DE1487426B2

DE1487426B2 - Schaltungsanordnung zur beeinflussung der uebertragungskenn linie im vorwaerts oder rueckfuehrkreis von regeleinrichtungen mit traegerfrequenz

Info

Publication number: DE1487426B2
Application number: DE19661487426
Authority: DE
Inventors: Pierre Ormesson sur Marne Faye (Frankreich)
Original assignee: Thomson Informatique et Visualisation (T.I.V.), Paris
Priority date: 1965-04-30
Filing date: 1966-04-29
Publication date: 1972-02-24
Also published as: SE321748B; FR1450513A; GB1102455A; US3532997A; DE1487426A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Beeinflussung der Ubertragungskennlinie im Vorwärts- oder Rückführkreis von Regeleinrichtungen mit Trägerfrequenz, bei denen das Signal in Form einer Amplitudenmodulation einer Trägerfrequenz übertragen wird, mit einem Vierpol mit ohmschen Widerständen und Kondensatoren, die in wenigstens einem Längsimpedanzzweig und in wenigstens einem Querimpedanzzweig angeordnet und so bemessen sind, daß der Hüllkurve des Trägerfrequenzsignals ein vorbestimmter Amplituden- und/ oder Phasenfrequenzgang erteilt wird.

Bei einer bekannten Schaltungsanordnung dieser Art ist der Vierpol im wesentlichen ein Doppel-T-Filter mit festen Widerstands- und Kapazitätswerten. Dadurch ergibt sich eine sehr kleine Bandbreite, so daß die Trägerfrequenz sehr genau konstant bleiben muß, damit sich keine unerwünschten Effekte in der Vorhaltbildung ergeben. Aus dem gleichen Grund müssen die Zeitkonstanten der Schaltungselemente sehr genau eingehalten werden, was dadurch erschwert wird, daß die Zeitkonstanten kleine Werte haben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, deren Wirkung vollkommen unabhängig von der Frequenz des zugeführten Signals ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art dadurch gelöst, daß der Querimpedanzzweig des Vierpols zwei Kondensatoren und in Serie mit den Kondensatoren geschaltete ohmsche Widerstandsglieder enthält und daß ein Schalter vorgesehen ist, welcher synchron mit der Trägerfrequenz die beiden Kondensatoren abwechselnd in den Querimpedanzzweig einschaltet.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung ergibt mit einem verhältnismäßig einfachen wirtschaftlichen und raumsparenden Aufbau die gewünschte Beeinflussung der Hüllkurve des Trägerfrequenzsignals in einem großen Frequenzbereich. Sie kann aus üblichen Schaltungselementen aufgebaut sein, die sich insbesondere auch für die Ausbildung in Form von integrierten Schaltungen eignen.

Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, daß der Schalter Dioden enthält und daß eine Synchronisierschaltung vorgesehen ist, die eine Bezugsspannung mit der gleichen Frequenz wie die Trägerfrequenz und mit der gleichen oder der entgegengesetzten Phasenlage wie diese den Dioden derart zuführt, daß sie diese abwechselnd stromfüh- ^! rend macht.

Eine andere zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung besteht darin, daß der Schalter Koinzidenzschaltungen enthält und daß eine Steuereinrichtung vorgesehen ist, welche die Koinzidenzschaltungen synchron mit der Trägerfrequenz abwechselnd öffnet und schließt.

Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. Darin zeigt

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung bekannter Art,

F i g. 1 a ■ den Amplitudenfrequenzgang der Schaltungsanordnung von Fig. 1,

F i g. 1 b den Phasenfrequenzgang der Schaltungsanordnung von Fig. 1,

F i g. 2 ein Blockdiagramm des die Schaltungsanordnung von Fig. 1 enthaltenden Teils des Vorwärtsoder Rückführkreises einer Regeleinrichtung mit Trägerfrequenz,

F i g. 3 ein gleichartiges Blockdiagramm bei Verwendung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

F i g. 4 ein Ersatzschaltbild der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

F i g. 5 ein Schaltbild eines praktischen Ausführungsbeispiels der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fi g. 5 a und 5 b Diagramme des zeitlichen Verlaufs von Spannungen bei der Schaltungsanordnung von Fig.5, . :

F i g. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der Aufladung einer Kapazität bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 7 den zeitlichen Verlauf des Trägers in dem Ausgangssignal der Schaltungsanordnung von F i g. 5,

Fig. 8 ein Schaltbild der Schaltungsanordnung nach der Erfindung mit Trenn- und Impedanzanpassungsstufen am Eingang und am Ausgang,

Fi g. 9 eine Schaltung, welche die Schaltungsanordnung nach der Erfindung enthält und insgesamt eine Phasenvoreilung ergibt und

F i g. 10 ein anderes Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung nach'der. Erfindung.

In F i g. 1 ist ein üblicher integrierender Vierpol dargestellt, wie er sehr oft als Korrekturschaltung in Regeleinrichtungen verwendet wird. Er besitzt zwei Eingangsklemmen 1 und 2 und zwei Ausgangsklemmen 3 und 4, wobei die Klemmen 1 und 3 an Masse liegen. Die Eingangsklemme 2 ist mit der Ausgangsklemme 4 durch einen Längswiderstand 6 verbunden, und die Ausgangsklemme 4 ist mit dem Massepunkt durch einen Querzweig verbunden, der in Serie einen Widerstand 8 und einen Kondensator 10 enthält.

Wenn an die Eingangsklemmen 1 und 2 eine Eingangsspannung e_; in Form einer veränderlichen Gleichspannung angelegt wird, erzeugt die Schaltung eine' Ausgangsspannung e₀, deren Amplitude und Phasenwinkel in bezug auf die Amplitude und Phase des Eingangssignals von der Frequenz des Eingangssignals abhängig sind. Die Änderungen des Ampli- tudenverhältnisses G und der Phasenverschiebung <·/ als Funktion der Frequenz/ des Eingangssignals sind in Fig. la bzw. in Ib dargestellt. Es ist zu sehen, daß sich das Verhältnis von Ausgangsspannung zu Eingangsspannung für niedrige Frequenzen asymptotisch dem Wert 1 nähert (was offensichtlich ist, da der Kondensator 10 eine unendlich große Gleichstromimpedanz hat) und für hohe Frequenzen den Wert Rf(R + R') annimmt, wobei R der Widerstandswert des Widerstands 8 und R' der Widerstandswert des Widerstands 6 sind. Der übergang von einem asymptotischen Abschnitt der Amplitudenkennlinie zu dem anderen asymptotischen Abschnitt erfolgt in einem stark abfallenden Dämpfungsbereich zwischen den Frequenzen Z₁ und /₂, welche die Werte l/RC bzw. 1/(R + R')C haben. Der Phasenverschiebungswinkel φ zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung ist bei niedrigen und hohen Frequenzen Null und weist in dem mittleren Abschnitt zwischen den zuvor angegebenen Frequenzen J₁ und /₂ einen negativen Hocker auf, in welchem die Phasenverschiebung einen beträchtlichen negativen Wert annimmt, was bedeutet, das das Ausgangssignal gegenüber dem Eingangssignal nacheilt.

Korrekturschaltungen der in Fig. 1 gezeigten Art finden in Servomechanismen häufig Verwendung. Eine solche Schaltung'känn beispielsweise in den Vorwärtskreis des Systems eingeführt werden, damit eine zusätzliche Phasennacheilung im- Fehlersignal hervorgerufen wird und dadurch gewährleistet wird, daß das System das Stabilitätskriterium über das gesamte interessierende Frequenzband erfüllt. Die Schaltung kann auch in den Rückfuhrkreis eingefügt werden, wobei sie dann eine effektive Phasenvoreilung (positive Phasenverschiebung) des Ausgangssignals des Systems hervorrufen würde.

Der integrierende Vierpol von F i g. 1 hat bekanntlich die folgende Übertragungsfunktion:

F(p) =

1 + RCp

R')Cp

worin ρ für die imaginäre Veränderliche ρ = ja» oder j2.-r/ steht; dabei ist /die Eingangsfrequenz; und j der imaginäre Einheitsvektor. Bekanntlich stellt die Übertragungsfunktion F(p) eine komplexe Größe dar, deren Betrag das Amplitudenverhältnis G(p) und deren Argument die Phasenverschiebung ψ(ρ) sind. Die übertragungsfunktion F(p) ergibt also für sich allein eine vollständige Beschreibung des Frequenzverhaltens des Vierpols und insbesondere eine volle Kenntnis der Amplitudenkennlinie und der Phasenkennlinie von Fig. la und 1 b.

Die übertragungsfunktion (1) kann in die folgende Form gebracht werden:

F(p) = K

T₂p

(2)

worin T₁ und T₂ die Niederfrequenzzeitkonstante RC bzw. die Hochfrequenzzeitkonstante (R + R')C darstellen.

Wenn ein solcher Vierpol in einem System verwendet werden soll, in^welchem das Nachrichtensignal in Form einer Amplitudenmodulation einer Trägerfrequenz übertragen wird, kann das Eingangssignal dem Vierpol nicht direkt zugeführt werden, da sonst der Vierpol das Dämpfungs- und Phasenverhalten des Trägers beeinflussen würde und nicht das Dämpfungsund Phasenverhalten der Hüllkurve, welche die nutzbaren Nachrichten darstellt. In solchen Fällen war es daher bisher im allgemeinen notwendig, die in F i g. 2 dargestellten Maßnahmen anzuwenden. Das amplitudenmodulierte Eingangssignal e_t wird einem Demodulator zugeführt. Die demodulierte Nachrichtenkomponente wird dann in die Korrekturschaltung von F i g. 1 eingegeben, und das Ausgangssignal der Korrekturschaltung wird dem Modulationseingang eines Modulators zugeführt, der an seinem anderen Eingang eine Trägerfrequenz/empfängt, die der Trägerfrequenz des Eingangssignals gleich ist, damit ein Ausgangssignal e₀ wiederhergestellt wird, das dem Eingangssignal ähnlich ist mit der Ausnahme, daß der Amplitudenfrequenzgang und der Phasenfrequenzgang der Modulationskomponente (d. h. der Hüllkurve) in Übereinstimmung mit den Kennlinien von Fig. la und 1 b geändert sind, wie es für die Stabilität des Systems notwendig ist.

Im Gegensatz dazu ergibt die Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Beeinflussung der Übertragungskennlinie, welche direkt die Amplitudenmodulationskomponente eines modulierten Eingangssignals so verarbeiten kann, daß das Amplitudenverhalten und das Phasen verhalten der Modulationskomponente in Übereinstimmung mit Kennlinien verändert werden, die denjenigen von Fig. la und 1 b ähnlich sind. Dies ist beispielsweise in F i g. 3 dargestellt, wo das amplitudenmodulierte Eingangssignal e_t direkt einer später zu beschreibenden Schaltungsanordnung nach der Erfindung zugeführt wird, deren Ausgangssignal als amplitudenmoduliertes Signal mit gleicher Trägerfrequenz wie das Eingangssignal erscheint, wobei aber der Amplitudenfrequenzgang und der Phasenfrequenzgang der Modulationskomponente oder Hüllkurve zur Aufrechterhaltung der Systemstabilität in der zuvor angegebenen Weise geändert worden sind.

F i g. 4 zeigt das Grundprinzip der Erfindung bei Anwendung auf eine übertragungsschaltung, die das gleiche Grundprinzip wie der übliche Vierpol von F i g. 1 hat, d. h. eine übertragungsfunktion ähnlicher Form aufweist. Wie zu sehen ist, unterscheidet sich der in F i g. 4 verwendete Vierpol von dem von Fig. 1 dadurch, daß er zwei Kondensatoren 10/i und 10 B an Stelle des einzigen Kondensators 10 enthält und daß ihm eine symbolisch durch einen Schalter 12 dargestellte Einrichtung vorgeschaltet ist, mit welcher die beiden Kondensatoren abwechselnd in die Schaltung des Vierpols eingefügt werden. Ferner ist eine schematisch durch ein Kästchen angedeutete Synchronisiereinrichtung (14) vorgesehen, welche den Schalter 12 synchron mit der Trägerfrequenz/ des Eingangssignals betätigt, so daß jeder der beiden Kondensatoren jeweils während einer der beiden abwechselnden Folgen von in einem Sinn gerichteten Impulsen der Eingangsträgerfrequenz wirksam ist. Beispielsweise kann der Kondensator 10/1 während aller positiven Halbwellen der Eingangsträgerfrequenz eingeschaltet sein, während der Kondensator 10ß während aller negativen Halbwellen eingeschaltet ist. Es wurde die bemerkenswerte Tatsache festgestellt, daß mit der grundsätzlich einfachen Schaltungsanordnung von F i g. 4 ein den Eingangsklemmen 1, 2 des Vierpols zugeführtes amplitudenmoduliertes Signal e_; durch die Schaltung in ein Ausgangssignale^ umgeformt wird, welches:

1. die gleiche Trägerfrequenz wie das Eingangssignal hat und

2. eine Hüllkurve aufweist, deren Amplitudenfrequenzgang und Phasenfrequenzgang in bezug auf den Amplitudenfrequenzgang und Phasenfrequenzgang der Hüllkurve des Eingangssignals in Übereinstimmung mit einer übertragungsfunktion geändert sind, welche die gleiche allgemeine Form hat wie die durch die obige Gleichung (2) angegebene übertragungsfunktion der ruhenden Schaltung von Fig. 1.

Ein mathematischer Nachweis hierfür wird weiter unten angegeben.

Es sei aber bereits an dieser Stelle bemerkt, daß zwar die Hüllkurven-Ubertragungsfunktion der Schaltungsanordnung von F i g. 4 die gleiche Form hat wie die übertragungsfunktion des bekannten Vierpols von Fig. 1, daß aber die in der Funktion auftretenden konstanten Koeffizienten völlig verschieden sind.

Bevor diese Feststellung mathematisch bewiesen wird, soll ein praktisches Ausführungsbeispiel der, Schaltungsanordnung von F i g. 4 an Hand von F i g. 5 beschrieben werden.

Der in der Schaltungsanordnung von F i g. 5 verwendete Vierpol weist die Eingangsklemmen 1, 2 und die Ausgangsklemmen 3, 4 auf, wobei die Klemmen 1 und 3 an Masse liegen. Die Eingangsklemme 2 ist mit der Ausgangsklemme 4 über den Längswiderstand 6 verbunden (wie in F i g. 1 und 4). An die Ausgangsklemme 4 sind zwei gleichartige Querzweige angeschlossen, die insgesamt mit A bzw. B bezeichnet sind, und deren andere Klemmen mit der gemeinsamen Masseklemme 1, 3 verbunden sind. Jeder Querzweig A und B besteht wiederum aus zwei gleichartigen parallelen Zweigen. Der Querzweig A enthält zwei Dioden 121 A und 122 A, die mit entgegengesetzter Polung an die Klemme 4 angeschlossen sind, und die Widerstände 81A "und 82/4, die mit einem Ende mit der freien Elektrode von jeweils einer der beiden Dioden verbunden sind, während ihre anderen Klemmen mit den beiden Enden einer Wicklung 142 A verbunden sind. Der Querzweig B ist in gleicher Weise ausgeführt, und seine Bestandteile sind mit den gleichen Bezugszeichen, jedoch mit dem Buchstaben B bezeichnet.

Die Wicklungen 142/1 und 142 B bilden die in Serie geschalteten Teile der Sekundärwicklung 142 eines Transformators 140. Die Primärwicklung 141 dieses Transformators besteht aus den beiden in Serie geschalteten Wicklungsabschnitten 141 A und 141 B, die induktiv mit den Sekundärwicklungen 142/1 bzw. 142 B gekoppelt sind. Die freien Klemmen 14/1 und 14ß der Primärwicklung 141 des Transfor-

mators sind an eine Wechselspannungsquelle angeschlossen, die eine Bezugsspannung e_R liefert, welche synchron zu der Trägerfrequenz/ des Eingangssignals e_; ist, d. h., daß sie die gleiche Frequenz und die gleiche oder die entgegengesetzte Phasenlage wie die Trägerfrequenz hat. Die Amplitude der Bezugsspannung e_R ist größer als die maximale Amplitude des Eingangssignals.

Beim Betrieb der Schaltungsanordnung kann angenommen werden, daß während der .Halbwellen der Eingangsträgerfrequenz, in denen die Eingangsklemme 2 positiv in bezug auf die Masseklemme 1 ist, wie durch das Pluszeichen angezeigt -ist, die Bezugsspannungsklemme 14^4 positiv und die Klemme 14 ß negativ sind, wie durch das Pluszeichen und das Minuszeichen angedeutet ist. Die Klemmen der Primärwicklungsabschnitte 141A und 141B haben dann die durch die Plus- und Minuszeichen angezeigten relativen Polaritäten, und die Sekundärwicklungsabschnitte 142 Λ und 142 B nehmen entsprechende Polaritäten an. Während der betreffenden Halbwellen lassen daher die Dioden 121A und 122,4 den Signalstrom über den Querzweig A fließen, während die Dioden 121B und 1225 ein Fließen des Signalstroms über den Querzweig B verhindern. Während der betreffenden Halbwellen der Trägerfrequenz kann daher ein von der Eingangssignalspannung e_t hervorgerufener Strom über die Parallelwiderstände SlA, 82A und den damit in Serie geschalteten Kondensator 10 A nach Masse fließen. In gleicher Weise kann während der übrigen Halbwellen der Trägerfrequenz, in denen die Eingangsklemme 2 negativ und die Bezugsspannungsklemmen 14.4 und 14 B negativ bzw. positiv sind, der von der Eingangssignalspannung hervorgerufene'Strom nur über den Querzweig B fließen, also über die Parallelwiderstände 81B, 82 B und den damit in Serie liegenden Kondensator 10 B nach Masse. Die Wirkungsweise wird durch die Kurvenzüge von F i g. 5 A und 5 B erläutert, die ohne weiteres verständlich sind.

Es ist daraus zu ersehen, daß die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung von F i g. 5 derjenigen der Ersatzschaltung von F i g. 4 äquivalent ist, wobei die Dioden 121/4, 122A, UlB, 122B die Funktion des Schalters 12 übernehmen und der an die Bezugsspannungsquelle angeschlossene Transformator 140 die Synchronisierschaltung 14 von F i g. 4 darstellt.

Ferner ist zu erkennen, daß bei der praktischen Ausführung nach Fig. 5 jedes Paar von Parallelwiderständen 814,82 A bzw. 81B, 82ß den einzelnen Widerstand 8 von F i g. 4 ersetzt, und daß deshalb jeder der vier Widerstände von Fig. 5 den Widerstand 2R haben muß, wenn R der Widerstandswert des Widerstands 8 von F i g. 4 ist.

Es soll nun gezeigt werden, daß die dynamischen Ubertragungseigenschaften der Schaltungsanordnung nach der Erfindung so sind, daß sie die Hüllkurve des amplitudenmodulierten Eingangssignals in Übereinstimmung mit der vorgeschriebenen übertragungsfunktion ändert.

Zunächst soll im einzelnen der Ladezyklus jedes der Kondensatoren 10 A und 10 B untersucht werden. In F i g. 6 zeigt die Kurve I die übliche logarithmische Ladekurve eines Kondensators, an den eine Spannung des Wertes £ angelegt wird, wie sie für den einzelnen Kondensator 10 von F i g. 1 gelten würde. Die volle Ladespannung E wird asymptotisch in der Weise erreicht, daß zwei Drittel des Spitzenwerts, also 2 E/3 in der Zeit Θ = (R + R')C erreicht wird, also nach der Zeitkonstante des Vierpols von Fig. 1. Wenn man nun jeden der beiden Kondensatoren 10/1 bzw. 10 B der erfindungsgemäßen Schaltung betrachtet, ist zu ersehen, daß während jeder zweiten Halbwelle der Eingangsspannung eine zusätzliche Ladung zu dem Kondensator hinzugefügt wird, während in den dazwischenliegenden Halbwellen die Ladung im wesentlichen konstant bleibt, weil der Kondensator während

ίο dieser Halbwellen abgetrennt ist, in denen der andere Kondensator eine zusätzliche Ladung der entgegenge- ^ setzten Polarität aufnimmt. Analytisch läßt sich leicht feststellen, daß unter ,diesen Bedingungen, wenn zunächst zur Vereinfachung angenommen wird, daß die Eingangsspannung rechteckig und nicht sinusförmig ist, die Ladung der Treppenkurve II folgt, für welche der gleiche Spitzenwert wie zuvor gilt, deren Anstieg aber halb so schnell erfolgt als bei der Kurve I, so daß der Wert 2 Eß erst in der Zeit 2 Θ erreicht wird. Wenn die Eingangsspannung nicht rechteckig, sondern sinusförmig ist, wird die asymptotisch erreichte endgültige Ladespannung von dem vorhergehenden Wert E auf

den Wert — herabgesetzt, und es werden zwei Drittel ■

dieses Spitzenwerts, also -^- in der Zeit 2 Θ erreicht.

Wenn man also eine sinusförmige Eingangsspannung voraussetzt, wie dies üblicherweise der Fall ist, gilt für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung die Ladekurve III. Es ist zu bemerken, daß in F i g. 6 die Zeitkonstante Θ der Deutlichkeit wegen nur wenig größer als die Periode T der Eingangsfrequenz dargestellt worden ist. In Wirklichkeit wäre sie um ein Vielfaches größer. Die kleinen Stoßspannungen am Beginn jeder Stufe nach einer Ladungserhöhung sind in Wirklichkeit vernachlässigbar klein.

Aus der vorstehenden Erörterung ergeben sich zwei wichtige Ergebnisse: Erstens führt im stationären Zustand, d. h. wenn sich die Amplitude des sinusförmigen Eingangssignals nicht ändert, jeder Kondensator der Schaltung eine Spannung, die das 2/71-fache der Amplitude des Eingangssignals ist, und zweitens hat mit jedem der eingeschalteten Kondensatoren die Schaltungsanordnung eine »scheinbare« Zeitkonstante26>. Die zweite Feststellung bedeutet, daß jede Störung oder Änderung der Modulationskomponente oder Hüllkurve des Eingangssignals am Kondensator mit einer zeitlichen Nacheilung 2 Θ = 2(R + R')C erscheint.

Diese beiden Ergebnisse werden nun dazu benutzt, zunächst den zeitlichen Verlauf der Trägerkomponente im Ausgangssignäl e₀ der Schaltungsanordnung von F ig. 4und 5 und dann die Übertragungsfunktion ^i!der Schaltung für die Modulationskomponente oder

Hüllkurve des Eingangssignal festzustellen.

Die folgende Beziehung ist aus einer Untersuchung von F i g. 1 oder 4 unmittelbar erkennbar, wenn man die Maschenregel anwendet:

R + R

τ ■ e, +

R'

R + R'

V,

worin V die Spannung an dem eingeschalteten Kondensator ist.

Die vorstehende Gleichung gilt sowohl für den Augenblickswert der Trägerkomponente der Signale als auch, mit einigen später anzugebenden Vorbehalten, für die integrierte Hüllkurve oder Modulationskomponente.

209509/209

Wenn man die Gleichung auf den Augenblickswert des Trägers anwendet, stellt e_; die sinusförmige Eingangsträgerkomponente dar, also e,- = £_; sin ω t, und V ist die Kondensatorladung im stationären Zustand, 9 Ε*

d.h. ± —'-, wie unter Bezugnahme auf die Kurve III jl

von F i g. 6 erläutert worden ist. Das Ausgangssignal e^, das in diesem Fall die Ausgangsträgerkomponente darstellt, lautet daher:

E sin tut + f I — I, (4)

R + R'
worin die Funktion

R + R' — ) den Wert

2E

und den Wert

für 0 < wt < T/2

für T/2 < cat < T

Die resultierende Kurvenform des Ausgangsträgers ist in F i g. 7 dargestellt. Sie besteht in jeder Halbwelle der Eingangsträgerfrequenz aus einem rechteckigen »Sockel«, welcher die stationäre Kondensatorspannung darstellt und auf dem eine Sinushalbwelle sitzt, die vom Eingangsträger erzeugt wird. Der Spitzenwert des zusammengesetzten Signals kann aus der Gleichung (4) unmittelbar wie folgt abgeleitet werden:

E₀

^Rf

R + R'

π R + R

' J

(5)

(6)

25

35

40

45

wie in F i g. 7 angegeben ist. Dieser zusammengesetzte Ausgangsträger hat eine Grundwellenkomponente, welche die gestrichelt dargestellte Sinuskurve ist. Die wirkliche Ausgangsträgerspannung nähert sich dieser sinusförmigen Grundwelle sehr weitgehend, vor allem deswegen, weil die Umschaltung nicht augenblicklich erfolgt, so daß die hier vertikal dargestellten Seiten der »Sockek-Spannung in Wirklichkeit nach oben hin geneigt sind. Ferner würden in den meisten wirklichen Servomechanismen die Oberwellen beispielsweise in dem WC-Phasenschieberkondensator eines zweiphasigen Induktionsservosystems unterdrückt werden. Es ist daher zulässig, die Kurvenform des Trägers im Ausgangssignal näherungsweise einer Sinusschwingung gleichzusetzen, welche die gleiche Frequenz wie der Eingangsträger hat.

Die vorstehenden Ausführungen haben die erste Feststellung hinsichtlich der Trägerkomponente des Ausgangssignals der erfindungsgemäßen Schaltung bewiesen. Es ist nun noch die Übertragungsfunktion der Schaltung für die Modulationskomponente oder Hüllkurve des Eingangssignal aufzustellen.

Wenn die Modulationskomponenten oder Augenblicksspannungen der Hüllkurve der Eingangssignale und der Ausgangssignale mit A^t) und A₀(I) bezeichnet werden, kann die Gleichung (3) folgendermaßen geschrieben werden:

50

Der Ausdruck (6) kann nach der Laplace-Transformation folgendermaßen geschrieben werden:

worin*-⁷^ (/5) und*-^,(p) die Laplace-Transformationen der Ausgangsspannung A₀ (t) bzw. der Eingangsspannung A₁[I) sind, während τ₂ = 2 (R + R')C. Die übertragungsfunktion ist gegeben durch

dip (P)
Ά-(P)

= F(p)

R'

R + R'

2 1

R + R' π 1 + ρ

Der Ausdruck (8) kann folgendermaßen umgeschrieben werden:

Rpr₂

R + —R' R + R'

R + —R'

wenn man schließlich setzt: T₂ = 2(K + R')C, erhält man:

+ R')C

R + —R'
71

2
R + —R'

(10)

R + R' 1 + 2(K + R') Cp

Es ist zu erkennen, daß die Gleichung (10) die gleiche Form wie die früher angegebene Gleichung (2) hat, wobei die Koeffizienten der beiden Gleichungen in den folgenden Beziehungen zueinander stehen:

R'

	K +	K'
	2K(K	+ R')C
	K +-	²-R' π'
^T2 =	2(K-F	- R')C.

Damit ist nachgewiesen, daß die Schaltungsanordnung nach der Erfindung die veränderliche Hüllkurve eines amplitudenmodulierten Eingangssignals so behandelt, daß der Amplitudenfrequenzgang und der Phasenfrequenzgang der Eingangs-Hüllkurvenspannung in Übereinstimmung mit der vorgeschriebenen übertragungsfunktion verändert wird; d. h. mit Frequenzgangkurven, die den Kurven von Fig. la und Ib ähnlich.sind.

Aus der Gleichung (11) ist zu ersehen, daß die Koeffizienten der Übertragungsfunktion mit Ausnahme der zweiten Zeitkonstante T₂ von den entsprechenden Koeffizienten der übertragungsfunktion der bekannten statischen übertragungsschaltung nach den Gleichungen (1) und (2) verschieden sind. Dabei ist wichtig, daß alle diese Koeffizienten nur von den Schaltungskonstanten R, R' und C abhängen und unabhängig von der Trägerfrequenz/ sind, woraus sich der Hauptvorteil der Erfindung ergibt. Ferner ist aus der Gleichung (11) zu ersehen, daß der »Wirkungsgrad« der Schaltung, der als das Verhältnis der Zeitkonstanten tj/t₂ definiert ist, den Wert R/(R + 2R'/n)

hat und somit nur eine Funktion des WiderstandsverhältnissesÄ'/R ist; er kann somit willkürlich und unabhängig von der Zeitkonstante T₂ gewählt werden.

Wenn eine Korrekturschaltung nach der Erfindung in einen Signalkanal eingefügt wird, beispielsweise in den Vorwärts- oder den Rückführkreis einer Regeleinrichtung, wird die Schaltungsanordnung vorzugsweise zwischen zwei Trennstufen zum Zweck der Impedanzanpassung eingefügt. Eine Stufe mit niedriger Ausgangsimpedanz wird dem Vierpol vorgeschaltet, und eine Stufe mit-hoher Eingangsimpedanz wird ihm nachgeschaltet'. Fig. 8 zeigt eine solche Anordnung, bei welcher der nach der Erfindung ausgeführte Vierpol 20 zwischen eine Eingangstrennstufe und eine Ausgangstrennstufe eingefügt ist, die jeweils einen Transistor in Kollektorschaltung (Emitterfolgeschaltung) enthalten. Die Eingangsstufe enthält den Transistor 22, dem das Eingangssignal an der Basis zugeführt wird, dessen Kollektor an die positive Spannungsklemme angelegt ist und dessen Emitter über einen Lastwiderstand 24 an Masse liegt, wobei der Wert dieses Widerstands wesentlich kleiner als derjenige des Eingangswiderstands 6 des Vierpols 20 bemessen wird. In gleicher Weise enthält die Ausgangstrennstufe einen Transistor 26, der die korrigierte Signalspannung von dem Vierpol 20 an der Basis erhält, dessen Kollektor an der positiven Spannungsklemme liegt und dessen Emitter über einen Lastwiderstand 28, an dem das niederohmige Ausgangssignal abgenommen wird, an Masse liegt.

Es ist zu bemerken, daß bei einer Schaltungsanordnung der in F i g. 8 gezeigten Art die beiden Kondensatoren 10/1 und 10 B der Korrekturschaltung mit Gleichspannungspotentialen arbeiten, die durch das Potential bestimmt werden, welches an die Ausgangsklemme 4 des Vierpols über die Transistoren 22 und 26 von der (im vorliegenden Fall positiven) Vorspannung angelegt wird. Der Grund hierfür besteht darin, daß jeder Kondensator nur auf eine Spannung aufgeladen werden kann, die das 2/ji-fache der maximalen Amplitude'der der Klemme Z zugeführten Eingangswechselspannung nicht überschreiten kann, wie zuvor erläutert wurde. Wenn die Transistorvorspannung so bemessen wird, daß an die Ausgangsklemme 4 ein Gleichspannungspotential angelegt wird, das ebenso groß wie diese maximale Amplitude der Eingangswechselspannung ist, können offensichtlich die Kondensatoren 10 A und 10 B niemals negativ gegen Masse aufgeladen werden. Dies ergibt die vorteilhafte Möglichkeit, polarisierte chemische Kondensatoren für die Kondensatoren 1OA und 10 B zu verwenden.

Die zuvor beschriebene Schaltungsanordnung ist auf Grund ihrer Eigenschaften eine Phasennacheilungsschaltung. Dies ergibt sich aus einer Prüfung der Koeffizienten ihrer Übertragungsfunktion [s. Gleichung (10)], da es bekannt ist, daß die von einer Schaltung hervorgerufene Phasenverschiebung positiv (Phasenvoreilung) oder negativ (Phasennacheilung) sein kann, je nachdem, ob das Verhältnis T₁Zt₂ der Zeitkonstanten-Koeffizienten in ihrer Ubertragungsfunktion größer oder kleiner als 1 ist. Das Verhältnis ist in diesem Fall R/(R + 2R'/π) oder 1/(1 + 2R'/R.-7), das eindeutig immer kleiner als 1 ist. Die Schaltungsanordnung kann jedoch ohne weiteres auch so angeschlossen werden, daß sie als Korrekturschaltung mit ⁶S Phasenvoreilung arbeitet, falls dies erwünscht ist. Eine geeignete Schaltungsanordnung für diesen Zweck ist in F i g. 9 dargestellt.

Die Eingangsklemme 2 des Vierpols 20 ist mit dem Emitter eines Transistors 32 verbunden, dem das Eingangssignal an der Basis zugeführt wird. Der Emitter ist über einen Lastwiderstand 34 mit einer positiven Spannungsklemme verbunden, während der Kollektor über einen Widerstand 36, der den gleichen Wert wie der Widerstand 34 hat, an Masse liegt. Das Ausgangssignal wird von einem Spannungsteiler abgenommen, der zwei Widerstände 38 und 40 enthält, die zwischen dem Kollektor des Transistors 32 und der Ausgangsklemme 4 des Vierpols angeschlossen sind. Es ist leicht zu erkennen, daß bei dieser. Anordnung die Gesamtübertragungsfunktion der Schaltungsanordnung durch eine konstante Größe minus der übertragungsfunktion des Vierpols 20 dargestellt ist. Die von einer solchen Schaltungsanordnung hervorgerufene Gesamtphasenverschiebung ist gleich der konstanten Phasenverschiebung durch den Transistor 32 (gegebenenfalls des Wertes Null) minus der frequenzabhängigen Phasenverschiebung im Vierpol 20. Da diese Phasenverschiebung negativ ist, ist die Gesamtphasenverschiebung positiv, d. h., es wird praktisch eine Phasenvoreilungsschaltung erhalten.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung kann wie gesagt sowohl im Vorwärtskreis als auch im Rückführkreis einer Regeleinrichtung eingefügt werden. Wenn sie in den Vorwärtskreis eingefügt wird, arbeitet die Grundschaltung nach der Erfindung (die z. B. in F i g. 4 dargestellt ist) als Phasennacheilungsschaltung, und wenn sie in den Rückführkreis eingefügt wird, arbeitet sie als Phasenvoreilungsschaltung. In gleicher Weise arbeitet eine Schaltung der in F i g. 9 gezeigten Art als Phasenvoreilungsschaltung, wenn sie in den Vorwärtskreis eingefügt wird, und als Phasennacheilungsschaltung, wenn sie in den Rückführkreis einer Regeleinrichtung eingefügt wird.

Fig. 10 zeigt ein Beispiel, bei dem digitale Schaltkreise zur Umschaltung zwischen den beiden Widerstands-Kondensator-Zweigen verwendet werden. Bei dieser Ausführungsform enthält der Vierpol wieder den Längswiderstand 6 zwischen der Eingangsklemme 2 und der Ausgangsklemme 4 und zwei parallele Zweige, die an die Klemme 4 angeschlossen sind und jeweils einen Widerstand 8/1 bzw. 85 und einen Kondensator 1OA bzw. 10 B in Serie enthalten. Die freien Klemmen der Kondensatoren sind mit dem ersten Eingang einer zugeordneten Koinzidenzschaltung 125 A und 125B verbunden, deren Ausgänge an die gemeinsame Masseklemme 1,3 angeschlossen sind. Die Koinzidenzschaltungen 125 A und 1255 haben Steuereingänge, die an den einen bzw. den anderen Ausgang einer bistabilen Schaltung 144, beispielsweise eines Flip-Flops oder eines Triggers ,angeschlossen sind. Dem Eingang der bistabilen Schaltung 144 werden Impulse zugeführt, die von einer (nicht dargestellten) Bezugsspannungsquelle mit der gleichen Frequenz wie die Trägerfrequenz des Eingangssignals abgeleitet werden. Es ist offensichtlich, daß die Schaltung von Fig. 10 in ähnlicher Weise wie diejenige von Fig. 5 arbeitet und die gewünschten Ubertragungseigenschaften für die Hüllkurve oder Amplitudenmodulationskomponente eines der Klemmen 1, 2 zugeführten Eingangssignals aufweist, wie zuvor erläutert wurde. Die Koinzidenzschaltungen 12SA und 125B können beliebig aufgebaut sein, beispielsweise unter Verwendung von Dioden, Transistoren, Tunneldioden od. dgl. Es können verschiedene andere Arten von Schalteinrichtungen verwendet werden. In Fällen,

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in denen niedrige Trägerfrequenzen in der Größenordnung von 100 oder einigen 100 Hz angewendet werden, können elektromechanische Schalteinrichtungen, wie Vibratoren, ohne weiteres angewendet werden.

Schaltungsanordnungen nach der Erfindung sind von großem Vorteil bei Servomechanismen, die mit Amplitudenmodulation arbeiten, weil ihre Verwendung die erforderliche Stabilität des Servosystems wirksamer und mit weitaus günstigeren Mitteln aufrechterhält, als dies bisher möglich war. Die Schaltungen sind einfach und billig herzustellen, erfordern keine Einjustierung, sind kompakt und können leicht nach den Verfahren der gedruckten Schaltungen oder

integrierten Schaltungen aufgebaut werden. Der zur Einkopplung des Bezugssignals verwendete Transformator 140 (F i g. 5) kann, falls er verwendet wird, ein leistungsschwacher Transformator geringer Größe sein, da er für alle praktisch vorkommenden Eingangssignalwerte nur eine Leistung von etwa 1 Watt zu übertragen braucht, und er erfordert keine besondere Abschirmung oder Isolierung wegen der niedrigen effektiven Impedanz der Querzweige der Schaltung. Wenn ein solcher Transformator verwendet wird, wird er vorzugsweise an einer von dem Servomechanismus entfernten Stelle angebracht, so daß die Schaltung den effektiven Raumbedarf nicht merklich erhöht.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

i 4Ö / 42b Palentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Beeinflussung der Ubertragungskennlinie im Vorwärts- oder Rückführkreis von Regeleinrichtungen mit Trägerfrequenz, bei denen das Signal in Form einer Amplitudenmodulation einer Trägerfrequenz übertragen wird, mit einem Vierpol mit ohmschen Widerständen und Kondensatoren, die in wenigstens einem Längsimpedanzzweig und in wenigstens einem Querimpedanzzweig angeordnet und so bemessen sind, daß der Hüllkurve des Trägerfrequenzsignals ein vorbestimmter Amplituden- und/oder Phasenfrequenzgang erteilt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Querimpedanzzweig des Vierpols (20) zwei Kondensatoren (10/4, 10S) und in Serie mit den Kondensatoren geschaltete ohmsche Widerstandsglieder (8) enthält und daß ein Schalter (12) vorgesehen ist, welcher synchron mit der Trägerfrequenz die beiden Kondensatoren (1OA 10B) abwechselnd in den Querimpedanzzweig einschaltet.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch!, dadurch gekennzeichnet, daß im Längsimpedanzzweig ein ohmscher Widerstand (6) angeordnet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ohmschen Widerslandsglieder aus einem je zu einem Kondensator (10/4, 10B) in Serie geschalteten ohmschen Widerstand (8/5, 8ßi bestehen.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter Dioden (121 A, 122 A) enthält und daß eine Synchronisierschaltung (14) vorgesehen ist. die eine Bezugsspannung mit der gleichen Frequenz wie die Trägerfrequenz und mit der gleichen oder der entgegengesetzten Phasenlage wie diese den Dioden (121/1, MlA) derart zuführt, daß sie diese abwechselnd stromführend macht.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei parallele Querimpedanzzweige (A, B) vorgesehen sind, von denen jeder zwei parallele Zweige enthält, die jeweils mit einem der beiden Kondensatoren (10 A, 10B) verbunden sind, daß jeder dieser parallelen Zweise eine Diode(121A, 122/4, 121B, 122B) enthält, daß ein Transformator (140) vorgesehen ist, welcher die Bezugsspannung in die beiden Paare von parallelen Zweigen einkoppelt, und daß die Dioden so gepolt sind, daß die beiden Dioden in jedem Paar von parallelen Zweigen bei jeweils einer der beiden abwechselnden Folgen von gleichpoligen Halbwellen der Trägerfrequenz gleichzeitig so geöffnet werden, daß sie Strom durch den zugeordneten Querimpedanzzweig fließen lassen.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Paar (A, B) von parallelen Zweigen einen Abschnitt einer Sekundärwicklung (142/1, 142B) des Transformators (140) enthält und daß eine oder mehrere Primärwicklungen (141A, 141 B) des Transformators (140) an die Bezugsspannung (e_R) gelegt sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kondensator (10/i, 10 B) an die Mittelanzapfung einer Sekundärwicklung (142/4, 142B) des Transformators (140) angeschlossen ist.

S. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (52) Koinzidenzschaltungen (125.4. 125B) enthält und daß eine Steuereinrichtung vorgesehen ist, welche die Koinzidenzschaltungen synchron mit der Trägerfrequenz abwechselnd öffnet und schließt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung für die Koinzidenzschaltungen eine bistabile Schaltung (144) enthält, deren Ausgänge mit den Steuereingängen der Koinzidenzschaltungen (125.4. 125B) verbunden sind, und daß eine Bezugsspannungsquelle so an den Eingang der bistabilen Schaltung angeschlossen ist, daß sie diese zwischen ihren stabilen Zuständen umschaltet.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß an der Eingangsklemme (2) und an der Ausgangsklemme (4) des Vierpols (20) Impedanzanpassungstransistoren (22, 26) angeschlossen sind.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsklemme (2) des Vierpols (20) an den Emii^: ter eines Transistors (32) angeschlossen ist, an dessen Basis das Eingangssignal («?,·) anliegt, und daß das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung von einer Summierschaltung abnehmbar ist. welche zwischen der Ausgangsklemme (4) des Vierpols und den Kollektor des Transistors (32) angeschlossen ist, und daß ferner Emitter und Kollektor des Transistors (32) über abgeglichene Lastimpedanzen (34,36) mit einer Vorspannungsquelle und einer gemeinsamen Masseklemme derart verbunden sind, daß die Schaltungsanordnung eine Gesamtübertragungskennlinie mit Phasenvoreilung aufweist.