DE3779808T2

DE3779808T2 - Mikrowellen-frequenzvervielfacher mit selbstpolarisierender diode.

Info

Publication number: DE3779808T2
Application number: DE8787303572T
Authority: DE
Inventors: Robert Dale Albin; Frank K David
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1986-04-29
Filing date: 1987-04-23
Publication date: 1992-12-24
Anticipated expiration: 2007-04-24
Also published as: DE3779808D1; EP0244988B1; EP0244988A1; US4749949A; JPS62258506A

Description

Hintergrund der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf einen Mikrowellensignal-Generator und insbesondere auf einen Millimeterwellen-Vervielfacher zum Erzeugen eines ungeradzahligen harmonischen Ausgangssignales, wie beispielsweise desjenigen der dritten harmonischen Frequenz. Die Erfindung findet insbesondere Anwendung bei Finnenleitungsstrukturen, welche in integrierten Hybrid-Schaltungen verwendet werden.
Es sind verschiedene Techniken verfügbar, um Millimeterwellen-Frequenzsignale zu erzeugen. Eine dieser Techniken besteht in der Verwendung eines Frequenzvervielfachers zum Erzeugen von Harmonischen von der unteren Frequenz durch Verwenden eines nichtlinearen Gerätes. Im Falle der Frequenzvervielfachung wird ein erheblicher Teil der anfänglichen Signalvorbereitung bei unteren Frequenzen ausgeführt, um Leistungsverluste zu vermindern und um die nötige Schaltung bei der gegebenen Ausgangsfrequenz zu vereinfachen.
Eine dieser möglichen Techniken zum Erzeugen einer gewünschten Ausgangsfrequenz besteht in der Verwendung einer Verdreifachungstechnik, bei der ein Begrenzer verwendet wird, um in symmetrischer Weise das Eingangssignal abzukappen, um harmonische Produkte der ungeraden Ordnung zu erzeugen. Wenn die abgekappten Eingangssignale genau symmetrisch sind, ergeben sich keine harmonischen Produkte der geradzahligen Ordnung.
Ein Frequenzvervielfacher ist geoffenbart in "Vervielfacher: Signale bis 100 GHz", Elektronik, Band 34, Nr. 12, 14. Juni 1985, München, DE, Seiten 104 bis 108, von Hans F. Cordes, welcher einen Signaleingang, eine erste Diode, eine in antiparalleler Beziehung zu der ersten Diode über den Signaleingang zu einem Bezugsknoten gekoppelte zweite Diode und eine Vorspanneinrichtung umfaßt, die auf Eingangsleistung anspricht, um eine Vorspannung über den Signaleingang aufzubauen, bei dem die Dioden jeweils in Reihe zu einer Parallelschaltung eines Widerstandselementes und eines kapazitiven Elementes geschaltet sind.
Der in dem obigen Dokument geoffenbarte Frequenzvervielfacher wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 der beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Bezugnehmend auf Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines beispielhaften bekannten Vervielfachers gezeigt, der typischerweise als Verdreifacher verwendet wird. Der Vervielfacher 10 umfaßt eine erste und eine zweite Diode 12 und 14, die in antiparalleler Beziehung zwischen einem Signalknoten 16 und einem (Masse)-Bezugsknoten 18 angeordnet sind und die miteinander wirksam sind, um ein angelegtes Signal bei der Diodengrenzspannung abzukappen. Ein Tiefpaßfilter 17, der von einer Hochfrequenzsignalquelle 20 über einen Quellenwiderstand 22 gespeist wird, liefert ein Quellensignal zu dem Signalknoten 16. Das abgekappte Ausgangssignal an dem Signalknoten 16 wird einem Bandpaßfilter 24 zugeführt, dessen Ausgangssignal an eine Last 26 angelegt wird.
Während des Betriebes sind diese Dioden 12 und 14 leitfähig, wenn die Schwingungseingangsspannung an dem Knoten 16 die Schwellenhöhe der Dioden 12 oder 14 übersteigt, welche in Vorwärtsrichtung vorgespannt sind bezogen auf den (Masse)- Bezugsknoten 18, wodurch die Eingangssignalform abgekappt wird. Bei geringen Eingangspegeln wird jedoch nur eine kleine harmonische Komponente der dritten Ordnung erzeugt. Als Konsequenz hiervon wird der Wandlungsverlust, d.h. das Verhältnis des Ausgangssignales zu dem Eingangssignal, bei kleinen Eingangssignalpegeln hoch. Andererseits ändert sich bei extrem hohen Eingangspegeln der Ausgangspegel des Ausgangssignales nicht in erheblichem Maß mit den Eingangssignalpegeln. Daher wird der Wandlungsverlust als ansteigend bezeichnet. Der optimale Wandlungsverlust, d.h. der Bereich des minimalen Verlustes, ist auf einen Bereich zwischen den Extremen der niedrigen Leistung und der hohen Leistung begrenzt.
Ein weiterer Nachteil des bekannten Verdreifachers betrifft die Diodenzuverlässigkeit bei hohen Lastpegeln. Hohe Signalspannungen können exzessive Ströme verursachen, die die Dioden in einer derartigen Schaltung beschädigen können. Ein bekannter Verdreifacher liefert keinen Schutz gegenüber exzessiven Strömen.
Bezugnehmend auf Fig. 2 umfaßt ein Frequenzvervielfacher 100 eine nichtlineare Schaltungselemente-Kombination mit einer ersten selbstvorspannenden unidirektionalen leitfähigen Einrichtung, die nachfolgend als Diodeneinrichtung 112 bezeichnet wird, und einer zweiten selbstvorspannenden unidirektionalen leitfähigen Einrichtung, die nachfolgend als Diodeneinrichtung 114 bezeichnet wird, welche in antiparalleler Beziehung bekoppelt sind. Die erste selbstvorspannende Diodeneinrichtung 112 und die zweite selbstvorspannende Diodeneinrichtung 114 sind zwischen einem Signalknoten 16 und einem Masseknoten oder einem ähnlichen Bezugsknoten 18 geschaltet. In der verallgemeinerten Schaltung gibt es eine Hochfrequenzsignalquelle 20, die ein Signal einer Frequenz f&sub0; erzeugt, und der ein Quellenwiderstand Rs 22 zugeordnet ist. Ein Tiefpaßfilter 17 ist zwischen dem Quellenwiderstand 22 und dem Knoten 16 geschaltet und liefert eine Eingangsfilterung für den Signalknoten 16. Ein Bandpaßfilter 24 ist zwischen dem Signalknoten 16 und einem Ausgang vorgesehen, der durch einen Lastwiderstand 26 dargestellt ist, wobei das Bandpaßfilter 24 hauptsächlich die ausgewählte geeignete harmonische der Grundfrequenz durchläßt. Für eine Verdreifacherschaltung würde beispielsweise das Bandpaßfilter 24 ein Band durchlassen, das lediglich die dritte harmonische der Grundfrequenz umfaßt.
Die erste selbstvorspannende Diodeneinrichtung 112 umfaßt eine erste Diode D1, die in Reihe mit einem ersten Widerstand R1 und mit einem ersten Kondensator C1 geschaltet ist, welcher über den ersten Widerstand R1 gekoppelt ist. Ein erster Vorspannungsknoten B1 ist dem Kathodenanschluß der ersten Diode D1, dem ersten Widerstand R1 und dem ersten Kondensator C1 gemeinsam. Der Signalknoten 16 ist an den Anodenanschluß der ersten Diode D1 gekoppelt und der Massebezugsknoten 18 ist an die entgegengesetzten Anschlüsse des ersten Kondensators C1 und des ersten Widerstandes R1 gekoppelt. Es sei angemerkt, daß der Bezugsknoten 18 nicht notwendigerweise mit der Systemmasse verbunden sein muß, obwohl eine derartige Konfiguration typisch ist.
Die zweite selbstvorspannende Diodeneinrichtung 114 umfaßt eine zweite Diode D2, die in Reihe mit einem zweiten Widerstand R2 und mit einem zweiten Kondensator C2 geschaltet ist, welcher über den zweiten Widerstand R2 geschaltet ist. Ein zweiter Vorspannungsknoten B2 ist dem Anodenanschluß der zweiten Diode D2, dem zweiten Widerstand R2 und dem zweiten Kondensator C2 gemeinsam. Der Signalknoten 16 ist an den Kathodenanschluß der zweiten Diode D2 angeschlossen, und der Massebezugsknoten 18 ist an die entgegengesetzten Anschlüsse des zweiten Kondensators C2 und des ersten Widerstandes R2 angeschlossen.
Der erste Kondensator C1 hat einen Wert, der derart gewählt ist, daß er dem Wert des zweiten Kondensators C2 gleicht, und der erste Widerstand R1 hat einen Wert, der gewählt ist, so daß er dem Wert des zweiten Widerstandes R2 gleicht. Die erste Diode D1 und die zweite Diode D2 sind derart gewählt, daß sie angepaßte Dioden sind.
Die Schaltung der Fig. 2 arbeitet folgendermaßen: bei sinusförmiger Anregung durch eine Hochfrequenzsignalquelle 20 wird sich der erste Knoten B1 auf einen positiven, selbstvorgespannten Spannungspegel + VB aufladen, und der zweite Vorspannungsknoten B2 wird sich auf einen negativen Vorspannungspegel - VB von gleicher Größe bezogen auf den Bezugspegel an dem Bezugsknoten 18 aufladen.
Bezugnehmend auf Fig. 3 sind die Ausgangssignalverläufe des selbstvorspannenden Verdreifachers bei niedriger Leistung A, bei mittlerer Leistung B und bei hoher Leistung C dargestellt. Der Pegel des Abkappens ist direkt proportional zu der Vorspannung an dem Knoten B1 und B2 in der Schaltung gemäß Fig. 2. Bei erhöhter Eingangsleistung steigt die Spannung, die an den inneren Knoten B1 und B2 vorliegt, aufgrund der Änderung in dem Vorspannungspegel an. Die Kondensatoren C1 und C2 und die Widerstände R1 und R2 haben eine Zeitkonstante, die ausreichend ist, um zu bewirken, daß die Spannung an den inneren Knoten B1 und B2 aufrecht erhalten wird, während sich die Dioden D1 und D2 in ihrem "Aus"- Zustand oder nichtleitfähigem Zustand befinden. Ein perfekt angepaßtes Paar von antiparallel gekoppelten Dioden D1 und D2 und angepaßten Widerständen R1 und R2 und angepaßten Kondensatoren C1 und C2 (welche demzufolge eine gleiche Zeitkonstante hinsichtlich der ersten selbstvorspannenden Diodeneinrichtung 112 und der zweiten selbstvorspannenden Diodeneinrichtung 114 schaffen) bewirken eine symmetrische Verzerrung der Eingangssignalform durch das Bandpaßfilter 24, so daß lediglich geradzahlige Harmonische erzeugt werden. Dies ist der gewünschte Effekt bei einem beabsichtigten Frequenzverdreifacher. Was jedoch benötigt wird, ist eine Vervielfacherschaltung, die für einen relativ hohen Wandlungswirkungsgrad geeignet ist, d.h. einen niedrigen Wandlerverlust über einen breiten Bereich von Eingangspegeln hat, und die einen Mechanismus hat, um gegen starke Abwanderungen einer potentiell beschädigenden Spannung zu schützen.

Überblick der Erfindung

Gemäß der Erfindung verwendet ein Mikrowellenfrequenzvervielfacher eine erste selbstvorspannende unidirektionale leitfähige Einrichtung, wie beispielsweise nichtlineare Elemente, mit einer Diodeneinrichtung, und eine zweite selbstvorspannende unidirektional leitfähige Einrichtung, wie beispielsweise nichtlineare Elemente einschließlich einer Diodeneinrichtung, die in antiparalleler Beziehung über einen Signaleingang geschaltet sind, wobei jede der selbstvorspannenden leitfähigen Einrichtungen ein nichtlineares Gerät und vorspannende Elemente umfassen. Die erste selbstvorspannende unidirektionale leitfähige Einrichtung und die zweite selbstvorspannende unidirektionale leitfähige Einrichtung bewirken das Auftreten einer Vorspannung an inneren Knoten, welche mit ansteigender Eingangsleistung für einen breiten Bereich der Eingangsleistungspegel ansteigt. Das Vorliegen einer internen Vorspannung resultiert in einem Abschneiden des Signalverlaufes bei höheren Signalpegeln. Bezogen auf den Stand der Technik bleibt der Wandlungsverlust optimal bis zu hohen Eingangsleistungen über einen gesamten Hochleistungseingangsbereich.
Insbesondere schafft die Erfindung einen Mikrowellenfrequenzvervielfacher mit einem Signaleingang, einer ersten Diode, einer zweiten Diode, die in antiparalleler Beziehung zu der ersten Diode über den Signaleingang zu einem Bezugsknoten gekoppelt ist, und einer Vorspannungseinrichtung, die auf die Eingangsleistung anspricht, um eine Vorspannung zu schaffen, die sich über den Signaleingang aufbaut, gekennzeichnet durch eine Einrichtung, die gekoppelt ist zwischen dem Bezugsknoten und einer ausgewählten Diode der ersten und zweiten Dioden zum Anlegen einer äußeren Vorspannung, welche eine Spannung über die Dioden aufbaut, wobei die Amplitude und Polarität derselben ausgewählt sind, um die Leitungsschwellenspannung der Dioden zu kompensieren.
In einem Ausführungsbeispiel ist eine der Dioden in Reihe mit einer Parallel-Kombination eines Widerstandselementes und eines kapazitiven Elementes geschaltet, wobei das Widerstandselement zum Vorspannen der Diode geeignet ist und das kapazitive Element geeignet ist, um einen Vorspannungspegel über das Widerstandselement aufrecht zu erhalten. Die Zeitkonstante, die durch die Werte des Widerstandselementes und des kapazitiven Elementes bestimmt ist, sollte wenigstens in der gleichen Größenordnung liegen wie die Periode des Eingangssignales und sollte insbesondere länger zu sein, um den erforderlichen Spannungsrückhalt für die Selbstvorspannung zu schaffen. Der Wert ist nicht besonders kritisch. Es ist nichtsdestoweniger wichtig, daß die Zeitkonstante kurz genug ist, um eine gewisse Ladung während des ausgeschalteten Anteiles des Zyklus einer jeden Diodeneinrichtung abzubauen. Ferner können weitere Dioden zu der Diodeneinrichtung zugefügt werden, um einen Zusammenbruchsschutz zu schaffen.
Die Erfindung und Vorteile der Erfindung werden besser unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung verstanden, die unter Bezugnahme auf die Fig. 4 bis 6 der beiliegenden Zeichnungen erfolgt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm einer bekannten Vervielfacherschaltung.
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm einer anderen bekannten Vervielfacherschaltung.
Fig. 3 ist ein Signalverlaufdiagramm, das drei verschiedene Abschneidepegel verdeutlicht.
Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm einer Vervielfacherschaltung gemäß der Erfindung.
Fig. 5 ist eine perspektivische Explosionsdarstellung einer Finnenleitungsstruktur, die bei der Schaltung gemäß Fig. 2 enthalten ist.
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm eines wiederum weiteren Ausführungsbeispieles der Erfindung.
Bezugnehmend auf Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel der Schaltung der Erfindung gezeigt. Diese Schaltung stellt eine Modifikation derjenigen gemäß Fig. 2 dar. Insbesondere ist die erste selbstvorspannende Diodeneinrichtung 212 durch Hinzufügen einer dritten Diode D3 verändert, welche in Reihe zu der ersten Diode D1 geschaltet ist. Ferner umfaßt eine zweite selbstvorspannende Diodeneinrichtung 214 eine vierte Diode D4, die in Reihe mit der zweiten Diode D2 geschaltet ist. Ein Tiefpaßfilter 17 ist gleichstrommäßig von einem Signalknoten 16 durch einen Kondensator C3 isoliert, und ein Bandpaßfilter 124 ist gleichstrommäßig von einem Knoten 16 durch einen Kondensator C4 isoliert. In diesem Ausführungsbeispiel liegt der Signalknoten 16 nicht auf einer virtuellen Masse, und daher wird eine gleichstrommäßige Isolation benötigt, um die gleiche Funktion wie diejenige zu erreichen, die vorher unter Bezugnahme auf das Ausführungsbeispiel der Fig. 2 beschrieben worden ist, und um eine richtige Hochfrequenzoperation zu gewährleisten. Aus diesem Grund ist das nachfolgende Ausführungsbeispiel der Fig. 6 gleichfalls mit einer gleichstrommäßigen Isolation des Signalknotens 16 versehen.
Ferner ist erfindungsgemäß eine äußere Vorspannung in der Form einer Vorspannung VB zwischen der ersten selbstvorspannenden Diodeneinrichtung 212 und dem Bezugsknoten (Masse) 18 vorgesehen. Der Zweck dieser Vorspannung ist die Kompensation der Leitungsschwellenspannung der Dioden und das Verschieben des Betriebspunktes der Diodeneinrichtungen D1, D3 und D2, D4 bei unteren Leistungspegeln in deren nichtlinearen Betriebsbereich. Dadurch wird der Wandlungsverlust des Vervielfachers für niedrige Signalpegel reduziert. Bei erhöhten Eingangsleistungspegeln bewirkt der selbstvorspannende Effekt die Aufrechterhaltung eines hohen Wandlungswirkungsgrades bis hin zu einem hohen Eingangsleistungsbereich. Die Vorspanneinrichtung ist vorzugsweise derart gewählt, daß eine Vorspannung in dem Bereich des zweifachen Vorwärtsspannungsabfalles über sämtliche Dioden in der Schleife zwischen dem Signalknoten 16 und dem Bezugsknoten 18 aufgebaut wird. In der in Fig. 4 gezeigten Schaltung kann der Wert der äußeren Vorspannung 60 derart ausgewählt sein, daß er in dem Bereich zwischen 2,6 Volt und 2,8 Volt liegt.
Die Schaltungen der Fig. 4 und der anderen Ausführungsbeispiele, die in der vorliegenden Beschreibung erläutert werden, können ohne weiteres für verschiedene Formen der Mikrowellenanwendungen angepaßt werden. Bezugnehmend auf Fig. 5 ist eine perspektivische Explosionsdarstellung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung gezeigt, welches in Finnenleitungstechnologie zur Verwendung in einem Wellenleiter des Types WR-19 aufgebaut sein kann. Genauer gesagt umfaßt eine Finnenleitungsschaltung 101 ein Substrat 40, auf dem ein coplanares Tiefpaßfilter 17 des Wellenleitertypes befestigt ist, und einen auf dem Substrat befestigten Leiter 42, der von einer äußeren Hochspannungssignalquelle 20 zu einem Finnenleitungskanal 49 führt, wobei das Tiefpaßfilter 17 erfindungsgemäß zu einer ersten selbstvorspannenden Diodeneinrichtung 112 und einer zweiten selbstvorspannenden Diodeneinrichtung 114 in der vorher beschriebenen Art führt, welche einen Finnenleitungsspalt 44 zwischen dem Leiter 42 und einer Metallisierungsschicht 46 überbrückt. Der Finnenleitungskanal 49 ist zwischen der ersten Metallisierungsschicht 46 und der zweiten Metallisierungsschicht 48 gebildet. Ein Bandpaßfilter ist durch einen Tiefpaßfilterabschnitt 24 (Fig. 5) in Verbindung mit der natürlichen unteren Frequenz oder Grenzfrequenz des Wellenleiters gebildet, in dem die Finnenleitungsschaltung 101 befestigt ist, und kann wunschgemäß zwischen der selbstvorspannenden Diodeneinrichtung 212 und 214 und dem Ausgang der Finnenleitungsschaltung 101 in dem Wellenleiterhohlraum 50 vorgesehen sein. Die Finnenleitungsschaltung 101 ist in einem Wellenleiter eingeschlossen, der beispielsweise ein Wellenleiter des Types WR-19 sein kann und durch ein erstes und ein zweites zusammenpassendes Kanalsegment 52 und 54 gebildet ist. Aus Gründen der Anpassung ist ein rückseitiger Kurzschluß 56 in der Finnenleitungsschaltung 101 nahe des Finnenleitungsspaltes 44 vorgesehen.
Die erfindungsgemäße Schaltung kann ferner für praktische Anwendungsfälle abgewandelt werden. Bezugnehmend auf Fig. 6 ist ein wiederum weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer Einrichtung zum Schaffen eines noch genaueren Spannungsausgleiches zum Unterdrücken geradzahliger harmonischer Oberwellen gezeigt. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 6 kann eine Stromquelle 75 in das selbstvorspannende Netzwerk gekoppelt werden, und kann insbesondere an den Knoten gekoppelt werden, der hierin als Knoten B2 bezeichnet wird, um einen festen Betrag des Stromes zuzuführen, und es kann eine Ausgleichseinrichtung 25 für die Ausgleichsspannung vorgesehen sein.
Insbesondere ist in Fig. 6 ein erstes in Reihe geschaltetes Diodenpaar 312 zwischen dem Signalknoten 16 und dem Bezugsknoten 18 geschaltet, und ein zweites in Reihe geschaltetes Diodenpaar 314 ist antiparallel zu dem ersten Diodenpaar 312 zwischen dem ersten Signalknoten 16 und dem Knoten B2 geschaltet. Der Knoten B2 ist vorgespannt, da an diesen ein Haltekondensator 23, eine Stromquelle 75 und eine Ausgleichseinrichtung 25, welche einen Teil eines Spannungsteilers bildet, angeschlossen sind. Der Haltekondensator 23 ist an den Bezugsknoten 18 angeschlossen, und ein Abgriff oder Spannungsteilerarm der Ausgleichseinrichtung 25 ist gleichstrommäßig über ein Tiefpaßfilter 27 an einen Signalknoten 16 (und damit an den gemeinsamen Knoten des Diodenpaares 312, 314) gekoppelt. Der verbleibende Anschluß der Ausgleichseinrichtung 25 ist an dem Bezugsknoten 18 angeschlossen. Der Kathodenanschluß des ersten Diodenpaares 312 ist gleichfalls an dem Bezugsknoten 18 angeschlossen.
Das Tiefpaßfilter 27 ermöglicht, daß eine konstante gleichstrommäßige Vorspannung an den Signalknoten 15 angelegt wird, ohne daß eine Hochfrequenz gegen Masse durchläuft, wodurch der Betrieb behindert wird. Während der Gleichstrombetriebsweise liefert die Stromquelle 75 einen ausreichenden Strom zu der Ausgleichseinrichtung zur Erzeugung eines Spannungsabfalles, der ungefähr 2,4 Volt beträgt, zwischen dem Bezugsknoten 18 (Masse) und dem Knoten B2 über die Ausgleichseinrichtung 25. Daher kann die Spannung an dem Knoten 16 wahlweise vorgespannt werden, indem der Abgriff bei einem beliebigen Pegel zwischen 0 und 2,4 Volt bei Gleichstrom oder unter Gleichstrombedingungen eingestellt wird. Jedoch bildet sich bei Hochfrequenzbetriebsbedingungen eine negative Spannung an dem Knoten B2 über den Kondensator 23, so daß aus dem gleichen Grunde ein negativer Spannungsabfall sich an dem Knoten B2 der Schaltung der Fig. 2 bildet. Der Spannungsteilerarm der Ausgleichseinrichtung 25 bewirkt einen gleichspannungsmäßigen Versatz der Spannung an dem Knoten 16. Beispielsweise wird vorzugsweise die Ausgleichseinrichtung 25 derart eingestellt, daß die Spannung an dem Knoten 16 eine Hälfte der Spannung an dem Knoten B2 entspricht. Ungeachtet der Tatsache, daß nur ein einziger Kondensator 23 verwendet wird, tritt ein Selbstvorspannungseffekt an den Dioden D1 und D3 zwischen dem Knoten 16 und dem Knoten 18 auf. Die Stromquelle 75 steuert den Ruhepunkt des Signalknotens 16, und der Kondensator 23 liefert die Haltefunktion für den Selbstvorspannungseffekt bei Hochfrequenzerregung.
Um weiterhin eine wunschgemäße Betriebsweise nach der Erfindung zu gewährleisten, wird der Signalknoten 16 vorzugsweise nicht gleichstrommäßig mit der Eingangsquelle und der Ausgangsquelle verbunden. Die Schaltung gemäß Fig. 6 ermöglicht eine Selbstvorspannung der Verdreifacherschaltung mit einer zusätzlichen Fähigkeit einer äußeren Vorspannung, wie dies oben beschrieben wird. Die geoffenbarten Ausführungsbeispiele haben zahlreiche Vorteile, einschließlich der wirksameren Erzeugung von ungleichzahligen Harmonischen in geeigneter Weise für Vervielfacheranwendungen und des höheren Wandlerwirkungsgrades, d.h. des verminderten Wandlerverlustes über einen breiten Bereich der Eingangsleistung.

Claims

1. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher mit einem Signaleingang (16), einer ersten Diode (D1), einer zweiten Diode (D2), die in anti-paralleler Beziehung zu der ersten Diode (D1) über den Signaleingang (16) an einen Bezugsknoten (18) geschaltet ist, und einer Vorspanneinrichtung (R1, C1, R2, C2; 23, 25), die auf Eingangsleistung anspricht, um zu veranlassen, daß sich eine Vorspannung (+VB, -VB) über den Signaleingang (16) entwickelt, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (60; 75), die zwischen dem Bezugsknoten (18) und entweder der ersten oder der zweiten Diode (D1, D2) geschaltet ist, um eine externe Vorbeaufschlagung anzulegen, welche eine Spannung über die Dioden entwickelt, wobei die Amplitude und die Polarität derselben gewählt sind, um die Leitungsschwellenspannung der Dioden zu kompensieren.

2. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, daß wenigstens eine der Dioden (D1; D2) in Reihe mit einer Parallelkombination aus einem Widerstandselement (R1; R2) und einem kapazitiven Element (C1; C2) geschaltet ist, wobei das Widerstandselement (R1; R2) dazu geeignet ist, diese Diode (D1; D2) vorzuspannen, und wobei das kapazitive Element (C1; C2) dazu geeignet ist, einen Vorspannungspegel über das Widerstandselement (R1, R2) aufrechtzuerhalten.

3. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei dem die Einrichtung (60) zum Anlegen einer äußeren Vorbeaufschlagung gekennzeichnet ist durch eine Spannungsquelle, welche zwischen dem Bezugsknoten (18) und der ersten Diode (D1) geschaltet ist.

4. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei dem die erste Diode (D1) in Reihe mit einer dritten Diode (D3) und die zweite Diode (D2) in Reihe mit einer vierten Diode (D4) geschaltet ist, die Einrichtung zum Anlegen einer äußeren Vorbeaufschlagung eine Stromquelle (75) beinhaltet und ein Widerstand (25) zwischen einem Kathodenanschluß der ersten Diode (D1) und einem Anodenanschluß der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, wobei die Stromquelle (75) dazu geeignet ist, einen Strom durch den Widerstand (25) anzulegen, um die äußere Vorbeaufschlagung zu bilden.

5. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß Anspruch 4, ferner dadurch gekennzeichnet, daß ein Gleichstromabgriff für einen gemeinsamen Knoten (16) eines Anodenanschlußes der dritten Diode (D3) und eines Kathodenanschlußes der vierten Diode (D4) von dem Widerstand (25) geschaffen ist, wobei der Gleichstromabgriff ein Tiefpaßfilter (27) zum Sperren hochfrequenter Signale umfaßt.

6. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Diode (D1) und die zweite Diode (D2) angepaßte Dioden sind.

7. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, ferner mit einem Ausgangsfilter (124), um hauptsächlich eine dritte harmonische Frequenz einer grundlegenden Eingangsfrequenz durchzulassen.

8. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Finnenleitungsschaltung (101) ist.

9. Ein Mikrowellen-Frequenzvervielfacher gemäß Anspruch 2 in Kombination mit einer Einrichtung zum Erzeugen eines Eingangssignales für den Signaleingang, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante der Parallelkombination eines Widerstandselementes (R1; R2) und eines kapazitiven Elementes (C1; C2) in der gleichen Größenordnung wie die Periodendauer des Eingangssignales liegt.