DE2700103C3 - Zeilenablenkschaltungsanordnung zur Rasterkorrektur in der Zeilenrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Zeilenablenkschaltungsanordnung für eine Bildwiedergabevorrichtung zur Rasterkorrektur in der Zeilenrichtung, bei der an einem Hinlaufkondensator, der eine Hinlaufspannung liefert, eine vertikalfrequente etwa parabelförmig verlaufende Spannung erzeugt wird und mittels eines zeilenfrequent schaltenden Schaltelementes die Hinlaufspannung an eine Zeilenablenkspule zum Erzeugen eines durch die Spule fließenden Zeilenablenkstromes angelegt wird, enthaltend einen Modulator zum vertikalfrequenten Ändern der Spannung am Hinlaufkondensator, wodurch die Amplitude des erzeugten Zeilenablenkstromes während der Hinlaufzeit ändert.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist in der deutschen Offenlegungsschrift 24 03 331 beschrieben worden. Zum Korrigieren von Verzerrung in der horizontalen Richtung des in einem Fernsehwiedergabegerät wiedergegebenen Bildes wird der Zeilenablenkstrom mit der Teilbildfrequenz moduliert, wobei die Teilbildfrequenzänderung über jede Teilbildhinlaufzeit parabelförmig ist. Diese Modulation ist als Ost-West-Modulation bekannt und kann zum Korrigieren von Kissenverzerrung in dem wiedergegebenen Bild in der Ost-West-Richtung benutzt werden. Der Modulator und der Zeilenablenkkreis sind miteinander derart gekoppelt, daß der Ablenkstrom die genannte Modulation erfährt aber ebenfalls derart, daß die in einem Zeilenausgangstransformator auftretenden Impulse während der Zeilenrücklaufzeit des Ablenkstromes nicht beeinflußt werden. Durch Gleichrichtung der genannten Impulse erhaltene Gleichspannungen, beispielsweise die Hochspannung für die Endanode der Bildwiedergaberöhre, werden dadurch nicht mit der Teilbildfrequenz moduliert.

In der obengenannten Patentanmeldung ist eine Modulationsquelle mit Modulationsklemmen verbunden, welche Quelle sich wie eine sich teilbilclfrequenz ändernde Belastung verhält mit der Spannung, die sonst an diesen Klemmen vorhanden wäre, in welcher Belastung Energie verbraucht werden muß. Diese Energie muß von einer Quelle geliefert werden und erzeugt Wärme. Weiter hat das Netzwerk an den Modulalionsklemmen eine innere Impedanz, die zusammen mit der Modulationsquelle einen teilbildfrequent ändernden Spannungsteiler bildet. Dies hat den Nachteil, daß diese innere Impedanz nicht konstant ist sondern sich ändern kann, beispielsweise wegen Änderungen des Strahlstromes in der Bildwiedergaberöhre, die i;ine Belastung für die Hochspannung ist. welche Änderungen u.a. von dem Inhalt des wiederge-

gebenen Bildes abhängig ist

Bei der Erfindung besteht deswegen die Aufgabe, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, in der die Energie, die normalerweise verbraucht wird, zum Erregen einer anderen Schaltung benutzt werden kann, wobei die Spannung an den Modulationsklemmeii nicht mit den Änderungen der genannten inneren Impedanz sich ändert.

Zur Lösung dieser Aufgaben weist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß der Modulator durch eine im Schaltmodus arbeitende Stufe gebildet wird, der mit der Schaltfrequenz Steuerimpulse, die entsprechend der gewünschten Modulation, z. B. im Tastverhältnis, verändert werden, zugeführt werden und die so die Modulation der Hinlaufspannung erzeugt und deren Ausgangsklemmen mit einer Belastung verbunden sind.

Die geschaltete Speisespannungsschaltung kann einen Schalter enthalten, der durch periodische Impulse zum wechselweisen Steuern des genannten Schalters in den leitenden bzw. gesperrten Zustand gesteuert wird und das Kennzeichen aufweist, daß die Dauer der Steuerimpulse abhängig von der an den Ausgangsklemmen des Modulators vorhandenen Spannung eingestellt wird.

Vorzugsweise weist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß sie die Reihenschaltung aus einer Spule, einer Diode und einem Kondensator enthält, welche Reihenschaltung zwischen einer ersten und einer zweiten Modulationsklemme liegt, und daß sie weiter einen Schalttransistor enthält, dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt der Spule und der Diode, dessen Emitter mit der genannten zweiten Modulationsklemme und dessen Basis mit der Ausgangsklemme eines Impulsdauermodulators zum Modulieren der Dauer der Zeilenfrequenzimpulse entsprechend einem Bezugssignal verbunden ist, wobei eine Wicklung eines Zeilenausgangstransformators über eine Diode mit dem Kondensator verbunden ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Fernsehempfängers, wobei eine erste Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt ist.

F i g. 2 eine zweite Ausführungsform der Schaltungsanordnung.

Der Fernsehempfänger nach Fig. 1 hat eine HF-Abstimmeinheit 1, die mit einer Antenne 2 verbunden ist, einen ZF-Verstärker 3, einen Detektor 4 und einen Videoverstärker/Farbdekoder 5, der einer Farbwiedergaberöhre 6 Farbsignale liefert. Diese Röhre hat eine Endbeschleunigungsanode 7 und ist mit einer ersten Ablenkspule Ly für die horizontale (Zeilen Ablenkung) und mit einer zweiten Ablenkspule L'y für die vertikale (Bild) A blenkung versehen.

Zeilensynchronimpulse, die einer Zeilenoszillator- und Treiberstufe 9 zugeführt werden, werden mit Hilfe eines Amplitudensiebs 8 aus dem Ausgangssignal des Detektors 4 abgetrennt, während die abgetrennten Teilbildsynchronimpulse einer Teilbildoszillator- und Treiberstufe 10 zugeführt werden. Die Oszillator- und Treiberstufe 10 steuert eine Teilbildausgangssiufe 11. die den Teilbildablenkstrom für die Spule L'k liefert. Die Zeilenoszillator- und Treiberstufe 9 liefert Zeilenschaltimpulse zur Steuerung einer Zeilenablenkausgangsstufe, die den Zeilenablenkstroni für die Spule /.('liefert. Die Zeilenausgangsstufe enthält einen Zeilenausgangstransistor Tr 1, dessen Basis von den Zeiler.schaltimpulsen von der Zeilenoszillator- und Treiberstufe 9 auf bekannte Weise betrieben wird. In Reihe mit der Zeilenablenkspule Ly ist ein Hinlaufkondensator Ct angeordnet, während parallel zu der auf diese Weise gebildeten Reihenschaltung ein Rücklaufkondensator Cr und eine Diode D geschaltet sind. Diese vier Elemente sind zusammen mit dem als Schalter

H) wirksamen Transistor Tr ί die Hauptelemente des Ablenkteils, wobei andere Elemente, die zum Verständnis der Erfindung nicht von Bedeutung sind, der Einfachheit halber fortgelassen wurden. Der Kollektor des Transistors Tr 1 ist mit einem Ende der Primärwicklung Ll eines Zeilenausgangstransformators Tund ebenfalls mit dem Verbindungspunkt der Schaltungselemente D, Cr und Ct verbunden. Das Ende der Primärwicklung L 1 weg vom Kollektor ist mit der positiven Klemme einer Gleichstromspeisung + Vs verbunden, deren negative Klemme ebenso wie der Emitter des Transistors Tr 1 nach Erde geschaltet ist.

Die Enden der Elemente D, Cr und Ly, die nicht mit dem Kondensator Ct verbunden sind, sind mit dem Verbindungspunkt einer Diode D', eines Kondensators Cr'und einer Spule /.'verbunden. Ein Kondensator Ct' liegt in Reihe mit der Spule L', während die Enden der Elemente £>', O'und Cf'weg von der Spule Z.'mit Erde verbunden sind. Die Leitungsrichtung der Dioden D und D' ist derart, daß sie beide während der ersten Hälfte

jo der Zeilenhinlaufzeit leitend sind. Der Transistor Tr 1 ist wie dargestellt vom npn-Typ, so daß der Ablenkstrom, der durch die Spule Ly fließt, während der zweiten Hälfte der Zeilenhinlaufzeit durch den Transistor fließt.

Während der Zeilenrücklaufzeit sind die Dioden D

J5 und D' sowie der Transistor FrI gesperrt. An den Kondensatoren Cr und Cr' werden Impulse mit großer Amplitude erzeugt. Die Netzwerke Ly, Cr und L'. Cr' haben dieselbe Resonanzfrequenz, d. h. eine Frequenz, deren Periode der doppelten Rücklaufzeit des Zeilenablenkstromes nahezu entspricht. Wenn die Spannung + Vb der Gleichstromquelle konstant ist oder auf bekannte Weise konstant gehalten wird, haben die am Verbindungspunkt des Kollektors des Transistors Tr 1 und des von den Elementen D, Cr, Ly und Ct gebildeten Netzwerkes auftretenden Impulse eine konstante Amplitude. Dies gilt auch für die an der Primärwicklung L 1 und an den Sekundärwicklungen des Transistors T vorhandenen Impulse. F i g. 1 zeigt eine dieser Wicklungen L 2, wobei die Impulse die daran auftreten, mittels

5ii eines Gleichrichters D1 gleichgerichtet werden und dadurch wird an einem Kondensator C 2 eine Gleichspannung erzeugt, die konstant ist und die erforderliche Hochspannung für die Endanode 7 der Farbwiedergaberöhre 6 liefert. Andere Sekundärwicklungen können zum Liefern anderer Spannungen zum Gebrauch im Fernsehempfänger vorgesehen werden.

Mit dem Verbindungspunkt der Spule L' und des Kondensators Ct'ist eine weitere Spule L 3 verbunden, wobei das von /,'und Ci'entfernt liegende Ende dieser

w) Spule über einen Kondensator CrZ nach Erde geschaltet ist. Eine Modulationsbelastung M liegt parallel zum Kondensator CZ und zwar zum Ändern der Spannung Vl daran, wodurch die Spannung am Kondensator Ct' geändert wird, da die Spule L 3

h'i vei meidet, daß Zeilenfrequenzimpulse an der Modulationsbelastung M auftreten und die genannte Spule als ein virtueller Kurzschluß für im wesentlichen niedrigere Frequenzen auftritt, wobei CZ als Glättungskondensa-

tor für diese Impulse wirksam ist. Dies ändert die Hinlaufspannung am Kondensator Ct und dadurch die Amplitude des Ablenkstroms. Die eingeführte Änderung ist derart, daß die Größe dieser Spannung teilbildfrequent auf parabolische Weise während der Bildhinlaufzeit derart moduliert wird, daß die Senke der Parabel in der Mine jeder Bildhinlaufzeit auftritt, was der minimalen Gruße von Vl entspricht. Eine derartige parabelförmige teilbildfrequente Modulation wird zum Korrigieren der wiedergegebenen Kissenverzeichnung in der Ost-Westrichtung benutzt. Aber mit einer derartigen Anordnung werden die jeweiligen Gleichspannungen, die von zeilenfrequenten Impulsen erhalten werden und an den Sekundärwicklungen des Transformators Γ auftreten, durch die parabelförmige teilbildfrequente Änderung der Spannung Vi nicht beeinflußt.

Beim Fehlen der Modulationsbelastung M würde die Spannung Vl konstant bleiben mit einem Wert abhängig bei erster Annäherung von den Impedanzen der Netzwerke D, Cr, Ly, Ct und C, Cr', L', Ct'. In einem praktischen Ausführungsbeispiel mit + Vs= 150 V hatte die Spannung am Kondensator Ct unter den obengenannten Umständen einen Wert, der dreimal größer war als der der Spannung am Kondensator CV, so daß die Spannung Vl einen Wert von etwa 38 V hatte. Mit einer Belastung der Art, wie diese parallel zum Kondensator C3 vorhanden ist, die mit der Teilbildfrequenz parallel zu Ct'liegt, wird die Spannung Vl sich ändern, weil das Netzwerk, das den Kondensator CV sieht, eine Quellenimpedanz hat, die durch die Elemente des Netzwerkes und die Wirkung der Schaltung bestimmt wird. In der obengenannten Patentanmeldung verhält sich die Belastung als eine teilbildfrequent ändernde Belastung, die zusammen mit der obengenannten Quellenimpedanz einen teilbildfrequent ändernden Spannungsteiler bildet. Die Spannung Vl ändert beispielsweise von einem Wert von 38 V am Anfang jeder Bildhinlaufzeit zu einer viel niedrigeren Spannung in der Mitte dieser Zeit und erreicht 38 V wieder am Ende derselben, wobei ein von dem Verbindungspunkt der Spule L' und des Kondensators Cr'herrührender Strom in die Belastung fließt.

In der vorliegenden Erfindung wird die Belastung M durch eine Stufe gebildet, die im Schaltmodus wirksam ist und die Form einer geschalteten Speisespannungsschaltung hat. Die Stufe funktioniert derart, daß die Spannung Vl auf die gewünschte Weise ohne daß sie durch Änderungen der obengenannten Quellenimpedanz beeinflußt wird, ändert. Im wesentlichen ist diese Impedanz nicht konstant sondern ändert u.a. wegen Änderungen des Strahlstromes in der Wiedergaberöhre, weicher Strom als Belastung für den licchspannungskreis wirksam ist und u. a. von dem Inhalt des wiedergegebenen Bildes abhängig ist. Wenn VI durch Änderungen in der Quellenimpedanz beeinflußt werden würde, würde dies zu einer geometrischen Verzerrung des wiedergegebenen Bildes führen und zwar abhängig vom Inhalt und könnte durch Änderung des Energieverbrauches über die Belastung vermieden werden, was eine entgegengesetzte Änderung des Widerstandswertes der Belastung bedeuten würde. Dies kann durch Verwendung einer geschalteten Speisespannungsschaltung, wie nachstehend erläutert, vermieden werden und bietet den Vorteil, daß die in den bisherigen Anordnungen verbrauchte Leistung in der Belastung zum Ausgang, der genannten Speisespannungsschaltung übertragen wird an eine Stelle, wie die Energie auf günstige Weise benutzt werden kann oder auf geeignete Weise aufgebraucht werden kann, wobei die Verluste der Schaltung sehr gering sind.

Die in Fig. 1 dargestellte geschaltete Speisespan- -, nungsschaltung ist vom Vorwärts(Reihen)typ. Von einem npn-Transistor Tr 2 ist der Kollektor mit dem Verbindungspunkt einer Spule L 3 und eines Kondensators Ci verbunden und der Emitter ist mit der Kathode einer Diode D 2 verbunden, deren Anode nach Erde

ίο geschaltet ist, wobei der Emitter ebenfalls mit einem Ende einer Spule L 4 verbunden ist, deren anderes Ende mit einem Kondensator CA und einem Widerstandselement R verbunden ist. Die Enden des Kondensators CA und des Widerstandes R weg von der Spule LA sind nach Erde geschaltet. Der Transistor Tr2 erhält periodische Schaltimpulse an der Basis, die diesen Transistor in den leitenden bzw. gesperrten Zustand steuern. Wenn der Transistor Tr 2 leitend ist, wird die vom Kondensator Ci herrührende Spannung über den Transistor und die Spule L A dem Widerstand R zugeführt, wobei etwa Energie in der Spule LA gespeichert wird. Während der Sperrperioden ist die Diode D 2 leitend und in der Spule L 4 gespeicherte Energie wird dem Widerstand R zugeführt. Ein

2^r) dreieckförmiger Strom fließt ständig durch die Spule LA von links nach rechts (Fig. 1) und zwar mit der Schaltfrequenz. Eine Ausgangsspannung V2 ist dann am Widerstand R vorhanden, der dadurch die Belastung für die Speisespannungsschaltung bildet.

in Das die Basis ansteuernde Schaltsignal für den Transistor Tr 2 wird von einer Treiberstufe Dr geliefert, die einen Oszillator enthält, der eine dreieckige Wellenform mit der Schaltfrequenz erzeugt, sowie eine Vergleichsanordnung, in der ein parabelförmiges teilbildfrequentes Bezugssignai, das von der Teilbildausgangsstufe 11 herrührt, mit der dreieckigen Wellenform verglichen wird. Die Vergleichsanordnung erzeugt ein Ausgangsschaltsignal für den Transistor Tr 2 in Form einer Impulsfolge mit derselben Frequenz wie die dreieckige Wellenform, in der aber das Tastverhältnis der Impulsfolge von der jeweiligen Größe des parabelförmigen teilbildfrequenten Bezugssignals mit der abhängig ist. Die Impulsfolge für die Basis des Transistors Tr 2 ändert dessen Leitungsperioden in der normalen Schaltmodustechnik. Statt eines Oszillators in der Treiberstufe Dr könnte die dreieckige Wellenform, falls mit der Zeilenfrequenz, von Zeilenfrequenzsignalen abgeleitet werden, die anderswo auftreten, beispielsweise von dem Zeilenoszillator 9. Wenn die Treiberstufe Dr einen freilaufenden Oszillator enthält kann dieser durch die zeilenfrequenten Signale synchronisiert werden. Die Verwendung der Zeilenfrequenz für das Schaltsignal für den Transistor Tr 2 vermeidet Schwebungsfrcqücnzprobleme und verringert das Problem von HF-Interferenzstrahlung.

Wenn ό das Verhältnis der Leitungszeil des Transistors Tr zur ganzen Periode der Treiberimpulsfolge ist, gibt es eine bekannte Beziehung zwischen den Spannungen Vl und V2 und dem Verhältnis ό. In dem Falle des Vorwärtstypes ist die Beziehung V₂=O · V₁. In bekannten Schaltungsanordnungen kann die Spannung V₂ eine bestimmte zeitliche Funktion haben unabhängig von Änderungen der Spannung V₁, was durch eine geregelte Einstellung des Verhältnisses δ erreicht wird.

Die Spannung v₂ kann beispielsweise konstant gehalten werden, während die Spannung vi gewissermaßen ändert. In der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 wird das Verhältnis δ jedoch derart geändert daß die

27 OO 103

Spannung ii auf eine vorbestimmte Weise ändert mit der Absicht die Ost-WesiKissenverzeichnung zu korrigieren, während der größte Teil der Energie, die aus den Klemmen, an denen die Spannung \ί vorhandci; ist, herrührt, dem Belastungswiderstand R zugeführt wird.

In Fig. 1 ist es möglich, die Spannung einer Spannungsquelle S an den Belastungswiderstand R anzulegen.

Die Spannung v₂ wird folglich durch die Spannung der Quelle 5 bestimmt. Aus der obenstehend gegebenen Beziehung folgt, daß die Spannung ι-, jede gewünschte Änderung erhalten kann, unter der Bedingung jedoch, daß das Verhältnis ό auf eine geeignete Weise ändert. Im betreffenden Fall kann das Verhältnis ό durch Mittel der Vergleichsanordnung in der Treiberschaltung Dr derart geändert werden, daß die Spannung ιί eine gewünschte Form hat und zwar unabhängig von einer Änderung in der Spannung v₂. Die Quelle 5 kann eine Schaltungsanordnung sein, die eine Spannung gleichrichtet, die über einen Transformator aus dem elektrischen Versorgungsnetz herrührt, und deren Spannung der Schwankung des Versorgungsnetzes folgt. Die Quelle 5 kann ebenfalls durch eine Gleichrichterschaltung gebildet sein, die mit einer Sekundärwicklung des Transformators Tverbunden ist. in welchem Fall eine gewisse Änderung in der Spannung mit der Änderung im Strahlstrom in der Wiedergaberöhre 6 verursacht werden könnte. In den beiden Fällen kann die Spannung der Quelle 5 beispielsweise durch eine Zener-Diode konstant gehalten werden. Wegen der obenstehend gegebenen Beziehung wird die Spannung v₂ immer niedriger sein als die Spannung V₁.

Es dürfte einleuchten, daß die mit dem Kondensator C3 verbundenen Klemmen die Eingangsklemmen der geschalteten Speisespannungsschaltung sind, während die Klemmen, zwischen denen die Spannung i₂ vorhanden ist, die Ausgangsklemmen dieser Speiseschaltung sind, da vom Ablenkkreis zu den Eingangsklemmen Leistung geliefert wird und diese Leistung folglich theoretisch ohne Verluste dem Belastungswiderstand R zugeführt wird. Es durfte ebenfalls einleuchten, daß diese Belastung durch eine oder mehrere Schaltungsanordnungen des Fernsehempfängers ersetzt werden kann, welche Schaltungsanordnungen dann wenigstens einen gewissen Teil ihrer Leistung von der Speiseschaltung aus Fig. 1 erhält. Die Belastung R kann ebenfalls durch eine Belastung mit einem größeren Widerstandswert ersetzt werden oder es kann sogar darauf verzichtet werden, wenn die Quelle 5 eine verlustreiche Quelle ist und selber die Belastung bildet, wobei Energie zur Quelle S zurückkehrt. Die genannte Energie rührt von der geschalteten Speisespannungsschaltung her und folglich von der Ablenkschaltung. Eine Anforderung die erfüllt werden muß, ist, daß die ganze über die geschaltete Stufe geschickte Energie an den Ausgangsklemmen aufgebraucht wird. Aber die genannte Energie in der beschriebenen Anordnung kann wenigstens im Gegensatz zu dem vorhergehenden Fall benutzt werden.

Wie bisher beschrieben, führt der Ausdruck V₂ = Ov₁ zu einem nicht linearen Betrieb der Schaltungsanordnung, so daß sogar mit konstanter V₂ Änderungen in dem Tastverhältnis der Ansteuerung des Transistors Tr 2 nicht eine lineare Änderung von V₁ herbeiführt. Um eine mehr lineare Beziehung zwischen dem Tastverhältnis und v, zu erhalten kann vom Kollektor des Transistors 7>2 der Treiberstufe Dr ein Rückkopplungsanteil

zugeführt werden, wie dies durch die gestrichelte Linie dargestellt ist. und zwar zur weiteren Regelung des Tastverhältnisses der Schaltimpulse.

Die Modulationsbelastung M kann im Grunde durch jede Form einer geschalteten Speisespannungsschaltung gebildet werden. Auf gleiche Weise können im Rahmen der Erfindung andere Formen einer Ost-West-Modulatorschaltung benutzt werden. Es ist ein weiterer Diodenmodulator beschrieben worden und zwar beispielsweise in der Philips Veröffentlichung 206: »20AX for 110° Colour Television, Deflection and Power supply circuits«, in bezug auf F i g. 5.

In der obengenannten Beschreibung sind die Spule L 3 und der Kondensator C3 dazu vorgesehen, eine bessere Glättungswirkung für zeilenfrequente Anteile zu schaffen. In der Praxis kann in manchen Anwendungsgebieten O'groß genug gemacht werden um eine ausreichende Glättungswirkung der zeilenfrequenten Anteile zu schaffen, wodurch £.3 und C3 aus der Schaltungsanordnung fortgelassen werden können.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der eine geänderte Form der Diodenmodulatorschaltung verwendet wird, ist in Fig. 2 dargestellt, wobei die geschaltete Speisespannungsschaltung in dieser Figur vom Aufwärts-Konverter-Typ ist. Schaltungselemente mit denselben Funktionen wie die aus F i g. 1 sind mit denselben Bezugszeichen angegeben. Die meisten Schaltungsblöcke in dem Fernsehempfänger, die zum Verständnis der Erfindung nicht notwendig sind, sind fortgelassen.

Eine an einem Rückkopplungswiderstand R 1, der mit der Bildablenkspule L'y in Reihe liegt, vorhandene teilbildfrequente Sägezahnspannung wird über einen Widerstand R 2 einem Miller-Integrator 12 zugeführt. Die gewünschte parabelförmige Wellenform mit der Teilbildfrequenz ist am Kollektor eines Transistors Tr 3 vorhanden, der einen Teil des Integrators 12 bildet. Zwei Kondensatoren C5 und C6 liegen in Reihe zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors Tr 3. wobei ein Widerstand R 3 zwischen dem Verbindungspunkt dieser Kondensatoren und Erde liegt. Zwei Widerstände Λ 4 und R 5 liegen ebenfalls zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors Tr 3, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände und Erde ein Kondensator Cl liegt. Die Widerstände RA und R 5 schaffen die Vorspannung für die Basis des Transistors Tr3, wobei ein mit dem Kondensator Cl parallelgeschalteter Widerstand R 6 zu dieser Vorspannung beiträgt. Der Widerstand R 3 liegt in der Integratorschaltung zum Erzeugen einer geringen Phasenverschiebung zum Ausgleichen einer nicht einwandfreien Integration und somit zum symmetrisch Halten der Parabel. Die Widerstände R 4 und & und der Kondensator Cl erteilen der Parabel eine zusätzliche Formgestaltung und zwar eine verringerte Senke in der Nähe der Enden, die der in der Praxis erforderlichen Form für den Typ der verwendeten Farbwiedergaberöhre weitgehend entspricht.

Die Parabel wird von dem Verbindungspunkt des Kollektors des Transistors Tr 3 und eines Widerstandes R 18 erhalten, (dessen anderes Ende eine Speisung von dem Ausgang der geschalteten Speisespannungsschaltung ableitet), wobei diese Parabel über einen Widerstand Rl der Basis eines pnp-Transistors Tr 4 zugeführt wird, der zusammen mit einem pnp-Transistor TrS die Vergleichsstufe für die geschaltete Speisespannungsschaltung bildet. Ein durch die Widerstände RS und R 10 gebildeter Spannungsteiler und ein Potentio-

ίο

meter R9 liegen zwischen Erde und der positiven Klemme einer Niederspannung-Gleichspannungsspeisung - Vfl2. wobei der Schleifer des Potentiometers R 9 über ein weiteres Potentiometer Λ 11 und einen Widerstand R 12 mit der Speisung V02 verbunden ist. Der Widerstand R 7, der die Teilbildparabel überträgt, ist mit dem Verbindungspunkt von Λ11 und R12 verbunden, wobei der Schleifer des Potentiometers R 11 mit der Basis des Transistors Tr4 verbunden ist. Das Potentiometer R 11 schafft ein Mittel zur Regelung der Amplitude der Parabel durch Einstellung der Wechselstromamplitude, die dem Transistor TrA zugeführt wird, während das Potentiometer R 9 ein Mittel zur Regelung der wiedergegebenen Breite schafft und zwar durch Einstellung der Gleichstromvorspannung für diesen Transistor.

Außer der Teilbildparabel, die von dem Integrator 12 erhalten wird, wird der Basis des Transistors TrA eines Teilbildsägezahnflanke mit geringer Amplitude, die von dem Widerstand R1 abgeleitet wird, über einen Widerstand R 13 zugeführt und zwar zum Anheben der Parabel. Dieses Anheben wird zum Korrigieren der Trapezverzerrung bei der Wiedergabe an der Farbwiedergaberöhre benutzt.

Eine dreieck- oder sägezahnförmige Wellenfolge mit der Zeilenfrequenz, die von dem Zeilenoszillator und Treiberstufe 9 herrührt, wird über einen Widerstand R 14 und einen Emitterfolger pnp-Transistor Tr6 der Basis des Transistors 7V5 zugeführt, wobei die Emitter-Basisverbindung über einen Widerstand R 15 mit der Speisung + Vg2 verbunden ist. Die Transistoren Tir4 und 7>5 sind emittergekoppelt, wobei die Emitterelektroden über einen Widerstand R 16 mit der Speisung + Vbi verbunden sind. Der Transistor 7V5 ist in denjenigen Teilen der seiner Basis zugeführten Spannungswellenfolge völlig leitend, die einen durch die Parabel an der Basis des Transistors TrA bestimmten Pegel überschreiten und ist in anderen Teilen gesperrt. Die dreieckförmige Zeilenfrequenzwelle wird dadurch in eine Folge von zeilenfrequenten Impulsen umgewandelt, deren jeweilige Impulsdauer von der jeweiligen Amplitude der Parabel abhängig ist, die mit der Teilbildfrequenz ändert. Die dauermodulierte Zeilenfrequenzimpulsfolge, die also am Verbindungspunkt des Kollektors des Transistors TrA mit dem Belastungswiderstand R17 erhalten wird, wird der Basis des Schalttransistors Tr 2 zugeführt.

Die geschaltete Speisespannungsschaltung besteht in Fig. 2 aus dem Transistor TrZ der Spule LA, die zwischen der ersten Eingangsklemme der Speiseschaltung und dem Kollektor dieses Transistors liegt, der Diode D2, die zwischen dem genannten Kollektor und der erster. Speisungsausgangsklemme liegt und dem Kondensator C 4, der zwischen dieser Ausgangsklemme und Erde liegt. Die zweiten Eingangs- und Ausgangsklemmen der Speiseschaltung sind beide mit Erde verbunden. Die erste Eingangsklemme ist mit dem Verbindungspunkt der Dioden D und D' verbunden, woran Zeilenrücklaufimpulse vorhanden sind. Die Eingangsspannung V3 zur Speisung ist deswegen ein zeilenfrequentes Impulssignal, wobei die Spitzen der Rücklaufimpulse derselben eine parabelförmige Umhüllende mit der Teilbildfrequenz haben, wobei der Wert der Signalspannung während der Zeilenhinlaufzeit Null ist. Es sei erwähnt, daß die Spule LA nicht nur den Schaltstrom integriert sondern auch zum Isolieren der modulierten Zeilenimpulse von dem Schaltkreis dient.

Die Spannungsquelle 5. deren Spannung dem Ausgang der geschalteten Speisespannungsschahung aufgeprägt wird, wird durch eine Gleichnchterschaltung für Zeilenimpulse gebildet. Derartige Impulse sind an einem Ende einer Sekundärwicklung Z. 5 des Zeilenaus-■-, gangstransformators 7"vorhanden, deren anderes Ende mit Erde verbunden ist und werden während der Zeilenhinlaufzeiten durch eine Diode D 3 gleichgerichtet, deren Kathode mit der obengenannten ersten Ausgangsklemme der geschalteten Speisespannungs-

Hi schaltung verbunden ist. Da die Ausgangsspannung eines Aufwärtswandlers immer gleich oder höher ist als die Eingangsspannung, hat die Spannung v₂ einen Wert, der wenigstens der Amplitude der Spannung ιί entspricht, wobei ιί der Mittelwert der parabelförmigen

r, Umhüllenden mit der Teilbildfrequenz der Spannung vj plus eines etwaigen Anteils ist und zwar zum Schaffen einer Regelung der Bildbreite, d. h. etwa 38 V in dem obengenannten Beispiel. Ein Wert von 38 V ist durchaus geeignet beispielsweise für die Speisespannung der

2(i Bildausgangsstufe 11 des Empfängers. Die Anzahl Windungen der Wicklung Z. 5 muß derart gewählt werden, daß die Amplitude der Impulse daran einer gleichgerichteten Spannung von etwa 38 V entspricht, d. h. etwa 350 V. Wenn die Versorgungsspeisespannung

r> + Kai konstant gehalten wird, beispielsweise weil sie mittels einer stabilisierten Thyristorspeisespannungsschaltung erzeugt wird, wird diese Amplitude und dadurch die gleichgerichtete Spannung ebenfalls nahezu konstant bleiben. Die Energie von der Zeilenablenk-

JIi schaltung über die Spule LA, welche Energie 2 bis 4 Watt beträgt und zwar abhängig von der Einstellung der Bildbreite, ist also nicht verloren sondern wird wiedergewonnen und als Speisestrom der Bildzeitbasis-Speiseleitung zugeführt, wodurch der Wirkungsgrad des

j-, Ablenktcils des Empfängers verbessert wird, !n diesem Zusammenhang dürfte es einleuchten, daß geschaltete Speisestufen sehr wenig Verluste herbeiführen.

Die Transistoren 7V4 und Tr5 der Vergleichsschaltung können mit derselben Speisespannung von etwa

4(i 12 V wie der Zeilenoszillator- und Treiberstufe 9 gespeist werden, welche Speisespannung durch Gleichrichtung der Zeilenimpulse an einer weiteren Wicklung des Transformators T erhalten wird. Es soiien dann jedoch auf bekannte Weise Maßnahmen getroffen

■r, werden zur Gewährleistung davon, daß die Anordnung beim Einschalten des Fernsehempfängers erregt wird.

Wenn die Spannung v? konstant ist. ist die Spannung v, nur eine Funktion des Verhältnisses ό. Die zusätzliche Verwickeltheit des Vergleiches der Form der Spannung

-,ο ιί mit der des Bezugssignals, das von der Bildzeitbasis herrührt, wie bei F i g. 1 beschrieben wurde, ist nun nicht vorhanden. Die geeignete F'orm wird durch Anpassung der Form dieses Bszu^ssi^nsls und/oder der Andf^u⁰⁰ des Verhältnisses 6 zum Erhalten der gewünschten

ν-. Änderung der Spannung v, immer erhalten. Dies wird weiter vereinfacht in dem Falle eines Aufwärtsumwandlers und zwar wegen der Tatsache, daß die Beziehung

I -Λ

in diesem hall guiug ist. was bedeutet, daß vi eine lineare Funktion von vi und von ό ist. Die geeignete Form wird dadurch für vi erhalten wenn die Parabel die richtige Form hat, wobei die einzige Bedingung ist. daß die Vergleichsanordnung auf lineare Weise die analoge Parabel in eine digitale umwandelt, was durch den linearen Charakter der gewählten Schaltungsanordnung

Il

27 OO 103

und die niedrige Beiriebsfrequenz gewährleistet wird, unter der Bedingung jedoch, daß die dreieckige Wellenform mit der Zeilenfrequenz, die dem Transistor 7>6 zugeführt wird, linear ist.

Wenn jedoch die Spannung ri nicht konstant ist sondern Änderungen aufweist, kann die Amplitude der dreieckigen Wellenform mit der Zeilenfrequenz, die dem Transistor Trb zugeführt wird, derart gemacht werden, daß sie den Änderungen proportional folgt, wobei die sich daraus ergebende weitere Modulation der Schaltimpulse für den Transistor Tr 2 die Spannung i'i unabhängig von diesen Änderungen macht.

Ein weiterer Vorteil der aufwärts umwandelnden Speiseschaltung ist die Tatsache, daß das Verhältnis b alle Werte zwischen 0 und 1 annehmen kann, wobei diese äußersten Werte theoretisch eingeschlossen sind und dadurch kann das Verhältnis der Spannung v, ?ur Spannung v₂ theoretisch alle Werte zwischen 1 und 0 annehmen. Das Verhältnis δ könnte also von Null am Anfang einer Bildhinlaufzeit bis 1 in der Mitte dieser Zeit und danach wieder nach Null am Ende derselben, wobei diese Änderung eine quadratische Funktion der Zeit ist. Der minimal mögliche Wert der Spannung ιί ist dadurch Null. Der vollständige Änderungsbereich des Verhältnisses ό kann also völlig benutzt werden. Mit anderen Typen für die Speisespannungsschaltung kann das Verhältnis ό keine niedrigen Werte annehmen. Mit dem in Vorwärtsrichtung arbeitenden Wandler nach Fig. 1 beispielsweise ist die Spannung \ί umgekehrt proportional zum Verhältnis ö. so daß ö nicht zu klein werden darf.

Im Vergleich zu früher vorgeschlagenen Modulationsbelastungen, die nicht auf Betrieb im Schaltmodus beruhen, kann die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 den Energieverbrauch in den Abtenkschahunger. um 3 Watt verringern. Außerdem sind die durch den Transistor Tr 2, der als Schalter wirksam ist, verursachten Verluste geringer als wenn er als eine veränderliche Belastung wirksam ist, so daß ein Transistor mit geringerer Leistung verwendet werden kann. Eine derartiger kann billiger sein und braucht nicht mittels beispielsweise einer Wärmeableitvorrichtung gekühlt zu werden. Da die Spule LA ebenfalls in der bekannten

ί Schaltungsanordnung als eine Filterdrossel notwendig ist, sind die einzigen zusätzlichen Elemente die Diode D2 und die Vergleichsanordnung. Die neue Anordnung ist deswegen was die Kosten anbelangt mit der bekannten Anordnung vergleichbar, während Raum

in gespart wird, durch die Tatsache, daß die Wärmeableitvorrichtung nicht notwendig ist und sich zur Ausbildung in Form einer integrierten Schaltung eignet.

Wie bisher beschrieben wurde, ist die Korrektur der Kissenverzeichnung in der Ost-Westrichtung, so daß

Γι der Strom durch die Zeilenablenkspule Ly etwa am Anfang und am Ende einer Teilbildhinlaufzeit verringert wird. Die Schaltungsanordnung kann auch mit Korrekturschaltungen arbeiten, die den Strom durch die Zeilenablenkspule Ly etwa in der Mitte dieser Zeit

-¹H erhöht. In einem derartigen Fall könnte F i g. 1 geändert werden, wobei dann die gemeinsame Leitung für die Einzelteile D'. C Ct', D 2, CA und R mit der negativen Spannungsleitung verbunden wird, wobei die Spannung am Kondensator Ci dann eine negativ verlaufende

:> Parabel ist unterhalb dem Nullpoteniial. Der Transistor 7>2 kann in einem derartigen Fall entweder umgekehrt verbunden oder durch einen pnp-Transistor ersetzt werden.

Die Schaltungsanordnung wurde zum Korrigieren

κι von Kissenverzeichnung in der Ost-Westrichtung beschrieben. Es dürfte jedoch einleuchten, daß die Schaltungsanordnung auch für andere Korrekturen verwendet werden kann, beispielsweise zur Stabilisierung der Amplitude des Ablenkstromes gegen Schwan-

ü kungen in der Speisespannung aus dem Versorgungsnetz und gegen Schwankungen in der Hochspannung. Dies kann gleichzeitig mit der Korrektur der Kissenverzeichnung erhalten werden.

Hier/u 2 Watt Zeichnungen

Claims (11)

Patentansprüche:

1. Zeilenablenkschaltungsanordnung für eine Bildwiedergabevorrichtung zur Rasterkorrektur in der Zeilenrichtung, bei der an einem Hinlaufkondensator, der eine Hinlaufspannung liefert, mittels eines Modulators eine vertikalfrequente, etwa parabelförmig verlaufende Spannung erzeugt wird und mittels eines zeilenfrequent schaltenden Schaltelementes _w die Hinlaufspannung an eine Zeilenablenkspule zum Erzeugen eines durch die Spule fließenden Zeilenablenkstromes angelegt wird, so daß die Amplitude des erzeugten Zeilenablenkstromes während der Hinlaufzek geändert wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator durch eine im Schaltmodus arbeitende Stufe (M) gebildet wird, der mit der Schaltfrequenz Steuerimpulse, die entsprechend der gewünschten Modulation, z. B. im Tastverhältnis, verändert werden, zugeführt werden und die so die Modulation der Hinlaufspannung erzeugt und deren Ausgangsklemmen mit einer Belastung C/ty verbunden sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltstufe mit der Zeilenfrequenz geschaltet wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die geschaltete Speisespannungsschaltung einen durch periodische Impulse gesteuerten Schalter zum wechselweisen Steuern _i() des genannten Schalters in den leitenden bzw. gesperrten Zustand enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer der Steuerimpulse abhängig von der an den Ausgangsklemmen des Modulators vorhandenen Spannung (Vi) eingestellt wird. j-,

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durcn eine Vergleichsstufe zum Vergleichen der Spannung an den Ausgangsklemmen des Modulators mit einem Bezugssignal.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch «> gekennzeichnet, daß an der Belas<ung (R) eine Spannung Cv₂) mit einem vorbestimmten Wert vorhanden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung (V₂) ^an der 4-, Belastung nahezu konstant ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Belastung eine Diode mit einer konstanten Bezugsspannung enthält.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch -,<) gekennzeichnet, daß die Spannung Cv₂) der Belastung durch Gleichrichtung von Zeilenimpulsen erhalten wird.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die geschaltete Speise- y, spannungsschaltung eine Drossel zum Integrieren des Schaltstromes enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Drossel (L 4) ebenfalls zum Trennen der Zeilenablenkschaltung von der Schaltstufe wirksam ist. _bl)

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der durch die Belastung fließende Strom wenigstens teilweise durch Speiseströme gebildet wird, die Teilen einer Bildwiedergabeanordnung Leistung liefern. h^r>

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie die Reihenschaltung aus einer Spule /7.4). einer Diode (D 2) und einem Kondensator (C4) enthält, welche Reihenschaltung zwischen einer ersten und einer zweiten Modulationsklemme (mit V3 zwischen denselben) liegt, und daß sie weiter einen Schalttransistor (Tr2) enthält, dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt der Spule und der Diode, dessen Emitter mit der genannten zweiten Modulationsklemme, und dessen Basis mit der Ausgangsklemme eines Impulsdauermodulators (Tr4, TrS) zum Modulieren der Dauer der Zeilenfrequenzimpulse entsprechend einem Bezugssignals verbunden ist, wobei eine Wicklung (L S) eines Zeilenausgangstransformators (T) über eine Diode (D 3) mit dem Kondensator (C4) verbunden ist