Die Erfindung betrifft ein Verfahren für Bildwiederga
begeräte mittels einer von einem Sägezahngenerator nach
der Patentanmeldung P 42 34 735.1 vom 15. 10. 1992 er
zeugten Sägezahnspannung gemäß dem Oberbegriff des
Patentanspruchs 1. Ferner betrifft die Erfindung eine
Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsge
mäßen Verfahrens.
Eine sägezahnförmige Ablenkspannung für die Vertikalab
lenkschaltung eines Fernsehempfängers oder eines Moni
tors wird bekanntlich dadurch gewonnen, daß ein Konden
sator mit einem nahezu konstanten Strom geladen und
entladen wird. Zur Erzeugung eines zur sogenannten Tan
gensentzerrung erforderlichen, etwa S-förmigen Ablenk
stromes ist es bekannt, dem Ladestrom des Kondensators
einen V-förmigen Korrekturstrom zu überlagern, so daß
der Kondensator zu Bildanfang und zu Bildende weniger
schnell als in der Bildmitte umgeladen wird.
Ferner ist es bekannt, den V-förmigen Strom aus einem
nullsymetrischen Sägezahnspannungsverlauf US zu ge
winnen. Wenn nun bei einer Änderung der Frequenz die
Amplitude als auch der Grad der S-Korrektur der mittels
eines Kondensators erzeugten sägezahnförmigen Ablenk
spannung unbeeinflußt bleiben sollen, müssen sowohl der
Konstantanteil des Ladestromes als auch dessen V-förmi
ger Anteil frequenzproportional zunehmen. Daraus folgt,
daß auch die Amplitude des zur Ableitung des V-förmigen
Stromes erforderliche Sägezahnspannung US ebenfalls
frequenzproportional zunehmen muß. Daher kann bei einer
Variation der Frequenz der eine konstante Amplitude
aufweisende, also frequenzkorrigierte sägezahnförmige
Spannungsverlauf an dem Kondensator selbst nicht zur
Gewinnung des V-förmigen Stromes herangezogen werden.
Vielmehr muß, wie in Fig. 1a prinzipiell dargestellt
ist, der sägezahnförmige Spannungsverlauf US separat
erzeugt werden.
In dieser Fig. 1a wird die S-förmig zu korrigierende
Sägezahnspannung UC0 durch Laden und Entladen eines
Kondensators C0 gewonnen. Hierzu liefert eine Konstant
stromquelle E1 einen konstanten Ladestrom I0, dem ein
V-förmiger Strom IV überlagert ist (vgl. Fig. 1b).
Eine zweite sägezahnförmige Spannung UC1 wird mittels
eines Kondensators C1 erzeugt. Der hierzu erforderliche
Ladestrom I1 wird von einer zweiten Konstantstromquelle
E2 bereitgestellt. Schließlich dient ein Schalter S zu
sammen mit einer Diode D zur Erzeugung sowohl der Säge
zahnspannung UC0 als auch der als Hilfsspannung an
zusehenden Sägezahnspannung UC1, wobei vorausgesetzt
wird, daß der Anstieg des Spannungsverlaufs UC1 stets
langsamer erfolgt, als der des Spannungsverlaufs UC0,
um eine gegenseitige Beeinflussung zu vermeiden. Die
Nullsymmetrie der Sägezahnspannung US wird mit Hilfe ei
nes Kondensators CT und eines Widerstandes R3 erreicht.
Der Operationsverstärker OP6 verhindert eine
Linearitätsbeeinflussung der Sägezahnspannung UC1 auf
grund nachfolgender Bauelemente. Diese Bauelemente,
nämlich zwei Transistoren T1 und T2 sowie zwei Wider
stände R1 und R2 dienen der Ableitung des V-förmigen
Korrekturstromes IV aus der Sägezahnspannung US (vgl.
Fig. 1b). Zu Beginn der Ladephase liegt am Widerstand
R2 der negative Maximalwert des Spannungsverlaufs US
an. Der Transistor T2 ist somit leitend und es fließt
ein Strom, der bei Vernachlässigung der Basis-Emitter-
Flußspannung des Transistors T2 durch diesen Spannungs
wert und dem Wert des Widerstandes R2 definiert ist.
Mit dem Anstieg der Sägezahnspannung US nimmt dieser
Strom ab, bis etwa ab der zweiten Hälfte der Ladephase
der Transistor T1 leitend wird und nunmehr mit zuneh
mender positiver Spannung US der Strom ebenfalls bis zu
dem entsprechenden Maximalwert zunimmt. Die beiden
Ströme der beiden Transistoren T1 und T2 ergeben zu
sammen den gewünschten V-förmigen Stromverlauf IV gemäß
der Fig. 1b.
In der Schaltung nach Fig. 1a ergibt sich eine von der
Frequenz unabhängige Amplitude und Grad der Tangensent
zerrung, wenn sich der Wert des Ladestromes I0 der Kon
stantstromquelle E1 proportional und der Wert des La
destromes I1 der Konstantstromquelle E2 proportional
zum Quadrat der Frequenz verändern.
Es sind integrierte Schaltungen für Vertikalablenk
zwecke vorhanden, wie zum Beispiel der Schaltkreis TDA
4170 von der Firma TELEFUNKEN electronic GmbH, bei
denen der die Amplitude der sägezahnförmigen Ablenk
spannung definierende Ladestrom bei Frequenzänderung
automatisch und frequenzproportional umgeschaltet wird,
entsprechend der Konstantstromquelle E1 in Fig. 1a.
Nachteilig ist hierbei, daß diese Umschaltung in Stufen
erfolgt, daß also eine kontinuierliche Frequenzvaria
tion oder Zwischenwerte nicht realisiert werden können.
Gleiches gilt für die Tangensentzerrung, bei der man,
was bei kleineren Ablenkwinkel noch bedingt möglich
ist, bei Frequenzumschaltung und gebräuchlicher Be
schaltung solcher Schaltkreise einen Kompromiß im Sinne
einer etwas zu großen bzw. zu kleinen Tangensentzerrung
bei der einen bzw. anderen Frequenz eingeht. Das wie
derum wird um so problematischer, je größer der Ab
lenkwinkel und je weiter die Frequenzen auseinanderlie
gen.
Für höhere Ansprüche läßt sich bei dem bekannten
Schaltkreis TDA 4170 ein konstanter Grad der Tangens
entzerrung und eine konstante Amplitude der sägezahn
förmigen Ablenkspannung bei Frequenzumschaltung deshalb
erreichen, da dieser einen Tristate-Ausgang zur Fre
quenzerkennung aufweist, aber in nachteiliger Weise
eben nur in Stufen und mit einem nicht unerheblichen
externen, d. h. zusätzlichen Schaltungsaufwand.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin,
ein Verfahren zur Tangensentzerrung von Vertikalablenk
schaltungen mittels einer von einem bekannten Sägezahn
generator nach der Patentanmeldung P 42 34 735.1 er
zeugten Sägezahnspannung anzugeben, das bei kontinuier
licher Frequenzänderung die Erzeugung einer sägezahn
förmigen Ablenkspannung erzeugt, deren Amplitude sowie
deren Grad der Tangensentzerrung konstant, also
frequenzunabhängig ist.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die kennzeich
nenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Hiernach
geht das erfindungsgemäße Verfahren von einem Sägezahn
generator aus, der in der Patentanmeldung P 42 34 735.1
beschrieben ist. Dieser bekannte Sägezahngenerator er
zeugt eine Sägezahnspannung mit frequenzunabhängiger
Amplitude, die sich jedoch proportional zu einem vorge
gebenen Spannungswert (US1*) verhält. Hierzu wird ein
Kondensator von einer Ladestromquelle geladen und von
einer Entladestromquelle entladen, wobei die Entladung
mit einem im Verhältnis zum Ladestrom wesentlich größe
ren Entladestrom erfolgt. Ferner liefert dieser be
kannte Sägezahngenerator eine frequenz- und amplituden
proportionale Spannung sowie eine rechteckförmige Ent
ladesteuerspannung, deren Impulspause der Rücklaufdauer
der erzeugten Sägezahnspannung entspricht. Um einen V-
förmigen Korrekturstrom erzeugen zu können, ist eben
falls ein Kondensator vorgesehen, der eine zweite Säge
zahnspannung liefert. Zur Synchronisierung des Lade-
und Entladevorganges an diesem Kondensator dient die
rechteckförmige Entladesteuerspannung des bekannten
Sägezahngenerators, während die frequenzproportionale
Amplitude dieser zweiten Sägezahnspannung mittels der
ebenfalls von dem bekannten Sägezahngenerator geliefer
ten frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung
eingestellt wird.
Bei diesem bekannten Sägezahngenerator wird die bei ei
ner Frequenzänderung erforderliche Korrektur aus
schließlich während des Rücklaufs der Sägezahnspannung
vorgenommen. Dies hat zur Folge, daß diese Korrektur
spannung - dort mit UC2 bezeichnet - während des Rück
laufs nicht konstant ist. Dies wirkt sich jedoch in
gleicher Weise negativ auf die frequenz- und amplitu
denproportionale Spannung aus. Dieser Sachverhalt soll
im Zusammenhang mit der Fig. 2 erläutert werden.
Die Schaltung nach Fig. 2a ist eine schematische Dar
stellung eines Sägezahngenerators mit einem Kondensator
C0, der von einem konstanten, von einer Ladestromquelle
1c erzeugten Ladestrom I0 geladen wird. Diese La
destromquelle 1c besteht aus einem Transistor T3 mit
drei Widerständen R3, R4 und R5. Der Basis dieses Tran
sistors T3 wird eine Steuerspannung Uvar zugeführt, die
dazu dient, den Ladestrom I0 so zu beeinflussen, daß
sich eine frequenzunabhängige Amplitude des sägezahn
förmigen Spannungsverlaufs am Kondensator C0 ergibt.
Zur Tangensentzerrung wird der Sägezahnspannung UC0 ein
über die Emitter-Elektrode des Transistors T3 zugeführ
ter V-förmiger Strom IV überlagert. Zur Erzeugung einer
zum Ladestrom des Kondensators C0 proportionale Span
nung U1 wird die Basis-Elektrode eines Transistors T4
mit der Basis-Elektrode des Transistors T3 verbunden,
wobei die Emitter-Kollektorstrecke dieses Transistors
T4 über einen Widerstand R6 und einem Widerstand R7 mit
den Betriebspotentialen verbunden wird. Am Verbindungs
punkt des Widerstandes R7 mit der Kollektor-Elektrode
des Transistors T4 ist diese Spannung U1 abgreifbar.
Wie oben schon ausgeführt wurde, ist bei dem bekannten
Sägezahngenerator nach der Patentanmeldung
P 42 34 735.1 die Korrekturspannung Uvar während des
Rücklaufs nicht konstant. Gemäß der Schaltung nach
Fig. 2 überträgt sich diese Nichtkonstanz auch auf die
frequenz- und amplitudenproportionale Spannung U1, wie
es in Fig. 2b dargestellt ist. Die Nichtkonstanz der
Korrekturspannung Uvar hat seine Ursache darin, daß bei
dem bekannten Sägezahngenerator diese Spannung mittels
eines Kondensators erzeugt wird, der während des Rück
laufs auf- und entladen wird. Somit ist es nicht mög
lich, das aus der besagten Patentanmeldung bekannte
Verfahren für die vorliegende Aufgabe zu übernehmen.
Die Korrektur der Spannung Uvar muß also ausschließlich
während des Hinlaufes erfolgen, was jedoch bei einer
direkten Übernahme des bekannten Verfahrens zu einer
Linearitätsbeeinflussung der zweiten Sägezahnspannung
und somit auch des V-förmigen Stromes führen würde.
Es ist daher erfindungsgemäß ein weiterer Kondensator
vorgesehen, der durch einen nahezu konstanten Strom ge
laden oder entladen wird, wobei die Lade- oder Entlade
dauer der Zeitdifferenz der Zeitpunkte entspricht, bei
denen jeweils die erste und zweite Sägezahnspannung
ihre halbe Hinlaufdauer erreicht haben. Die hierdurch
an dem zweiten Kondensator erzeugte Korrekturspannung
dient derart zur Einstellung des Ladestromes des zur
Erzeugung der zweiten Sägezahnspannung vorgesehenen
Kondensators, daß die Zeitpunkte, an dem die erste und
zweite Sägezahnspannung die halbe Hinlaufdauer erreicht
hat, übereinstimmen. Schließlich wird die so korri
gierte zweite Sägezahnspannung zur Erzeugung eines V-
förmigen Korrekturstromes herangezogen.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfin
dungsgemäßen Verfahrens wird durch die Merkmale des Pa
tentanspruchs 2 angegeben. Vorteilhafte Weiterbil
dungen dieser Schaltungsanordnung können den Pa
tentansprüchen 3 bis 7 entnommen werden.
Im folgenden soll die Erfindung im Zusammenhang mit den
Zeichnungen dargestellt und erläutert werden. Es zei
gen
Fig. 1a ein Schaltbild zur prinzipiellen Dar
stellung der Erzeugung eines S-korri
gierten sägezahnförmigen Spannungsver
laufes nach dem Stand der Technik,
Fig. 1b Spannungsdiagramme zur Erläuterung der
Funktion der Schaltung nach Fig. 1a,
Fig. 2a eine Schaltung zur prinzipiellen Dar
stellung der Erzeugung einer frequenz-
und amplitudenproportionalen Spannung U1
gemäß der Patentanmeldung P 42 34 735.1,
Fig. 2b ein Spannungsdiagramm zur Erläuterung
der Schaltung nach Fig. 2a,
Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Durchfüh
rung des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Fig. 4a bis 4d Spannungsdiagramme zur Erläuterung
der Funktion der Schaltung nach Fig. 3,
Fig. 5 Schaltungsanordnung zur Durchführung der
Funktion des Schaltungsblockes 2a gemäß
der Fig. 3,
Fig. 6a Schaltungsanordnung zur Unterbrechung
des Entladevorganges des Kondensators C1
gemäß der Fig. 3,
Fig. 6b Spannungsdiagramme zur Erläuterung der
Funktion der Schaltungsanordnung nach
Fig. 6a,
Fig. 7 ein Spannungsdiagramm sowie eine Schal
tungsanordnung im Zusammenhang mit der
Anpassung des Nulldurchganges der Ab
lenkspannung an die Bildmitte einer
Bildröhre.
Die Fig. 1 und 2 wurden schon im Zusammenhang mit
der Erläuterung des Standes der Technik bzw. der Er
läuterung der Erfindung beschrieben.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 besteht zunächst
aus vier großen Schaltungsblöcken, die mit dem Bezugs
zeichen 1, 2, 2b und 3 bezeichnet sind. Der Schaltungs
block 1 dient zur Erzeugung einer ersten Sägezahnspan
nung UC0, die eine S-förmige Korrektur zur Tangensent
zerrung aufweist mit einem Verlauf gemäß dem ent
sprechenden Spannungsdiagramm der Fig. 1b. Dieser
Sägezahngenerator 1 ist aus der schon erwähnten Pa
tentanmeldung P 42 34 735.1 bekannt und soll daher nur
kurz dargestellt und erläutert werden. Dabei wird
zunächst der dem Transistor T3 zugeführte V-förmige
Korrekturstrom IV außer acht gelassen. Zur Erzeugung
der sägezahnförmigen Spannung UC0 wird ein Kondensator
C0 von einer Ladestromquelle 1c geladen und von einer
Entladestromquelle 1d entladen. Die Ladestromquelle 1c
besteht aus einem Transistor T3 sowie drei Widerständen
R4, R5 und R6. Die Entladestromquelle 1d ist entspre
chend mit einem Transistor T5 und vier Widerständen R9
bis R12 sowie einer Diode D1 aufgebaut. Die Entladung
des Kondensators C0 erfolgt über die Diode D1 und den
Widerstand R12 mittels einer von einem Schaltungsblock
1a gelieferten rechteckförmigen Entladesteuerspannung
UR1. Die Auslösung der negativen Flanke der Entlade
steuerspannung UR1 erfolgt durch den Synchronisations
impuls Vsyn oder beim Erreichen einer vorgegebenen ma
ximalen Spannungsschwelle der Sägezahnspannung UC0. Die
positive Flanke der Entladesteuerspannung UR1 wird in
dem Augenblick erzeugt, in dem der sägezahnförmige
Spannungsverlauf UC0 auf einen proportionalen Wert der
Spannung US1 (oder auf den invertierten Wert) abgesun
ken ist.
Der Schaltungsblock 1b sorgt dafür, daß der Wert der
positiven Amplitude der Sägezahnspannung UC0 im Zeit
punkt der Synchronisation mit dem Wert der negativen
Amplitude übereinstimmt. Um dies zu erreichen, erzeugt
dieser Schaltungsblock 1b eine Korrekturspannung Uvar
die der Basis-Elektrode des Transistors T3 der La
destromquelle 1c zugeführt wird, um somit bei einem
Frequenzwechsel eine konstante Amplitude der Sägezahn
spannung UC0 zu gewährleisten. Mit dem Transistor T4
und den Widerständen R7 und R8 wird eine frequenz- und
amplitudenproportionale Spannung U1 erzeugt, indem der
Basis-Elektrode dieses Transistors T4 ebenfalls die
Korrekturspannung Uvar gemäß der Fig. 2a zugeführt
wird.
Der Schaltungsblock 2 ist in ähnlicher Weise aufgebaut
wie der Sägezahngenerator 1 . Zur Erzeugung einer zwei
ten Sägezahnspannung UC1 enthält der Schaltungsblock 2
einen ersten Kondensator C1, der entsprechend wie der
Sägezahngenerator 1 von einer Ladestromquelle 2c auf
geladen und von einer Entladestromquelle 2d entladen
wird. Zur Steuerung der Entladestromquelle 2d wird ei
nem Schaltungsblock 2a die von dem Sägezahngenerator 1
gelieferte Entladesteuerspannung UR1 als auch die fre
quenz- und amplitudenproportionale Spannung U1 zuge
führt.
Die Entladesteuerspannung UR1 dient zur Synchro
nisierung des Entladevorganges des Kondensators C1,
während das Ende des Entladevorganges an dem Kondensa
tor C1 durch die frequenz- und amplitudenproportionale
Spannung U1 bestimmt wird. Eine entsprechende Schal
tungsanordnung dieses Schaltungsblockes 2a ist in der
Fig. 5 dargestellt. Dieser erzeugt ebenfalls aus der
ihm zugeführten Entladesteuerspannung UR1 sowie der
frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung U1 eine
rechteckförmige Entladesteuerspannung UR2 für die zuge
hörige Entladestromquelle 2d.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 weist vier An
schlüsse 2a1 bis 2a4 auf, wobei an die Anschlüsse 2a1
bzw. 2a2 die frequenz- und amplitudenproportionale
Spannung U1 bzw. die rechteckförmige Entladesteuerspan
nung UR1 angeschlossen wird, während der dritte An
schluß 2a3 mit dem Kondensator C1 verbunden wird und an
dem letzten Anschluß 2a4 die Entladesteuerspannung UR2
für die Entladestromquelle 2d abgreifbar ist. Ein Ope
rationsverstärker OP1 arbeitet zusammen mit dem Konden
sator C1 und den Lade- und Entladestromquellen 2c und
2d als Multivibrator. Zwei weitere Operationsverstärker
OP8 und OP9 zusammen mit vier Dioden D6 bis D9 sowie
fünf Widerständen R19 bis R24 dienen der Klemmung der
für die Sägezahnspannung erforderlichen oberen und un
teren Spannungsschwellwerte. Die genaue Funktionsweise
dieser Schaltungsanordnung kann der schon genannten Pa
tentanmeldung P 42 34 735.1 entnommen werden.
Zur Regelung der Amplitude der Sägezahnspannung UC1 bei
einem Frequenzwechsel wird auch der Ladestromquelle 2c
über einen Widerstand R18 eine Korrekturspannung Uvar*
zugeführt. Diese Korrekturspannung entspricht der von
dem Schaltungsblock 1b des Sägezahngenerators 1 erzeug
ten Korrekturspannung Uvar zur Steuerung der Ladestrom
quelle 1c. Die Korrekturspannung Uvar* wird jedoch
nicht nach dem gleichen Verfahren wie in dem Schal
tungsblock 1b des Sägezahngenerators 1 erzeugt, wie
schon oben ausgeführt wurde. Diese Korrekturspannung
Uvar* wird von dem Schaltungsblock 2b erzeugt.
Im folgenden sollen der Aufbau dieses Schaltungsblockes
2b sowie dessen Funktion im Zusammenhang mit den Span
nungsdiagrammen der Fig. 4 erläutert werden. Die an
dem Kondensator C0 des Sägezahngenerators 1 erzeugte
Sägezahnspannung UC0 wird dem nicht-invertierenden Ein
gang eines Operationsverstärkers OP2 zugeführt, dessen
invertierender Eingang auf dem Bezugspotential der
Schaltung liegt. An dem Ausgang dieses Operationsver
stärkers OP2 wird eine rechteckförmige Spannung UM ge
mäß der Fig. 4a erzeugt, dessen positive Flanke mit
dem Nulldurchgang des ansteigenden sägezahnförmigen
Spannungsverlaufes UC0 übereinstimmt.
Ferner sind zwei weitere Operationsverstärker OP3 und
OP4 vorgesehen, denen die zweite von dem Kondensator C1
des Schaltungsblockes 2 erzeugten Sägezahnspannung UC1
zugeführt werden. Um negative Linearitätsbeeinflussun
gen zu vermeiden, wird ein als Spannungsfolger
geschalteter Operationsverstärker OP6 zwischengeschal
tet. Im einzelnen wird dem Operationsverstärker OP4
über dessen nicht-invertierenden Eingang die Sägezahn
spannung UC1 zugeführt, während dies an dem nicht-in
vertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3 über
einen Widerstand R17 erfolgt. Der Ausgang des
Operationsverstärkers OP2 wird jeweils über eine Diode
D2 bzw. D4 auf die invertierenden Eingänge der beiden
Operationsverstärker OP3 und OP4 geführt. Ferner werden
diese beiden invertierenden Eingänge über jeweils einen
Widerstand R13 bzw. R15 auf das Bezugspotential der
Schaltung bezogen.
An dem Schaltungsknoten P2 steht wegen der Diode D2 le
diglich der positive Anteil der rechteckförmigen Span
nung UM zur Verfügung. Der hierzu entsprechende Span
nungsverlauf UP2 zeigt die Fig. 4b. Auch den Span
nungsverlauf an dem Schaltungsknoten P1 am nicht-inver
tierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3 zeigt
diese Fig. 4b in einem UP1-t-Diagramm. Hierbei ist die
Amplitude dieses Spannungsverlaufes UP1 kleiner als
der High-Pegel der rechteckförmigen Spannung UM. Somit
erscheint am Ausgang dieses Operationsverstärkers OP3
(Schaltungspunkt P3) nur dann ein High-Pegel, wenn der
Spannungsverlauf UP1 noch vor der positiven Flanke der
Spannung UP2 die Nullinie schneidet. Dies ist für die
durchgezogene Linie in dem UP1-t-Diagramm der Fig. 4b
der Fall, wie dies in dem UP3-t-Diagramm dargestellt
ist. Während der sonstigen Zeiten des Hinlaufes liegt
der Schaltungspunkt P3 auf einem Low-Pegel.
Der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 ist über eine
Diode D3 und einen Widerstandes R14 mit einem Kondensa
tor C2 verbunden. Nach dieser Diode D3 (Schaltungspunkt
P4) erscheint somit nur der positive Anteil des Span
nungsverlaufes UP3, also ein Impuls der Dauer t+. Die
sen Spannungsverlauf UP4 zeigt das UP4-t-Diagramm der
Fig. 4b. Mit dem entsprechenden Spannungsimpuls wird
der Kondensator C2 geladen, so daß sich dessen Spannung
UC2 in positive Richtung verschiebt. Diese Spannung UC2
wird über einen als Spannungsfolger geschalteten Opera
tionsverstärker OP5 als Korrekturspannung Uvar* der La
destromquelle 2c des Schaltungsblockes 2 zugeführt, mit
der Folge, daß der Ladestrom an dem Kondensator C1 in
nerhalb weniger Perioden so lange reduziert wird, bis
der Nulldurchgang des Spannungsverlaufes UP1
(durchgezogene Linie) mit der positiven Flanke der
rechteckförmigen Spannung UP2 übereinstimmt
(gestrichelt gezeichneter Spannungsverlauf UP1).
Entsprechend funktioniert der Operationsverstärker OP4
im Zusammenhang mit einer Diode D5 und eines Widerstan
des R16 um eine zu kleine Amplitude des sägezahnförmi
gen Spannungsverlaufes UC1 zu korrigieren. Am Schal
tungspunkt P5 (nicht-invertierender Eingang des Opera
tionsverstärkers OP4) liegt die sägezahnförmige Span
nung UC1 gemäß dem UP5-t-Diagramm der Fig. 4c an. We
gen der Diode D4 erscheint am Schaltungspunkt P6
(invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP4)
nur der negative Anteil der rechteckförmigen Spannung
UM gemäß dem UP6-t-Diagramm der Fig. 4c. Am Ausgang
dieses Operationsverstärkers OP4 (Schaltungspunkt P7)
erscheint gemäß dem UP7-t-Diagramm der Fig. 4c nur
dann ein Low-Pegel, wenn nach der positiven Flanke des
Spannungsverlaufs UP6 der Wert des Spannungsverlaufs
UP5 kleiner als das Bezugspotential ist. Dies ist für
den Spannungsverlauf UP5 während des Hinlaufes bis zu
deren Schnittpunkt mit dem Bezugspotential für die
durchgezogene Linie der Fall. Nach der Diode D5
(Schaltungspunkt P8) erscheint gemäß dem UP8-t-Diagramm
lediglich ein negativer Impuls der Dauer t-, der die
Spannung an dem Kondensator C2 in negative Richtung
verschiebt, so daß hierdurch diese Spannung als Korrek
turspannung Uvar* die Ladestromquelle 2c veranlaßt, den
Ladestrom für den Kondensator C1 derart zu erhöhen, daß
der Nulldurchgang der sägezahnförmigen Spannung UC1 und
somit der Spannung UP5 mit der positiven Flanke der
Spannung UP6 zusammenfällt, wie dies als gestrichelt
gezeichnete Linie in dem UP5-t-Diagramm dargestellt
ist.
Schließlich wird die ebenfalls von dem Schaltungsblock
2a erzeugte Entladesteuerspannung UR2 über eine Diode
D6 bzw. D7 dem nicht-invertierenden Eingang bzw. dem
invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3
bzw. OP4 zugeführt. Dieser Spannungsverlauf UR2 wird am
Operationsverstärker OP3 dem Spannungsverlauf UC1 und
am Operationsverstärker OP4 dem Spannungsverlauf UP6
überlagert. Da am invertierenden Eingang des Operati
onsverstärkers OP3 (Schaltungspunkt P2) entweder ein
positives oder das Bezugs-Potential anliegt, kann am
Schaltungspunkt P3 (Ausgang des Operationsverstärkers
OP3) während der Dauer des negativen Impulses der Ent
ladesteuerspannung UR2 (Rücklauf der Sägezahnspannung
UC1) nur eine negative Spannung entstehen, d. h. die
sonst in dieser Zeit auftretenden und unter Umständen
störenden, in den UP3-t- und UP4-t-Diagrammen der Fig.
4b gestrichelt dargestellten Korrekturimpulse werden
somit unterdrückt. Sinngemäß funktioniert die Unter
drückung der unerwünschten Korrekturimpulse während des
Rücklaufs der Sägezahnspannung UC1 bezüglich des
Operationsverstärkers OP4, bei dem der negative Anteil
der rechteckförmigen Spannung UM über die Diode D7 um
die Dauer des Impulses der Entladesteuerspannung UR2
verlängert wird und so bereits zum Rücklaufeinsatz be
ginnt (vgl. UP7-t- und UP8-t-Diagramme der Fig. 4c).
Auch bei exakter Koinzidenz des Nulldurchganges der sä
gezahnförmigen Spannung UC1 zur positiven Flanke des
rechteckförmigen Spannungsverlaufes UM können an den
Schaltungspunkten P4 und P8 trotzdem Nadelimpulse gemäß
der Fig. 4d auftreten, die wegen ihrer zeitlichen
Kürze und wegen des Bezugs auf die Hinlaufmitte der Sä
gezahnspannung UC1 keinen Einfluß auf die Tangensent
zerrung ausüben können. Diese Nadelimpulse entstehen
hauptsächlich wegen der endlichen Verstärkung des Ope
rationsverstärkers OP2 und dem relativ langsamen An
stieg des sägezahnförmigen Spannungsverlaufes UC0 wes
halb die Flanken der rechteckförmigen Spannung UM eine
gewisse Steilheit nicht überschreiten können.
Der schon obengenannte Operationsverstärker OP5 ver
hindert eine Belastung des Kondensators C2 des Schal
tungsblockes 2b durch nachfolgende Schaltungsteile und
sorgt so für die Konstantheit der Korrekturspannung
Uvar* zwischen jeweils zweier Korrekturen der sägezahn
förmigen Spannung UC1 in deren Hinlaufmitte.
Wie im Zusammenhang mit der Fig. 2 schon beschrieben
wurde, ist die frequenz- und amplitudenproportionale
Spannung U1 während der Dauer tP1 der Impulspause der
Entladesteuerspannung UR1 nicht konstant. Dies bedeu
tet, daß die Dauer tP2 des von dem Schaltungsblock 2a
erzeugten Impulspause der Entladesteuerspannung UR2
länger sein muß, als die Dauer tP1 der Impulspause der
Entladesteuerspannung UR1, da andernfalls die Amplitude
des sägezahnförmigen Spannungsverlaufes UC1 nicht ein
deutig definiert wäre. Sie wäre davon abhängig, an wel
cher Stelle innerhalb der Rücklaufzeit der Sägezahn
spannung UC0 der Rücklauf der Sägezahnspannung UC1
beendet wird. Daher wird gemäß der Fig. 6a mittels ei
nes Schaltungsblockes 5 der Entladevorgang des Kon
densators C1 in der Nähe des Nulldurchganges bzw. des
Mittelwertes des Spannungsverlaufes UC1 gestoppt und
erst nachdem der Rücklauf der Sägezahnspannung UC0
beendet ist, wieder freigegeben (vgl. Fig. 6b). Dieser
Schaltungsblock 5 enthält einen pnp-Transistor T6 sowie
zwei Dioden D8 und D9 sowie einen Widerstand R19. Die
Kollektor-Elektrode dieses Transistors T6 ist über die
Diode D8 mit dem Kondensator C1 verbunden, während
deren Emitter-Elektrode auf Masse-Potential liegt. Die
Basis-Elektrode des Transistors T6 kann einerseits mit
tels der Diode D9 auf das Bezugspotential bezogen wer
den und andererseits wird ihr über den Widerstand R19
die Entladesteuerspannung UR1 zugeführt. Die Diode D9
dient zur Begrenzung der Basis-Emitter-Spannung für den
nicht-leitenden Zustand des Transistors T6. Mit Hilfe
des Impulses der Entladesteuerspannung UR1 wird der
Transistor T6 leitend gesteuert. Mit Beginn der negati
ven Flanke der Entladesteuerspannung UR2, die mit der
negativen Flanke des Impulses UR1 zeitlich überein
stimmt wird der Kondensator C1 so lange entladen, bis
die Diode D8 leitend wird. Damit wird jedoch die Kol
lektor-Elektrode des Entladetransistors T5′ der Entla
destromquelle 2d bei Vernachlässigung der Restspannung
der Diode D8 und des Transistors T6 auf Bezugspotential
gezogen, so daß eine weitere Entladung des Kondensators
C1 unterbrochen wird, wie dies in dem UC1-t-Diagramm
der Fig. 6b dargestellt ist. Mit der positiven Flanke
des Impulses der Entladesteuerspannung UR1 wird die
restliche Entladung des Kondensators C1 eingeleitet.
Die hierfür notwendige Zeitdauer TD (vgl. Fig. 6b)
kann durch eine entsprechende Versteilerung der
Entladeflanke des Kondensators C2 leicht ausreichend
klein gehalten werden.
Nach Fig. 3 wird die sägezahnförmige Spannung UC1 zur
Erzeugung des V-förmigen Korrekturstromes IV einem
Schaltungsblock 3 zugeführt, dessen Funktion schon im
Zusammenhang mit der Fig. 1a erläutert wurde. Dieser
Korrekturstrom IV wird der Emitter-Elektrode des Lade
transistors T3 der Ladestromquelle 1c zugeführt, so daß
sich dieser dem Ladestrom des Kondensators C0 überla
gert. Die so korrigierte Sägezahnspannung UC0 steht zur
weiteren Verwendung an einem Ausgangsanschluß 4, bei
spielsweise für eine Vertikalendstufe zur Verfügung.
Bei Verwendung der sägezahnförmigen Spannung UC1 zur
Tangensentzerrung muß unter Umständen gemäß der Fig. 7
berücksichtigt werden, daß die Dunkelsteuerphase x ei
ner Bildröhre deutlich größer ist als die Rücklaufzeit
der Ansteuerspannung, also der sägezahnförmigen Span
nung UC0. Dies bedeutet, daß die Bildmitte b und der
Nulldurchgang a dieser Ansteuerspannung zeitlich nicht
genau übereinstimmen, so daß der negative Spannungswert
im Zeitpunkt TA kleiner sein muß als im Zeitpunkt TE
(vgl. Fig. 7). Dies bewirkt letztlich für die obere
und die untere Bildhälfte eine etwas unterschiedliche
Entzerrung des Tangensfehlers. Zur Eliminierung dieses
Fehlers wird die dem dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers OP2 zuzuführende Spannung um
einen geringen Spannungswert UD angehoben. Dieser Span
nungswert UD muß sich entsprechend der frequenz- und
amplitudenproportionalen Spannung U1 wieder proportio
nal zur Frequenz verhalten und kann daher aus dieser
durch einen geeigneten Abgriff am Widerstand R8 des
Sägezahngenerators 1 gewonnen werden, wie dies in Fig.
7 dargestellt ist. Durch Variation dieses Abgriffes hat
man es zudem in der Hand, eine eventuelle restliche
Nichtlinearität des gesamten Ablenkverlaufs zu korri
gieren.