DE2815028A1

DE2815028A1 - Schaltungsanordnung zum erzeugen eines periodischen parabelfoermigen signals

Info

Publication number: DE2815028A1
Application number: DE19782815028
Authority: DE
Inventors: Leonardus Albertus Valkestijn
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-04-14
Filing date: 1978-04-07
Publication date: 1978-10-19
Also published as: IT7867805A0; NL7704062A; FR2387552A1; IT1108601B; DE2815028C2; ES468715A1; US4216392A; AU3497678A; JPS53128930A

Description

PHN 87^;

"Schaltungsanordnung zum Ει-zeugen eines periodischen parabelf örmigen Signals'. "

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen parabelförmigen Signals mit einer Quadrierstufe zum Umwandeln eines sägezahnförmigen Signals mit einem Hin- und einem Rücklauf und mit derselben Frequenz.

Eine derartige Schaltungsanordnung zum in Farbfernsehempfängern Erhalten der vertikalfrequenten parabelförmigen Steuerspannung für den Ost-West-Modulator, mit dem die Verzeichnung in der horizontalen Richtung des wiedergegebenen Bildes korrigiert wird,

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vorgeschlagen worden. Eine andere Anwendung davon ist die Erzeugung der parabelförmigen Spannung für die dynamische Fokussierung für eine Bildwiedergabesowie für eine Aufnahmeröhre. Ein Vorteil der Multipliziermethode von zwei sägezahnförmigen Sig

nalen gegenüber der bekannten Integrationsmethode eines sägezahnförmigen Signals mit Hilfe eines Tiefpassfilters ist, dass belästigende niederfrequente Schwingungserscheinungen nicht auftreten können, während ausserdem die Schaltungsanordnung

sich leicht in einem Halbleiterkörper integrieren lässt. Eine andere bekannte Quadriermethode ist die Verwendung eines Zweiweggleichrichters, was jedoch den Nachteil gegenüber der Multipliziermethode bietet, dass dadurch mehr Harmonischen ent

stehen.

Mit der Integrationsmethode wird die während der Rücklaufzeit auftretende Flanke auch zu einer Parabelform integriert. Diese Parabel hat gegenüber der während der Hinlaufzeit auftretenden Parabel

die entgegengesetzte Krümmung und hat eine viel geringere Amplitude, da die Rücklaufzeit um viele Male kürzer ist als die Hinlaufzeit. Die zwei erhaltenen Parabelformen haben einen kontinuierlichen Übergang. Mit der Quadriermethode wird jedoch während

der Rücklaufzeit eine störende Spannungsspitze er-

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halten. Dies findet eine Ursache in der Tatsache, dass die dann auftretende Parabelform dieselbe Krümmung und dieselbe Amplitude hat wie die während der Hinlaufzeit auftretende Parabelform. Die Spannungsspitze kann sichtbare Ausschwingungen am ¥iedergabeschirm infolge der Anregung des durch die Horizontal-Ablenkspule, den Horizontal—Hinlaufkondensator usw. gebildeten Kreises herbeiführen, welcher Kreis das von der betreffenden Schaltungsanordnung erzeugte parabelfÖrmige Signal über den Modulator zugeführt bekommt. Oben am Schirm werden nämlich vertikale gerade Linien schwingend wiedergegeben und zwar mehr an den Seiten des Schirms als in der Mitte desselben.

Es dürfte einleuchten, dass die störende Schwingung durch einen in dem Ablenkkreis an einer geeigneten Stelle angeordneten ¥iderstand gedämpft werden kann. Es geht dann jedoch eine nicht unwesentliche Energie in diesem Widerstand verloren, während die gute ¥irkung des Modulators stark beeinträchtigt werden kann. Eine andere Lösung ist, dass während der Vertikal-Rücklaufzeit die betreffende Schaltungsanordnung oder der Modulator beispielsweise mittels einer Austastschaltung unwirksam gemacht wird. Ein Nachteil davon ist, dass steile Flanken und daher auch Ausschwingungen dennoch auftreten

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können.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine einfache Schaltungsanordnung zu schaffet», mit der die störende Spannungsspitze zu einem grossen Teil verringert wird, während die während der Hinlaufzeit auftretende erwünschte Wellenform nahezu nicht beeinflusst wird, so dass die Vorteile der Quadrierung ausgenutzt werden können. Zur Lösung dieser Aufgabe ist die erfinduiigsgemässe Schaltungsanordnung gekennzeichnet durch einen Transistorverstärker, bei dem einer Eingangselektrode das parabelförmige Signal zugeführt wird, während eine erste Ausgangselektrode desselben mit einer ersten Klemme einer Speisespannungsquelle und eine zweite Ausgangselektrode desselben mit der zweiten Klemme der Speisespannungsquelle über eine erste bzw. zweite Belastung mit einem ¥iderstandswert verbunden ist, welche Ausgangselektroden mittels einer Kapazität miteinander verbunden sind, wobei das Signal an der Eingangselektrode des Verstärkers am 'Anfang der Hinlaufzeit in sperrendem Sinne variiert und wobei die Zeitkonstante des durch die Kapazität und die beiden Belastungen gebildeten Netzwerkes gegenüber der Dauer der Rücklaufzeit gross und gegenüber der Dauer der Hinlaufzeit klein ist.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden

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näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 das Entstehen des Störsignals, Fig. 3 Wellenformen, die in der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung auftreten.

Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung, die ein vertikalfrequentes parabelförmiges Störsignal für einen Ost-¥est-Modulatcr in einem Farbfernsehempfänger erzeugt. Dabei ist 1 eine Multiplizierstufe, die in der obengenannten Patentanmeldung be-schrieben worden ist. Zwei Eingangsklemmen 2 und 3 der Stufe 1 werden vertikalfrequente sägezahnförmige Signale mit derselben Phase zugeführt. Die Klemmen 2 und 3 können miteinander verbunden sein, damit ihnen dasselbe Signal zugeführt wird, beispielsweise die sägezahnförmige Spannung, die an einem Gegenkoppelwiderstand eines (nicht dargestellten) Vertikal-Ablenkgenerators vorhanden ist. An einer Ausgangsklemme k der Stufe 1 ist ein parabelförmiges Signal verfügbar. Die Stufe 1 kann auch Netzwerke enthalten, mit denen kleine gewünschte Abweichungen gegenüber der reinen Parabelform auf bekannte ¥eise erhalten werden können. Mit der Klemme h ist die Basis eines Transistors 5 verbunden, dessen Emitter über eine Stromquelle 6 mit Masse und dessen Kollektor

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über einen ¥iderstand 7 von beispielsweise 27 kOhm mit der positiven Klemme einer Speisespannung-squelle

V verbunden ist. Die negative Klemme der Quelle V B ο

liegt an Masse.

Fig. 2a zeigt das Eingangssignal der Stufe 1, während Fig. 2b das Ausgangssignal derselben oder des Verstärkers 5 darstellt. Jede Flanke der Sägezahnform nach Fig. 2a wird von der Stufe 1 zu einer Parabelform quadriert. Die in Fig. 2b erhaltenen Parabeln haben dieselbe Krümmung und dieselbe Amplitude, während der Übergang von der einen zu der nachfolgenden Parabel nicht kontinuierlich ist. ¥eil die Rucklaufzeit der Sägezahnform gegenüber der Vertikal—Periode d.h. 0,2 bis 1,2 ms gegenüber 20 ms bei einer Vertikal-Frequenz von 50 Hz sehr kurz ist, sind die Flanken der während der Rücklaufzeit auftretenden Parabel sehr stexl, was zu den obengenannten Störerscheinungen führen kann.

Nach der Erfindung wird das am Kollektor des Verstärkers 5 verfügbare Signal der Basis eines Transistors 8 zugeführt, wobei das Signal eine derartige Form hat und der Transistor von einen derartigen Leitungstyp ist, dass das Signal am Anfang der Hinlaufzeit in sperrendem Sinne variiert, d.h., die Spannung an der Basis gegenüber der Speisespannung des Emitters nimmt dann ab. In" Fig. 1 ist der Tran-

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sistor vom pnp-Typ, während die Basisspannung die in Fig. 2b dargestellte Form hat. Zwischen dem Emitter des Transistors 8 und der positive Klemme der Quelle V liegt ein Widerstand 9 und zwischen dem Kollektor des Transistors 8 und Masse liegt ein Widerstand 10. Die Widerstände 9 und 10 können etwa denselben Wert haben, beispielsweise 22 kOhm. Ein Kondensator von beispielsweise 100 nF ist einerseits mit dem Emitter und andererseits mit dem Kollektor des Transistors 8 verbunden. Aus dem Obenstehenden geht hervor, dass die Spannung zwischen der Basis und der Speisequelle während der ersten Hälfte der Hin- und der Rücklaufzeit abnimmt und während der zweiten Hälfte wieder zunimmt.

Wenn die Spannung V₀-E an der Basis des

Transistors 8 konstant ist, verhält sich der Transistor als Emitterfolger. Unter Vernachlässigung der Basis—Emitterspannung lässt sich sagen, dass am Widerstand 9 und daher auch am Widerstand 10 eine Spannung entsprechend E vorhanden ist. Der Kondensator 1 1 wird durch einen von der Quelle V-, herrüh-

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renden Strom aufgeladen, und daran ist nach dem Aufladen eine konstante Spannung V_p—2E vorhanden.

Bei einem anderen Wert der Spannung E gilt selbstverständlich dasselbe. Ändert sich die Spannung E langsam, so folgt die Emitterspannung der Änderung

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der Spannung V —Ε während die Kollektorspannung, die dem Wert E entspricht, sich im entgegengesetzten Sinne gegenüber der Emitterspannung ändert. Nimmt beispielsweise die Spannung V-E an der Basis langsam zu, so wird der Kondensator 11 langsam auf eine höhere Spannung aufgeladen. Es dürfte einleuchten, dass die Zeitkonstante des durch die Widerstände 9 und 10 und den Kondensator 11 gebildeten Netzwerkes dabei eine Rolle spielt,

Die Wirkungsweise des Transistors 8 bei einer schnellen Änderung der Basisspannung wird an Hand

der Fig. 3 näher erläutert. Darin ist V bzw. V die ° e c

Emitter- bzw. Kollektorspannung des Transistors 8, wobei die Basis-Emitterspannung des Transistors einfachheitshalber vernachlässigt wird. V, ist die Basisspannung während der Rücklauf zeit, die Änderung der-^ selben ist von einem Zeitpunkt t parabelförmig mit einem Anfangswert entsprechend ν_Ώ—E.

Wenn die Zeitkonstante des Netzwerkes 9j 10, 11 gegenüber der Dauer der Rucklaufzeit gross ist, kann die Spannung V der positiv gerichteten Änderung der Spannung· T nicht folgen, und der Transistor 8 ist gesperrt. Der Kondensator 11 wird durch einen auch durch die Widerstände 9 und 10 fliessenden Strom aufgeladen, so dass der Verlauf der Spannung V exponentiell ist. Die Spannung V^ die zum

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Zeitpunkt t₁ den ¥ert E hat, nimmt nach diesem Zeitpunkt exponentiell ab. Sollte der Transistor 8 gesperrt bleiben, so würden die Endwerte der Spannungen

V und V den Werten V₁ bzw. O entsprechen, e c . B

Zu einem Zeitpunkt t jedoch nimmt die Spannung V nachdem ein Maximum erreicht worden ist, einen Wert an, der dem der Spannung V entspricht. Der Transistor 8 fängt zu leiten an, und die Spannung V folgt der Parabelfoim bis zum Ende derselben

zu einem Zeitpunkt t . Die Änderung der Spannung V

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zwischen den Zeitpunkten t und t ist so schnell, dass die Spannung am Kondensator 11 nicht wesentlich ändern kann. Der Kondensator 11 gibt folglich zum Kilektor die Änderung des Emitters weiter. Zum Zeitpunkt t entlädt sich der Kondensator in dem durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors gebildeten Widerstand. Weil dieser Widerstand einen sehr niedrigen Wert hat, erfolgt diese Entladung sehr schnell, wonach die Spannung V den in Fig. 3 3-ls

entsprechend dem Wert E vorausgesetzten Endwert annimmt. Nach den Zeitpunkt t folgt die nächste Hinlaufzeit .

Die Änderung der Spannung V während der

Hinlaufzeit ist auch parabelförmig und könnte auch wie in Fig. 3 dargestellt werden. Es ist jedoch eine langsame Änderung, was bedeutet, dass die Dauer der-

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selben gegebüber der obengenannten Zeitkonstante lang ist. Venn die Zeitkonstante zu gross ist, stellt es sich aus Fig. 3 heraus, dass der Transistor 8 während eines Teils der Hinlaufzeit nicht leitend sein wird, wodurch das Signal am Emitter einen exponentiellen Verlauf hat und gegenüber der Parabelform stark verformt ist. Ausserdem wird gewährleistet, dass die Emitterfolgerwirkung nicht gestört werden kann, wenn der Unterschied zwischen der Spannung Y₁, und dem Spitzenwert der Spannung V, nicht zu klein ist. Ein Kompromiss lässt sich finden, wobei die "Wechselspannung am Emitter der an der Basis nahezu identisch ist. Dies ist der Fall in dem obengenannten Ausführungsbeispiel, wobei für die Speisespannung ein "Wert V, = 34 V gewählt wird, während die Spannung V zwischen 18 und 26 V variiert und während die genannte Zeitkonstante 4,4 ms beträgt.

Mit diesen Werten hat die zwischen den

Zeitpunkten t und t noch vorhandene Störung eine Amplitude von etwa 1,4 V bei einer Rücklaufzeit t bis t von 0,4 ms und von etwa 0,7 V bei einer Rücklaufzeit von 0,2 ms statt der ursprünglichen Amplitude der Störung von 26 - 18 = 8 V. Zwar enthält die Kollektorspannung eine zusätzliche Störung zwischen den Zeitpunkten t und t , aber die Dauer derselben ist so kurz und die Amplitude derselben so klein,

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dass sie wenig Energie enthält und keinen nachteiligen Einfluss haben kann. Die restliche Störung kann noch weiter dadurch verringert werden, dass in der Stufe 1 eine geringe Unsymmetrie vorgesehen wird, wodurch die Werte der Spannung V zu den Zeitpunkten t und t einander nicht genau entsprechen.

Die Dauer t bis t der restlichen Störung sowie die Amplitude derselben können durch Kürzung der Rücklaufzeit der Sägezahnform aus Fig. 2a verringert werden. Dazu kann der Halbleiterkörper, von dem die Stufe 1 und der Verstärker 5 einen Teil bilden, einen Sägezahngenerator enthalten, der durch vertikalfrequente Signale synchronisiert wird und der eine Sagezahnform mit verkürzter Rücklaufzeit, d.h. kürzer als beispielsweise 0,2 ms erzeugt. Eine derartige Massnahrne bietet den Vorteil, dass der Kondensator 11 eine derart geringe Kapazität haben kann, dass er ebenso wie der Transistor 8 und die Widerstände 9 und 10 im Halbleiterkörper integriert werden kann.

Ausserdem können die Widerstände 9 und 10 auf in der Integrationstechnik bekannte Weise einen hohen Wert haben, so dass der Kondensator 11 eine noch geringere Kapazität haben kann.

In einer praktischen Ausführungsform des Halbleiterkörpers muss das Steuersignal des Ost-West-Modulators während der Hinlaufzeit die Krümmung des

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Signals nach Fig. 2b sowie die derselben entgegengesetzte Krümmung haben können. Es ist ja meistens nicht im Voraus bekannt, -welche Krümmung der Benutzer des Halbleiterkörpers braucht. Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist dies möglich insofern der Emitter und der Kollektor des Transistors 8 mit je einer Ausgangsklemme des Halbleiterkörpers verbunden werden. Damit wird ein geeigneter Punkt des in Fig. 1 nicht dargestellten Ost-West-Modulators verbunden, beispielsweise die Basis eines eine vertikalfrequente Belastung bildenden Transistors des Modulators, der in der Dt-PS 2k 03 331 der Anmelderin beschrieben worden ist.

Es dürfte einleuchten, dass eine Parabelform mit der der Fig. 2b entgegengesetzten Krümmung dem Transistor 8 zugeführt werden kann unter der Bedingung jedoch, dass dafür der npn-Typ gewählt wird und dass der Emitter und der Kollektor gegenüber Fig. 1 ihren Platz gewechselt haben.,,-;-Aus dem Obenstehenden geht hervor, dass der Transistor 8 sich für langsame Signale als Emitterfolger-Umkehrstufe und für schnelle Signale nahezu als Schalter verhält. Ein Integrator ist auch verwendbar, beispielsweise mit dem Kondensator 11 in Fig. 1 parallel zum ¥iderstand 10. Bei einer geeigneten Bemessung desselben kann die Störung integriert werden. Das während der

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Hinlaufzeit auftretende Signal wird jedoch, auch, integriert, wodurch eine Verzerrung und eine Phasenverschiebung des Signals auftreten. Dieser Nachteil
fällt fort, wenn der Kondensator 11 dem ¥iderstand 9 parallel liegt, wodurch der Transistor 8 für die Störung als Schalter wirksam ist, wobei jedoch der Nachteil auftritt, dass der Transistor zugleich als Verstärker ohne Gegenkopplung wirkt, was eine !Instabilität für hohe Frequenzen herbeiführen kann. Die Schaltungsanordnung nach Fig, 1 empfiehlt sich daher.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE:

1 J · Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines periodischen parabelförmigen Signals mit einer Quadrierstufe zum Umwandeln eines sägeζahnförmigen Signals mit einem Hin- und einem Rücklauf und mit derselben Frequenz, gekennzeichnet durch einen Transistorverstärker (8), bei dem einer Eingangselektrode das parabelförmige Signal zugeführt wird, während eine erste Ausgangs— elektrode desselben mit einer ersten Klemme einer Speisespannungsquelle (+V) und eine zweite Ausgangs-

elektrode desselben mit der zweiten Klemme (Masse) der Speisespannungsquelle über eine erste (9) bzw. zweite (1O) Belastung mit einem Widerstandswert verbunden ist, welche Ausgangselektroden mittels einer Kapazität (11) miteinander verbunden sind, wobei das Signal an der Eingangselektrode des Verstärkers (8) am Anfang der Hinlaufzeit in sperrendem Sinne ändert und wobei die Zeitkonstante des durch die Kapazität und die beiden Belastungen gebildeten Netzwerkes gegenüber der Dauer der Rücklaufzeit gross und gegenüber der Dauer der Hinlaufzeit klein ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistorverstärker (8) einen während der Hinlaufzeit als Emitterfolger wirksamen Transistor enthält, wobei die erste bzw. zweite Belastung (9, 10) ein Emitter- bzw. Kollekt οrwiders tand ist.

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3- Schaltungsanordnung nach. Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Emitter- und der Kollektorwiderstand (9> 10) nahezu gleiche Werte haben.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistorverstärker während der Rücklaufzeit als Schalter wirksam ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Rücklaufzeit gegenüber der Dauer der Periode sehr¹ kurz ist, beispielsweise mehr als 100 mal kurzer.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 5» dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Sagezahngenerator, die Quadrierstufe (i), der Transistor (8), und der Emitter- und der Kollektorwiderstand (9, 10) und die Kapazität (11) in einem Halbleiterkörper integriert sind,

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