DE1462925C3 - Transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit Ladekondensator für Fernsehempfänger - Google Patents
Transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit Ladekondensator für FernsehempfängerInfo
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 title claims description 44
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 11
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 claims description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims 1
- 241001646071 Prioneris Species 0.000 description 8
- 230000002452 interceptive Effects 0.000 description 4
- 206010044565 Tremor Diseases 0.000 description 3
- 230000000903 blocking Effects 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 230000001419 dependent Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 206010040007 Sense of oppression Diseases 0.000 description 1
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired Effects 0.000 description 1
- 230000000051 modifying Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic Effects 0.000 description 1
- 230000033764 rhythmic process Effects 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised Effects 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
Description
Die Erfindung betrifft eine Vertikalablenkschaltung für Fernsehempfänger, bei der der Ausgang eines
transistorisierten Verstärkers mit seinem Eingang über einen Gegenkopplungszweig verbunden ist, welcher
einen Ladekondensator, der über einen Ladewiderstand aufgeladen und über einen Schalttransistor periodisch
entladen wird, aufweist, bei der ferner der Verstärker mit dem Schalttransistor zu einem astabilen Multivibrator
zusammengeschaltet ist sowie Stabilisierungsmaßnahmen zur Unterdrückung unerwünschter Schwingungen
vorgesehen sind und als Anschwinghilfe der Emitter des Verstärkerendtransistors über einen niederohmigen
Festwiderstand an eine Gleichspannungsquelle gelegt und über einen die Emitterspannung gegenkoppelnden
Rückkopplungszweig mit der Basis des Schalttransistors verbunden ist.
In den gleichzeitig eingereichten Patentanmeldungen (P 14 62 924.4-31 bis P 14 62 928.8-31) werden transistorbestückte
Vertikalablenkschaltungen für Fernsehempfänger vorgeschlagen, die nach dem Prinzip des
sogenannten Miller-Integrators arbeiten. Bei diesen Schaltungen hängt die Kurvenform des die Vertikakinlenkwicklung
des Empfängers durchfließenden Stromes von einer Sägezahnspannung ab, die an dem im
Gegenkopplungszweig eines hochverstärkenden Transistorverstärkers liegenden Ladekondensator entsteht.
Es sind auch nach dem Miller-Prinzip arbeitende Ablenkschaltungen bekannt, bei welchen der Verstärker
des Miller-Integrators mit dem Entladetransistor zu einem astabilen Multivibrator zusammengeschaltet ist,
so daß eine selbstschwingende Ablenkschaltung entsteht. Damit diese Schaltung beim Einschalten des
Empfängers sicher anschwingen soll, ist die Basis des Schalttransistors über die Reihenschaltung eines Kondensators
mit zwei Widerständen an die Stromversorgungsquelle angeschlossen, so daß auf die Basis ein
Einschaltimpuls gelangt, welcher als Triggerimpuls wirkt. Die an die Basis angeschlossenen Schaltungselemente
stellen jedoch im normalen Betrieb eine zusätzliche Belastung des Eingangskreises des Schalttransistors
dar.
Es ist ferner eine Vertikalablenkschaltung bekannt (US-Patentschrift 31 34 928), bei welcher der über einen
Widerstand an Masse liegende Emitter des Verstärkerendtransistors über einen weiteren Widerstand auf die
Basis des Schalttransistors gekoppelt ist. Wenn hierbei der aus dem Verstärker und dem Schalttransistor
gebildete astabile Multivibrator nicht anschwingen will und-der Endtransistor des Verstärkers in seinem
Sättigungszustand blockiert, dann baut sich an seinem Emitterwiderstand entsprechend dem Sättigungsstrom
eine relativ hohe Gleichspannung auf, die über den Rückkopplungszweig zur Basis des Schalttransistors
gelangt und diesen in den Leitungszustand steuert. Dadurch ändert sich die Vorspannung des Verstärkerendtransistors
in einer Richtung, so daß dieser Transistor aus seinem Sättigungszustand herauskommt.
Im eingeschwungenen Zustand der Ablenkschaltung kommt der Verstärkerendtransistor nicht in die
Sättigung, und die an seinem Emitterwiderstand entstehende Spannung bleibt so klein, daß sie praktisch
keinen Einfluß auf die Steuerung des Schalttransistors mehr hat.
Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Verbesserung der Synchronisierschärfe bei einer derartigen
Ablenkschaltung, so daß ein besserer Bildstand erreicht wird. Diese Aufgabe wird bei einer Vertikalablenkschaltung
für Fernsehempfänger, bei der der Ausgang eines transistorisierten Verstärkers mit seinem Eingang über
einen Gegenkopplungszweig verbunden ist, welcher einen Ladekondensator, der über einen Ladewiderstand
aufgeladen und über einen Schalttransistor periodisch entladen wird, aufweist, bei der ferner der Verstärker
mit dem Schalttransistor zu einem astabilen Multivibrator zusammengeschaltet ist sowie Stabilisierungsmaßnahmen
zur Unterdrückung unerwünschter Schwingungen vorgesehen sind und als Anschwinghilfe der Emitter
des Verstärkerendtransistors über einen niederohmigen Festwiderstand an eine Gleichspannungsquelle gelegt
und über die Emitterspannung gegenkoppelnden Rückkopplungszweig mit der Basis des Schalttransistors ,
verbunden ist, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zur '■
Verbesserung der Synchronisierschärfe in den Rückkopplungszweig in mitkoppelndem Sinne die Sekundärwicklung
eines Transformators geschaltet ist, dessen :
Primärwicklung im Kollektorkreis des Verstärkerendtransistors liegt. Hierdurch werden die im Kollektorkreis
auftretenden Impulse des Ablenkstromes auf die Basis des Schalttransistors zurückgekoppelt, so daß
densators 68 mit der Wicklung V gebildet.
Der Rückkopplungszweig zwischen der Klemme Y und dem Verstärkereingang an der Basis des Transistors
20 enthält außer dem Kondensator 80 einen mit diesem in Reihe geschalteten Widerstand 130, der zur Erhaltung
der Ablenklinearität bei Temperaturschwankungen mit einem Thermistor 131 überbrückt ist. Die Basis 23 des
Transistors 20 ist außerdem über einen veränderlichen Widerstand 84 in Reihe mit Festwiderständen 85, 141
mit Masse verbunden. Die Rückkopplung über den Kondensator 80 stellt eine Gegenkopplung dar, da die
Emitterverstärkerstufen 20, 40 keine Phasenumkehr bewirken, so daß in der Rückkopplungsschleife nur eine
einzige Phasenumkehr vorkommt, die durch die Stufe 60 eingeführt wird.
Zur Erläuterung der Arbeitsweise der beschriebenen Schaltung sollen zuerst die Emitterverstärkerstufen 20,
40 außer acht gelassen werden, d. h., es soll angenommen werden, daß die Klemme O direkt mit der Basis 63
des Ausgangstransistors 60 verbunden ist. Wenn der Transistor 90 gesperrt ist, leitet der Transistor 60, und es
besteht ein Ladekreis für den Kondensator 80 zwischen B+ und Masse. Dieser Ladekreis enthält eine
Reihenschaltung aus dem leitenden Ausgangstransistor 60, einem Teil der Wicklung 69P, den Blockkondensator
68, die Parallelschaltung 130-131, den Kondensator 80, den Widerstand 85, den verstellbaren Widerstand 84
und den Widerstand 141. Unter der Annahme, daß der Widerstandswert des Widerstands 84 groß im Vergleich
zu den Widerstandswerten der Widerstände 85, 130, 131,141 ist, bestimmt in erster Linie der Widerstand 84
die Aufladegeschwindigkeit und kann dementsprechend zur Einstellung der Rasterhöhe von Hand verwendet
werden.
Die Gegenkopplung wirkt Potentialänderungen an der Klemme O während der Ladeperiode entgegen. Der
Strom durch den Widerstand 84 ist dementsprechend verhältnismäßig konstant. Durch den konstanten Ladestrom
für den Kondensator wird ein hoher Grad von Linearität der entstehenden Sägezahnspannung gewährleistet.
Die Ladezeitkonstante ist wegen der dynamischen Wirkung des Verstärkers, die die wirksame
Kapazität um einen vom Verstärkungsgrad abhängigen Faktor vervielfacht, wesentlich größer als es den
Werten des Kondensators 80 und des Widerstandes 84 entspricht.
Wenn der Widerstand 90 leitet, wird der Transistor 60 gesperrt und ein Entladekreis für den Kondensator 80
gebildet, der in Reihe den leitenden Transistor 90, den Kondensator 80, die Parallelschaltung 130-131, die
Ablenkwicklungen V, V und den Thermistor 172 enthält. Die Entladungsgeschwindigkeit wird in erster
Linie durch die Parallelschaltung 130-131 bestimmt, wobei der Widerstandswert dieser Parallelschaltung
entsprechend kleiner bemessen ist als der des Widerstandes 84, entsprechend der vorherigen Annahme,
und des Thermistors 172, so daß also die Entladezeitkonstante wesentlich kleiner ist als die
Ladezeitkonstante.
Aus der vorstehenden kurzen Beschreibung ist ersichtlich, daß durch das periodische Umschalten des
Transistors 90 zwischen dem leitenden und dem nichtleitenden Zustand am Kondensator 80, d. h.
zwischen der Klemme Y und Masse, eine im wesentlichen lineare Sägezahnspannung erzeugt wird,
die in den praktisch einen reellen Widerstand darstellenden Ablenkwicklungen V, V'den gewünschten
sägezahnförmigen Strom fließen läßt.
Für die oben beschriebene Arbeitsweise ist es jedoch wesentlich, daß die Eingangsimpedanz des Transistorverstärkers
an der Klemme O sehr hoch ist. Enthielte der Verstärker nur einen Flächentransistor 50, würde
die Aufladung des Kondensators durch dessen relativ niedrige Eingangsimpedanz beeinträchtigt werden, und
die Sägezahnschwingung wäre verzerrt. Durch die Einschaltung der Emitterverstärkertransistoren 20, 40
zwischen die Klemme Ound die Basis 63 des Transistors
60 wird die Eingangsimpedanz an der Klemme O ausreichend hoch. Die Emitterverstärkerstufen erhöhen
auch die Stromverstärkung in der Gegenkopplungsschleife, so daß der Vergrößerungsfaktor für die durch
den Kondensator 80 gebildete Miller-Kapazität ansteigt und dieser ein verhältnismäßig kleiner, stabiler und
preiswerter Papierkondensator mit einem Kapazitätswert von beispielsweise 0,1 μΡ sein kann.
Im folgenden soll nun auf mögliche Instabilitäten der beschriebenen Schaltung und Maßnahmen zu deren
Beseitigung eingegangen werden.
Eine solche Maßnahme besteht gemäß der Erfindung darin, daß der Transistor 60 an einer Blockierung im
gesättigt leitenden Zustand gehindert wird, da dann keine Multivibratorschwingungen eintreten könnten.'
Ein solcher Zustand könnte unter Umständen beim Einschalten des Empfängers eintreten, wenn nicht
besondere Maßnahmen getroffen werden. Um die Blockierung des Transistors zu verhindern, wird in den
Emitterkreis des Ausgangstransistors 60 ein niederohmiger Widerstand 62 eingeschaltet, dessen Widerstandswert
beispielsweise kleiner als 1 Ohm ist. Im normalen Betrieb hat ein so kleiner Widerstand keinen
merklichen Einfluß. Wenn der Transistor 60 jedoch in die Sättigung zu gehen strebt, tritt am Widerstand 62 ein
merklicher Spannungsabfall auf. Diese Spannung wird über einen Rückkopplungsweg, der eine Sekundärwicklung
69S des Transformators 69, einen Einfangregler 110 und einen Widerstand 111 in einer Reihenschaltung
enthält, auf die Basis 93 des Transistors 90 rückgekoppelt und leitet die gewünschte Multivibratorwirkung ein.
Der die Wicklung 69S enthaltende Rückkopplungszweig dient zur Verbesserung der Synchronisationsschärfe. Durch den Rückkopplungszweig 120, 122 wird
ein S-förmiger Verlauf des Ablenkstromes erzielt.
Der beschriebene Ablenkkreis kann weiterhin dazu neigen, außer mit der gewünschten Rasterfrequenz von
z. B. 60 oder 50 Hertz auch mit der halben Rasterfrequenz, also 30 oder 25 Hertz zu schwingen.
Dies kann auf die Tatsache zurückgeführt werden, daß die Ladung des Kondensators 80 bei Beginn der langen
Flanke des Sägezahns von der Spitzenamplitude des Rücklaufimpulses an der Klemme Y abhängt, die
ihrerseits eine Funktion der Amplitude des Sägezahns während der vorangegangenen langen Flanke ist. Wenn
solche Störschwingungen bei der ersten Subharmonischen nicht verhindert werden, können sich aufeinanderfolgende
Sägezahnschwingungen in der Amplitude unterscheiden und in der Praxis im Rhythmus einer 30-
oder 25-Hertz-Schwingung pulsieren, was ein störendes Zittern bei der Wiedergabe zur Folge hat. ■
Dieses Zittern wird bei der Stabilisierungseinrichtung gemäß der Erfindung durch eine Klemmschaltung mit
einer Diode 150 verhindert. Die Diode 150 ist mit ihrer Kathode direkt mit 'dem Verbindungspunkt des
Kondensators 80 und des Entladewiderstandes 130 verbunden. Die Anode der Diode 150 ist mit B+ über
ein RC-Netzwerk verbunden, das einen großen Kondensator 151 enthält, der durch eine Reihenschal-
dessen Schaltzeitpunkte genauer definiert sind.
Bei Vertikalablenkschaltungen der beschriebenen Art können subharmonische Schwingungen mit der halben
Rasterfrequenz auftreten, welche ein Zittern des wiedergegebenen Bildes verursachen. Zur Unterdrükkung
solcher unerwünschten Schwingungen kann ferner eine mit einem Parallel-/?C-Glied in Reihe geschaltete
Diode von dem dem Schalttransistor abgewandten Ende des im Gegenkopplungszweig liegenden Ladekondensators
auf eine Gleichspannungsquelle geführt sein. Eine derartige Klemmschaltung ist bereits bekannt;
sie begrenzt die im Rückkopplungszweig auftretenden Spannungsspitzen des Ablenksignals auf eine konstante
Höhe, so daß der im Rückkopplungszweig liegende Kondensator gleichmäßig aufgeladen wird und unterfrequente
Schwingungen vermieden werden.
Außer den unterfrequenten Störschwingungen können in den Vertikalablenkschaltungen auch hochfrequente
Störschwingungen auftreten. Zur Vermeidung solcher Schwingungen können bei einem Verstärker,
der einen zweiten und einen dritten als Impedanzwandler geschalteten Transistor enthält, die hintereinander
zwischen den Schalttransistor und die Basis des Verstärkerendtransistors geschaltet sind, in weiterer
Ausgestaltung der Erfindung die miteinander verbündenen Kollektoren des zweiten und dritten Transistors
über einen Kondensator mit dem -Eingang des Verstärkers verbunden sein. Auf diese Weise werden die
beiden zusätzlichen Transistoren gleichzeitig mit nur einem einzigen Kondensator derart gegengekoppelt,
daß höherfrequente Störschwingungen unterbunden werden. Die Vorschaltung eines Emitterfolgertransistors
vor dem Verstärkerendtransistor zur Erhöhung der Stromverstärkung und Erhöhung des Eingangswiderstandes
des Verstärkers ist an sich bekannt, jedoch sind keine Maßnahmen zur Unterdrückung derartiger
Störschwingungen vorgesehen.
Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert, die ein Schaltbild des Ausführungsbeispieles
der Erfindung zeigt.
Die dargestellte Vertikalablenkschaltung läßt in Vertikalablenkwicklungen V, V einer nicht dargestellten
Bildröhre des Empfängers einen sägezahnförmigen Strom fließen. Die Vertikalablenkwicklungen V, V sind
'<) in Reihe zwischen eine Klemme B+ einer Gleichspannungsquelle
des Empfängers und eine Eingangsklemme
V des Ablenkspulensatzes geschaltet. Der sägezahnförmige
Strom in den Vertikalablenkwicklungen, die einen im wesentlichen reellen Widerstand darstellen, wird
durch eine sägezahnförmige Spannung an der Klemme
Y erzeugt. Diese sägezahnförmige Spannung wird ihrerseits durch eine Transistorschaltung erzeugt, die
auf dem Prinzip des Miller-Integrators beruht.
Die Ablenkschaltung enthält einen hochverstärkenden Verstärker mit drei hintereinandergeschalteten
Transistoren 20,40,60. Der Ausgang des Verstärkers ist
über einen Gegenkopplungszweig, der einen Kondensator 80 enthält, mit dem Eingang des Verstärkers
verbunden. Der Kondensator 80 wird durch einen Schalttransistor 90 abwechselnd aufgeladen und entladen.
Die an der Klemme Y auftretende Ausgangsspannung des Verstärkers hat die Form eines Sägezahnes
mit im wesentlichen linearer langer Flanke.
Wenn der Schalttransistor 90 leitet, schließt er die Eingangsklemme O an der Basis des Transistors 20 des
gegengekoppelten Verstärkers mit der Klemme B+ der Betriebsspannungsquelle kurz. Wenn der Transistor 90
dagegen gesperrt ist, stellt die den Transistor 90 enthaltende Stufe für die Klemme O praktisch einen
unendlichen Widerstand dar. Der Transistor 90 schaltet zwischen diesen beiden Betriebszuständen periodisch
um, da der Transistor 90 zusammen mit dem Ausgangstransistor 60 einen astabilen Multivibrator
bildet. Um die Schwingungen aufrechtzuerhalten, ist der die Ausgangselektrode darstellende Kollektor 95 des
Transistors 90 mit der die Eingangselektrode darstellenden Basis 63 des Transistors 60 über die Transistoren 20
und 40 gekoppelt, während der die Ausgangselektrode bildende Kollektor 65 des Transistors mit der die
Eingangselektrode darstellenden Basis 93 des Transistors 90 über einen Rückkopplungswiderstand 100
verbunden ist. Die Multivibratorschwingungen werden durch Synchronimpulse synchronisiert, die von einer
Klemme P2 über einen Widerstand 92 und einen mit
diesem in Reihe geschalteten Kondensator 94 der Basis 93 des Schalttransistors 90 zugeführt werden. Die
Klemme Pi ist mit dem Ausgang einer nicht dargestellten
Synchronimpulsabtrennstufe des Fernsehempfängers verbunden. Ein spannungsabhängiger Widerstand
140 und Widerstände 141,142 dienen zur Stabilisierung
gegenüber Netzspannungsschwankungen.
Der Rückkopplungswiderstand 100 ist zwischen die Ablenkspuleneingangsklemme Vund den Verbindungspunkt zwischen Widerstand 92 und Kondensator 94
geschaltet. Zwischen dem genannten Verbindungspunkt undider Klemme B+ der Betriebsspannungsquelle liegt
ein RC-Parallelnetzwerk auf einem Widerstand 101, der
durch einen Kondensator 103 überbrückt ist, es dient zur Impulsformung, integriert die von der Klemme Y
rückgekoppelten Impulse teilweise und verhindert eine unerwünschte Rückkopplung von Zeilenimpulsen, die
gegebenenfalls unbeabsichtigterweise durch die Horizontalablenkwicklungen des Ablenkspulensatzes in den
Vertikalablenkwicklungen induziert werden.
Der Transistor 20 ist als Emitterverstärker geschaltet, seine Emitterelektrode 21 ist dabei über einen
Emitterwiderstand 26 mit einer Klemme B+ t, an der eine erhöhte Betriebsgleichspannung liegt, verbunden.
Der Transistor 40 bildet eine zweite Emitterverstärkerstufe, die als Emitterlast des Emitterfolgertransistors 20
erscheint. Die Basis 43 des Transistors 40 ist direkt mit dem Emitter 21 des Transistors 20 verbunden, während
der Emitter 41 des Transistors 40 über einen Emitterwiderstand 46 mit der Klemme B+ + verbunden
ist. Die Kollektorelektroden 25, 45 der beiden Emitterverstärker-Transistoren sind beide an einen
Abgriff eines niederohmigen Spannungsteilers angeschlossen, der zwischen B+ und Masse geschaltet ist.
Der Spannungsteiler enthält zwei in Reihe geschaltete Widerstände 32, 34 mit deren Verbindungspunkt die
Kollektorelektroden 25,45 verbunden sind.
Das Ausgangssignal der hintereinandergeschalteten Emitterverstärkerstufen wird vom Emitter 41 des
Transistors 40 direkt der Basis 63 des Ausgangstransistors 60 zugeführt. Der Emitter 61 des Transistors 60 ist
über einen Widerstand 62, auf dessen Funktion noch eingegangen wird, mit der Klemme B+ verbunden.
Zwischen der Kollektorelektrode 65 des Transistors 60 und Masse besteht ein Gleichspannungsweg über eine
Primärwicklung 69P eines Transformators 69. Der Kollektorkreis schließt sich wechselstrommäßig über
einen Teil der Wicklung 69P, einen Blockkondensator 68, die Vertikalablenkwicklungen V, V und einen
zwischen die Wicklungen V, Vgeschalteten Thermistor
172 sowie den Emitterwiderstand 62. Die Eingangsklemme Y wird durch den Verbindungspunkt des Blockkon-
tung aus einem veränderlichen Widerstand 152 und einem Festwiderstand 153 überbrückt ist Die Diode 150
ist so gepolt, daß sie während der Rücklaufimpulsspitzen leitet und diese Spitzen auf ein Bezugspotential
klemmt, das am Kondensator 151 entsteht. Die Zeitkonstante des den Kondensator 151 enthaltenden
ÄC-Netzwerkes wird so groß gewählt, daß die unerwünschte Modulation mit 30 bzw. 25 Hertz
unterdrückt wird, wenn sich die Vorspannung am Kondensator 151 einmal aufgebaut hat Die Vorspannung
der Klemmdiode 150 ist jedoch mit Absicht keine feste Spannung, sondern ändert sich entsprechend
langzeitlichen Änderungen der Spitzenspannung der Rücklaufimpulse, so daß sie sich langsamen Schwankungen
anpaßt, die auf anderen Änderungen der Ablenkparameter beruhen.
Der veränderliche Widerstand 152 ermöglicht eine Einstellung der Vorspannung der Klemmdiode von
Hand und kann zur Einstellung der Linearität verwendet werden. Sein Einfluß ist jedoch im
wesentlichen auf das obere Viertel des Bildes beschränkt, das dem Teil der Ablenkung entspricht,
währenddessen der Übergang in den Betriebszustand erfolgt, der für einen Miller-Integrator typisch ist
Andere zu stabilisierende Störungen rühren von der Zuordnung mehrerer Rückkopplungszweige zu einem
hochverstärkenden Verstärker her. Bei einer -solchen Anordnung können verschiedene ungewollte Schleifen
vorhanden sein, die das Entstehen hochfrequenter Schwingungen verursachen, z. B. Schwingungen mit
Frequenzen von einigen Megahertz. Um solche hochfrequenten Störschwingungen zu unterdrücken,
enthält die Stabilisierungseinrichtung gemäß der Erfindung einen Kondensator 160, der zwischen den
Verbindungspunkten der Kollektoren 25, 45 der Transistoren 20, 40 und die Basis 23 des Transistors 20
geschaltet ist.
Die Widerstände 32, 34 im Kollektorkreis der die Transistoren 20,40 enthaltenden Stufen stellen zwar bei
der gewünschten Betriebsfrequenz keine nennenswerte Belastung dar, sie können jedoch bei hohen Störfrequenzen
eine erhebliche Belastung bilden. Die Gegenkopplung von dieser Belastung über den Kondensator
160 setzt den Verstärkungsgrad für die unerwünschten hohen Frequenzen dann so weit herab, daß Schwingungen
bei diesen hohen Frequenzen unmöglich sind. Die dargestellte Anordnung dieses Gegenkopplungszweiges
hat sich als optimal erwiesen, da sie hier unter Verwendung eines relativ kleinen, billigen Kondensators,
z. B. eines Scheibenkondensators, bewirkt werden kann. Andere Gegenkopplungen erfordern größere,
teurere Kondensatoren. Anscheinend rührt der erwähnte Vorteil davon her, daß der in der dargestellten und
beschriebenen Weise geschaltete Kondensator 160 zwei Funktionen ausübt Der einzige Kondensator 160
koppelt nämlich zwei hintereinandergeschaltete verstärkende Bauelemente 20, 40 gleichzeitig gegen und
bildet zwei Gegenkopplungsschleifen mit dem Aufwand für eine.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Vertikalablenkschaltung für Fernsehempfänger, bei der der Ausgang eines transistorisierten
Verstärkers mit seinem Eingang über einen Gegenkopplungszweig verbunden ist, welcher einen
Ladekondensator, der über einen Ladewiderstand aufgeladen und über einen Schalttransistor periodisch
entladen wird, aufweist, bei der ferner der Verstärker mit dem Schalttransistor zu einem
astabilen Multivibrator zusammengeschaltet ist sowie Stabilisierungsmaßnahmen zur Unterdrükkung
unerwünschter Schwingungen vorgesehen sind und als Anschwinghilfe der Emitter des Verstärkerendtransistors
über einen niederohmigen Festwiderstand an eine Gleichspannungsquelle gelegt und
über einen die Emitterspannung gegenkoppelnden Rückführungszweig mit der Basis des Schalttransistors
verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verbesserung der Synchronisierschärfe
in den Rückführungszweig (69S, 110, 111) in mitkoppelndem Sinne die Sekundärwicklung (69Sj
eines Transformators (69) geschaltet ist, dessen Primärwicklung (69P) im Kollektorkreis des Verstärkerendtransistors
(60) liegt.
2. Vertikalablenkschaltung nach · Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Unterdrückung
unerwünschter Schwingungen eine mit einem Parallel-KC-GIied (151,152,153) in Reihe geschaltete
Diode (150) von dem dem Schalttransistor (90) abgewandten Ende des im Gegenkopplungszweig
(68, 130, 131, 80) liegenden Ladekondensators (80) auf die Gleichspannungsquelle (B +) geführt ist.
3. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (20,40,
60) einen zweiten und einen dritten als Impedanzwandler geschalteten Transistor (20, 40) enthält, die
hintereinander zwischen den Schalttransistor (90) und die Basis (63) des Verstärkerendtransistors (60)
geschaltet sind, deren Kollektoren (25,45) miteinander und über einen Kondensator (160) mit dem
Eingang (23) des Verstärkers verbunden sind.
Applications Claiming Priority (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US45568265A | 1965-05-14 | 1965-05-14 | |
US45568565A | 1965-05-14 | 1965-05-14 | |
US45573065A | 1965-05-14 | 1965-05-14 | |
US45573665A | 1965-05-14 | 1965-05-14 | |
US45568265 | 1965-05-14 | ||
US455748A US3388285A (en) | 1965-05-14 | 1965-05-14 | Size stabilization |
DER0043275 | 1966-05-13 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1462925A1 DE1462925A1 (de) | 1968-11-21 |
DE1462925B2 DE1462925B2 (de) | 1970-09-10 |
DE1462925C3 true DE1462925C3 (de) | 1976-05-20 |
Family
ID=
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