. Ein Widerstand ist zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators und Masse geschaltet. Zwei solcher Schaltkreise können für eine Ausbildung mit zwei Kanälen vorgesehen werden, wobei dann der Sägezahnoszillator gemeinsam für beide Kanäle verwandt werden kann. Vorzugsweise wird ein Phasenunterschied zwischen den Ausgangsspannungen des Sägezahngenerators für die beiden Kanäle vorgesehen, um eine Störung zwischen den Kanälen zu verhindern.

Description

Abschneidefrequenz f_c des Tiefpaßfilters 7 verglichen mit der Trägersignalfrequenz ausreichend tief einzustellen. Deshalb ist es schwierig, in den höheren Frequenzbereichen eine ausreichende Gegenkopplung zu erzielen. Hinzukommt, daß die Frequenzcharakteristik des Verstärkers wegen der möglichen Charakteristikänderungen der Tiefpaßfilter 7 und 9 nicht flach ist

Im Unterschied zu der in Fig.2 dargestellten Schaltungsanordnung wird bei dem aus der genannten Literaturstelle »Funkschau« bekannten, pulswertenmodulierten Verstärker das Signal für die Gegenkopplung am Ausgang des dem Schaltverstärker nachgeschalteten Tiefpaßfilter abgenommen und dem Vorverstärker zugeführt. Ein Tiefpaßfilter ist dort dem Vorverstärker nicht vorgeschaltet Wegen des Tiefpaßfilters im Gegenkopplungszweig besteht die Gefahr, daß bei einem solchen Verstärker Schwingungen auftreten.

Aus »Elektor« Dez. 1978, Seite 12-36 bis 12-39 ist es bekannt, bei pulsdauermodulierten Verstärkern Rückkopplungszweige vorzusehen, weiche eine Integrationsstufe mit Tiefpaß-Wirkung umfassen, so daß das integrierte EndstufensignaJ nur die Audio-Information enthält

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen pulsweitenmodulierten Verstärker der eingjngs genannten Art derart weiterzubilden, daß bei diesem Verstärker keine Schwingungen auftreten.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß das dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal dem nichtinvertierenden Eingang und das Eingangssignal über einen ersten Widerstand dem invertierenden, über einen ersten Kondensator mit Masse verbundenen Eingang des Komparator« zugeführt wird, und daß der Gegenkopplungszweig von einem zweiten Widerstand gebildet ist, der zwischen den Ausgang des Schaltverstärkers und den invertierenden Eingang des Komparators geschaltet ist.

In vorteilhafter Weise wird bei dem erfindungsgemäßen, pulsweitenmodulierten Verstärker aufgrund der besonderen Ausgestaltung des Gegenkopplungszweiges erreicht daß das Auftreten von Schwingungen äußerst unwahrscheinlich ist. Ferner wird eine Unabhängigkeit von der Einstellung des Tiefpaßfilters, welches anschließend an die Endstufe des Schaltverstärkers geschaltet ist, erreicht, da für den Rückkopplungszweig eine flache Charakteristik ohne Berücksichtigung der Frequenz erhalten werden kann. Die Größe der Rückführspannung also im wesentlichen über den gesamten Frequenzbereich konstant, so daß Verzerrungen minimal sind.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer derartiger pulsweitenmodulierter Verstärker vorgesehen ist und daß das dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal für beide pulsweitenmodulierte Verstärker von einem gemeinsamen Sägezahnoszillator erzeugbar ist. Für eine Verstärkeranordnung mit zwei Kanälen ist dann nur ein einziger Sägezahnoszillator erforderlich.

Eine andere vorteilhafte Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Sägezahnoszillators mit einer Phasenschiebeeinrichtung verbunden ist, durch die ein gegenüber dem dreieckförmigen, von dem Sägezahnoszillator erzeugten Hochfrequenz-Trägersignal phasenverschobenes, dreieckförmiges Hochfrequenz-Trägersignal erzeugbar ist, und daß das dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal dem einen und das phasenverschobene dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal dem weiteren pulsweitenmodulierten Verstärker zugeführt wird. In vorteilhafter Weise ergibt sich dadurch, daß die Anstiegs- und Abfallzeiten der rechteckigen Ausgangsimpulse der Komparatoren zu unterschiedlichen Zeiten bei dem ersten und dem zweiten Kanal auftreten, so daß dadurch eine Störung zwischen den Kanälen ausgeschlossen wird.

Andere vorteilhafte Weiterbfldungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von

ίο Ausfühnmgsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fi g. 1 und 2 Beispiele herkömmlicher pulsweitenmodulierter Verstärker,

Fig.3 ein schematisches Diagramm einer bevorzugten Ausfühningsform eines pulsweitenmodulierten Verstärkers nach der Erfindung,

Fig.4 ein Schaltkreisblockdiagramm eines pulsweitenmodulieiten Verstärkers für eine Anwendung mit zwei Kanälen,

Fig.5A bis 5D verschiedene Signalformen zur Erläuterung der Impulsweiten-Modulation,

Fig.6 ein Schaltkreisdiagramm _mes Trägersignalgenerators bei einer bevorzugten AustüLrungsform der Erfindung, und

Fig.7A bis 7D Signalformen an verschiedenen Punkten des Schaltkreises gemäß F i g. 6.

Der Verstärker gemäß Fig.3 kann bei einer Ausbildung mit zwei Kanälen vorgesehen werden. Bei einem für zwei Kanäle ausgelegten Verstärker weist der rechte Kanal, wie es in Fig.4 gezeigt ist, einen Audioverstärker 11, einen Komparator 16 einen Schaltverstärker 4, ein Tiefpaßfilter 5 und den Lautsprecher 12 auf. Das Ausgangssignal des Schaltverstärkers 4 wird über Widerstände R\, R2 und einen Kondensator C? dem Komparator 10 zugeführt. Der linke Kanal umfaßt in gleicher Weise einen Audioverstärker 11, einen Komparator 10', einen Schaltverstärker 4', ein Tiefpaßfilter 5' und einen Lautsprecher 12'. Der Ausgang des Verstärkers 4' wird über Widerstände

•»ο Ry, R₁, und einen Kondensator C2, dem Komparator 10' zugeführt. Ein von einem einzigen Oszillator 6 erzeugtes Sägezahn-Trägersignal d wird den nichtinvertierenden Anschlüssen der Komparatoren 10 und 10' zugeführt, welche verwandt werden, um die Pulsweiten-Modula-

·»' tion des Audiosignals durchzuführen. Die Verwendung des Sägezahnsignals c/von dem gemeinsamen Oszillator 6 für beide Kanäle ist insofern von Vorteil, als dadurch irgendwelche Schwebungsprobleme ausgeschlossen und die Kosten verringert werden.

-,0 Wenn bei diesem Schaltkreis die Eingangsaudiosignale a und a' beide Null sind, befinden sich die rechteckförmigen Ausgangsimpulse b und b' der Schaltverstärker 4 und 4' in Phase, wie es in Fig.5a bzw. 5b gezeigt ist, und somit koinzidieren die Anstiegs-

5ί und / b'allzeiten der zwei Signale. Andererseits, wenn die Audiosignale a und a' einen vorgegebenen Pegel erreichen, sind die /.usgangsimpulse der Impulsverstärker 4 und 4' moduliert und ihr Tastverhältnis wird entsprechend den Eingangsaudiosignalen verändert,

M> wie es in Fi g. 5C gezeigt ist. Wenn jedoch die Wellenformen dieser Kanäle aufgrund von Änderungen des Tastverhältnisses koinzidieren, können sich die Komparatoren 10 und 10' gegenseitig beeinflussen und dadurch eine Störung zwischen den Kanälen hervorrufen.

Eine Ausführungsform eines pulsweitenmodulierten Verstärkers nach der Erfindung wird unter Bezugnahme auf die F i g. 3 beschrieben, in der Bauelemente, die mit

jenen der Fig. 1 und 2 übereinstimmen, mit den gleichen Bezugsziffern wie in diesen Figuren bezeichnet sind. In Fig.3 werden ein Audiosignal £", und von dem Ausgang eines Schaltverstärkers 4 ein pulsweitenmoduliertes Signal additiv über Widerstände R\ und Rj dem invertierenden Eingangsanschluß eines Komparators 10 zugeführt, welcher differenzielle Eingänge aufweist. Ein Trägersignal wird von einem Sägezahnoszillator 6 dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß zugeführt. Das impulsmodulierte Trägersignal liegt über einem Kondensator C₂ an Masse.

Die Gegenkopplungsspannung cn von der Ausgangsspannung Eo des Schaltverstärkers 4 zu dem Komparator 10 ist gegeben durch:

R_xII ^X

J <·> C,

R_x+(R_xIIj ω C₂)

E_n =

Rx

, + R₂+ju)C₂R_xR₂

E₁,,

(1)

2<)

RJI

j ω C₂
die parallele Kombination der Impedanzen R₁ und

E.,

R,

QmC₂R₂+ 1) R₁ + R₂

bedeutet. Die ω-Komponente des Dampfungspunktes (roll-off point) ergibt sich zu:

(2)

C₂R₁R₂

Dies ist einem Tiefpaßfilter mit einer Abschwächung von 6 dB pro Oktave äquivalent; deshalb kann der Trägerfrequenzbereich, der in dem Ausgangssignal enthalten ist, ausreichend abgeschwächt werden.

Wenn angenommen wird, daß die Rückführspannung des Trägersignals gleich eco ist, dann gilt die Beziehung ecB< E_c (wobei E_c die Trägersignalspannung ist) und die Gesamtträgerfrequenz wird durch E_c beherrscht und die Wirkung von ecu kann vernachlässigt werden.

Die Verstärkung EJE₁ der geschlossenen Schleife läßt sich darstellen als:

— +

0' ω C₂A, + I)A₂-(3)

Unter der Annahme, daß die Verstärkung A der ofTe- μ geschlossenen Schleife). Die Verstärkung >\_oder offenen nen Schleife wesentlich größer als 1 ist, gilt Schleife wird durch das Verhältnis der Spannungsspitze

des Sägezahnträgersignals zur Spitze der Ausgangs- E₁JE₁ = R₁IR_x. (4) spannung Fobestimmt, d.h.:

Deshalb ist es möglich, eine flache Charakteristik A_n = (SpannungsquelIenspannung)/(Sägezahnspitzenspannung).

ohne Berücksichtigung der Frequenz und des Wertes der Kapazität C₂ zu schaffen. Das heißt, daß es nicht

Unter Verwendung des Ausdruckes für die Verstärkung der geschlossenen Schleife gemäß Gleichung (3) F i g. 2 unabdingbar ist. 40 kann die Größe der Gegenkopplung A_sf ausgedrückt

Die Größe der Gegenkopplung /4/vrergibt sich durch werdem durch:
(Verstärkung der offenen Schleife)/(Verstärkung der

notwendig ist, die Charakteristik des Tiefpaßfi!tcr₃ genau einzustellen, wie es bei dem Schaltkreis gemäß

Λ VT =

<j(oC₇R\ +Jg₁C₂R_x.

(5)

Deshalb ergibt sich ω der Dämpfungspunkt (roll-off point) von Ay₁-Zu:

C₂R₁R₂

(6)

55

D. h. ω des Dampfungspunktes (roll-off point) wird für große Werte von A₀ im wesentlichen durch den Term A₀IC₁R₂ bestimmt.

60

(7)

Dies ist eine wesentlich höhere Frequenz als der Dämpfungspunkt (roll-off point) der Rückführspannung t>i ε,ν in Gleichung (1). Deshalb ist die Größe der Rückführspannung im wesentlichen in dem gesamten Frequenzbereich unter Einschluß hoher Frequenzen konstant mit dem Ergebnis, daß Verzerrungen insbesondere im Bereich hoher Frequenzen verglichen mit der herkömmlichen Schaltkreisanordnung verringert werden.

Es wird eine flache Frequenzcharakteristik bei dem Verstärker erhalten und die Größe der Gegenkopplung ist über den gesamten Frequenzbereich konstant, mit dem Ergebnis, daß eine wesentlich besser bezüglich der Arbeitsweise des Verstärkers bei hohen Frequenzen erreicht wird.

Eine bevorzugte Ausfühmngsform eines Impulsweite-Modulationsverstärkers mit zwei Kanälen nach der Erfindung, bei dem eine Störung zwischen den Kanälen e/miniert ist, wird unter Bezugnahme auf die F i g. 6 und 7A —I'D beschrieben. Fig.6 zeigt ein Schaltkreisdiagramm um das Trägersignal d von dem Oszillator 6 gemäß F i g. 4 in ein Signal d' umzuwandeln, welches eine Phasenverschiebung von n/2 gegenüber dem Signa) d aufweist Ein Komparator 17, an dessen nichtinvertierendem Eingangsanschluß ein Sägezahn-

signal d von dem Oszillator 6 gegeben wird, liefert wahlweise einen normalen Phasenausgang C und einen Ausgang C mit umgekehrter Phase, um wahlweise eine der Konstantstromquellen 18 und 19 anzusteuern, welche zwischen den Spannungsquellen + Vcc und - Vcc geschaltet sind. Der gewählte, konstante Strom wird verwandt, um einen Kondensator Ci aufzuladen oder zu entladen, der zwischen einem Verbindungspuntu der Quellen 18 und 19 und Masse verbunden ist. Das Ausgangssignal c/'des Kondensators Cj wird durch eine Integrierschaltung, welche aus einem Widerstand R₁ und einem Kondensator G besteht, integriert und dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators 17 zugeführt, um eine Gegenkopplung zu bewirken.

Das Sägezahnträgersignal d von dem Oszillator 6 ist bezüglich des Nullpegels symmetrisch und weist positive und negative Spitzen mit der gleichen Amplitude auf. Wenn sich das Signal d von der negativen zur positiven Polarität ändert, wird der ausgewählte Ausgang von dem Komparator 17 am Nullspannungspegel geändert, so daß der Ausgang C mit normaler Phase als ein Signal mit hohem Pegel abgegeben wird, welches die Konstantstromquelle 18 ansteuert, um dadurch den Kondensator Ci mit dem konstanten Strom /von der Stromquelle 18 aufzuladen.

Wenn andererseits das Signal d von dem Oszillator 6 durch den Nullspannungspegel in Richtung zur negativen Polarität hindurchgeht, kehrt der Komparator 17 zu seinem ursprünglichen Zustand zurück, und ruft hervor, daß der Strom C mit normaler Phase und der Ausgang mit umgekehrter Phase einen niederen bzw. einen hohen Pegel aufweist. Zu diesem Zeitpunkt wird die Konstantstromquelle 18 entregt bzw. aberregt und die Konstantstromquelle 19 beginnt zu arbeiten, so daß der Kondensator Cj durch den Sirom i von der Konstantstromquelle 19 entladen wird. Deshalb wird das Trägersignal d', welches der Spannung des Kondensa-• m-r f- entcnrinKt »irr» w/O mit R.o*7t IiT auf Hoc

Trägersignal dvon dem Oszillator 6 verzögert, wie es in F i g. 7D gezeigt ist. Der Spitzenpegel des Trägersignals d' kann mit demjenigen des Trägersignals d von dem Oszillator 6 in Übereinstimmung gebracht werden, indem in geeigneter Weise die Werte des konstanten Stromes /von den Konstantstromquellen 18 und 19 und

■> der Kapazitätswert des Kondensators Cj eingestellt werden.

Legt man die Trägersignale d und </', die einen Phasenunterschied von π/2 zwischen sich aufweisen, an die nichtinvertierenden Anschlüsse der Komparatoren

ίο 10 und 10' des rechten bzw. linken Kanals gemäß F i g. 4 an, so haben die rechteckigen Impulssignale, die an den Ausgängen der Schaltverstärker 4 und 4' erhalten werden, aufgrund der Pulsbreitenmodulation durch die Komparatoren 10 und 10' die in Fig. 5C und 5D gezeigten Beziehungen, selbst wenn die Audiosignale a und a'an die Audioverstärker 11 und 11' angelegt sind. Deshalb wird selbst, wenn sich das Tastverhältnis verändert, die erwünschte Phasenbeziehung aufrechterhalten, so daß keine Störung hervorgerufen wird.

Bei der vorhergehend beschriebenen Ausführungsform beträgt der Phasenunterschied zwischen den Trägersignalen d und d' π/2. Es wird jedoch darauf hingewiesen, daß der Unterschied nicht immer genau π/2 sein muß. Das heißt, die Phasendifferenz kann

« beliebig gewählt werden, solange die Anstiegs- und Abfallzeiten der rechteckförmigen Impulse an den Ausgängen der Komparatoren 10 und 10' der beiden Kanäle unter Berücksichtigung der Änderungen des Tastverhältnisses aufgrund der Modulation nicht in

JO Phase sind.

Aufgrund der Erfindung ergibt sich somit, daß die Anstiegs- und Abfallzeiten der modulierten, rechteckförmigen Phasensignale der entsprechenden Kanäle so eingestellt werden, daß sie miteinander nicht in Phase

^r> liegen, mit dem Ergebnis, daß eine Verzerrung bzw. Störung aufgrund von Störungen zwischen den Kanälen verhindert wird. Dieses Merkmal ist insbesondere bei Anwendungen mit geringer Ausgangsleistung von Vorteil.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Pulsweitenmodulierter Verstärker, bestehend aus einem Komparator, dem ein Eingangssignal und ein dreieckförmiges Hochfrequenz-Trägersignal zugeführt wird, einer mit dem Ausgang des !Comparators verbundenen Endstufe, die einen Schaltverstärker und ein diesem nachgeschaltetes Tiepaßfilter umfaßt, und einem Gegenkopplungszweig von der Endstufe her, dadurch gekennzeichnet, daß das dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal dem nichtinvertierenden Eingang und das Eingangssignal (El) über einen ersten Widerstand (Ri) dem invertierenden, über einen ersten Kondensator (Cz) mit Masse verbundenen Eingang des Komparator^ is (10) zugeführt wird, und daß der Gegenkopplungszweig von einem zweiten Widerstand (Rz) gebildet ist, der zwischen den Ausgang des Schaltverstärkers (4) und den invertierenden Eingang des Komparators (10) geschaltet ist

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß ein weiterer derartiger pulsweitenmodulierter Verstärker (10', 4', 5', R,', R₂', C₂') vorgesehen ist und daß das dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal für beide pulsweitenmodulierte Verstärker von einem gemeinsamen Sägezahnoszillator (6) erzeugbar ist

3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Sägezahnoszillators (6) mit einer Phasenschiebeeinrichtungi^, 18,19, G, R₃, G) verbunden ist, durch die ein gegenüber dem dreieckförmij,en, von dem Sägezahnoszillator (6) erzeugten Hochfreqvenz-Trijersignal phasenverschobenes, dreieckförrniges Hochfrequenz-Trägersignal erzeugbar ist, und daß his dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal dem einen und das phasenverschobene dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal dem weiteren pulsweitenmodulierten Verstärker zugeführt wird.

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschiebeeinrichtung umfaßt einen Komparator (17), dessen nichtinvertierendem Eingang das dreieckförmige Hochfrequenz-Träge) signal zugeführt wird, wobei durch den Komparator (17) ein erstes Ausgangssignal (c) mit einem hohen Pegel erzeugbar ist, wenn das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang größer als dasjenige an dem invertierenden Eingang ist, und ein zweites Ausgangssignal (c'J mit einem hohen Pegel erzeugbar ist, wenn das Potential an dem nichtinvertieren- μ den Eingang ist, und eine erste (18) durch das erste Ausgangssignal (c) und eine zweite (19) durch das zweite Ausgangssignal (c') ansteuerbare Konstantstromquelle, daß ein zweiter Kondensator (cj) mit der ersten und der zweiten Konstantstromquelle (18, 19) derart verbunden ist, daß dieser zweite Kondensator durch den Strom (i) von der ersten Konstantstromquelle (18) aufladbar und durch den Strom (i') der zweiten Konstantstromquelle (19) entladbar ist, daß der invertierende Eingang des μ !Comparators (17) über einen dritten Widerstand (Rj) mit dem Aufladeanschluß des zweiten Kondensators (C3) und über einen dritten Kondensator (G) mit Masse verbunden ist, und daß das phasenverschobene, dreieckförmige Hochfrequenz-Trägersignal (d'J an dem Aufiadeanschluß des zweiten Kondensators (d) abnehmbar ist.

Die Erfindung betrifft einen pulsweitenmodulierten Verstärker bestehend aus einem Komparator, dem ein Eingangssignal und ein dreieckförmiges Hochfrequenz-Trägersignal zugeführt wird, einer mit dem Ausgang des Komparators verbundenen Endstufe, die einen Schaltverstärker und ein diesem nachgeschaltetes Tiefpaßfilter umfaßt, und einem Gegenkopplungszweig von der Endstufe her.

Ein pulsweitenmodulierter Verstärker wird verwandt, um ein Niederfrequenzsignal, wie z. B. ein Audiosignal, mit einem hochfrequenten Trägersignal zu modulieren, um es in ein pulsweitenmoduliertes Signal umzuwandeln, wobei das pulsweitenmodulierte Signal verstärkt und demoduliert wird, indem das Trägersignal entfernt wird, bevor das Signal einer Last wie z. B. einen Lautsprecher zugeführt wird Ein solcher Verstärker kann ein Signal sehr wirkungsvoll verstärken und er wird daher zur Verwendung für eine in einem Kraftfahrzeug eingebaute Audiorüstung als besonders geeignet betrachtet

F i g. 1 zeigt ein Beispiel eines pulsweitenmodulierten Verstärkers, bei dem ein Audiosignal dem nichtinvertierenden Anschluß eines durch einen Kondensator C\ gebildeten Integrators zugeführt wird und ein Trägersignal von einem Rechteckwellenoszillator 2 über einen Widerstand R_c dem invertierenden Eingangsanschluß des Integrators 1 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Integrators geht durch einen Komparator 3 und einen Schaltverstärker 4 hindurch, um ein pulsweitenmoduliertes Signal zu erhalten, welches durch ein Tiefpaßfilters hindurchgeht das das Signal demoduliert, um dadurch ein Audioausgangssigna! zu erhalten. Ferner wird das pulsweitenmodulierte Signal über einen Widerstand R_ndem Integrator 1 über eine Gegenkopplungsschleife zugeführt.

Der Schaltkreis gemäß F i g. 1 wird als ein direktes Rückkopplungssystem bezeichnet wobei die Gesamtfrequenzcharakteristik des Schaltkreises aufgrund des Durchganges des Eingangsaudiosignals durch den Integrator 1 flach ist Ferner liegt die Phase der geschlossenen Schleife innerhalb von 90°, was eine gute Stabilität liefert. Da jedoch die geschlossene Schleife den Integrator 1 umfaßt, beträgt die Größe der Gegenkopplung 6 dB pro Oktave. Mithin ist die Abschwächung um so größer je höher die Frequenz ist Deshalb nimmt die Signalverzerrung mit Zunahme der Frequenz zu, wodurch der Verstärker zur Verwendung für Hi-Fi-Zwecke ungeeignet wird.

Ein pulsweitennxxlulierter Verstärker, wie er eingangs angegeben ist, ist aus »Funkschau« 1979, Heft 20, Seite 1149 bekannt. Eine diesem bekannten pulsweitenmodulierten Verstärker äquivalente Schaltungsanordnung ist in F i g. 2 dargestellt Bei dieser wird das Trägersignal von einem Sägezahnoszillator 6 erhalten und ein Tiefpaßfilter 7 ist in einen Gegenkopplungszweig geschaltet. Das Audiosignal wird von einem pulsweitenmodulierten Ausgangssignal von einem Schaltverstärker 4 abgeleitet. Eine Gegenkopplung erfolgt zu einem Verstärker 8, welcher auf der Eingangsseite des Schaltkreises vorgesehen ist. Die Gesamtfrequenzeharakteristik des Schaltkreises muß durch Einfügen eines Tiefpaßfilters 9 korrigiert werden, welcher die gleiche Frequenzcharakteristik wie das Filter 7 aufweist, weil die Frequenzcharakteristik vom Dämpfungspunkt (roll-off point) des Filters 7 wegen der umgekehrten Eigenart dessen Bandpaß-Charakteristik zunimmt. Ferner ist es erforderlich, um die richtige Abschwächung des Trägersignals zu bestimmen, die