DE2542840C3 - Ablenkschaltung für eine Bildröhre zur Erzeugung eines S-förmig korrigierten Ablenkstromes - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Zur Korrektur der Hinlaufgeschwindigkeit des Leuchtflecks auf einem flachen Bildschirm ist eine S-förmige Verzerrung des Ablenkstroms erforderlich. Die hierzu verwendete Korrekturschwingung ist typischerweise eine Schwingung dritter Potenz der sich linear ändernden Ablenksägezahnschwingung. Eine Schaltung, welche eine S-förmige Korrektur der Ablenksägezahnschwingung bewirkt, ist beispielsweise aus der DE-OS 22 36 627 bekannt, bei welcher es sich insbesondere darum dreht, diese S-Korrektur ohne die Stabilität der Schaltung gefährdende Rückkopplung zu erreichen.

Eine weitere Korrektur des Ablenkrasters ist hinsichtlich Verzeichnungen erforderlich, die sich in einer kissen- oder tonnenförmigen Verzerrung des auf dem Bildschirm sichtbaren Rasters äußern. Eine Korrekturschaltung gegen eine kissenförmige Rasterverzeichnung ist beispielsweise in der DE-OS 23 40 906 beschrieben.

Schließlich sind auch noch Maßnahmen zur Beseitigung der Abhängigkeit der Bildgröße von der Beschleunigungsanodenhochspannung erforderlich. Soll die Bildgröße von dieser Hochspannung unabhängig sein, dann muß sich die Ablenkstromamplitude mit der Quadratwurzel der Beschleunigungsspannung verändern. Es wird diesbezüglich auf das Kapitel 4.1.2. des Buches »Television Deflection Systems« von A. Boekhorst und J. Stolk, erschienen 1962 in der Philips Technical Library, verwiesen. Zu diesem Zwecke macht man üblicherweise die Ablenkschwingung abhängig von der Summe einer konstanten Spannung und einer von der Beschleunigungshochspannung abhängigen Spannung, indem man beispielsweise im Ablenkschwingungsgenerator einen Kondensator vorsieht, der von zwei Stromquellen aufgeladen wird, deren eine einen praktisch konstanten Strom und deren andere einen sich proportional mit der Beschleunigungshochspannung ändernden Strom liefert Die am Kondensator entstehende Spannung ist dann bezüglich Änderungen der Beschleunigungshochspannung korrigiert, da die Summe der konstanten Spannung und der von der Beschleunigungshochspannung abhängigen Spannung den ersten beiden Gliedern einer taylorischen Reihenentwicklung der Quadratwurzel der Beschleunigungshochspannung proportional ist

In der DE-OS 20 53 516 ist eine Ablenkschaltung beschrieben, bei welcher sowohl eine S-Korrektur der Sägezahnschwingung als auch eine Korrektur bezüglich

Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung erfolgen; und zwar werden die Korrekturmaßnahmen gegenüber Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung am Eingang einer Multiplizierschaltung vorgenommen, welche die S-Korrektur der Ablenksägezahnschwingung bewirkt Dabei wird aber die bereits hinsichtlich der Beschleunigungshochspannung korrigierte Schwingungsform der S-Formung unterworfen, wobei die gewünschte Wurzelbeziehung zur Beschleunigungshochspannung wieder verändert wird und trotz der anfänglichen Korrektur doch wieder eine Abhängigkeit der Bildgröße von der Bildröhrenhochspannung auftritt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Angabe einer Ablenkschaltung, bei welcher die S-Korrektur die Korrektur hinsichtlich der Bildröhrenhochspannung nicht beeinflußt sondern die unabhängige Durchführung dieser beiden Korrekturmaßnahmen erlaubt

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angeführten Merkmale gelöst

Bei der Erfindung wird einem Eingang der S-Korrekturschaltung eine Korreklurspannung zugeführt, welche auch die Änderungen der Beschleunigungsanodenspan nung wiedergibt und damit geeignet ist. diesen Kinfluß aus dem Sagezahnsignal zunächst zu eliminieren, ehe es der S-Korrektur unterzogen wird. Insbesondere werden Änderungen der Beschleunigungsanode !spannung von der dem Eingang der S-Korreklurschaltung zugeführten Sägezahnspannung subtrahiert, so daß diese unabhängig von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung ist Erst dann erfolgt die S-Formung, und anschließend wird die S-korrigierte Sägezahnschwingung mit einem Anteil der vor der Korrekturschaltung abgegriffenen Sägezahnschwin-

gung, welche zwar hinsichtlich der Beschleunigungsanodenspannung korrigiert, aber noch nicht S-förmig verzerrt ist, zusammengefaßt Auf diese Weise erhält man schließlich eine Sägezahnablenkschwngung, die sowohl S-korrigiert ist als auch die gewünschte Abhängigkeit von der Beschleunigungsanodenspannung hat

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unterapsprüchen gekennzeichnet

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert Es zeigt

Fig. 1 das teilweise in Bockform wiedergegebene Schaltschema eines Systems unter Verwendung einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung; und

Fig.2 das Schaltschema einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

In F i g. 1 wird ein Impulssignal der doppelten Horizontalablenkfrequenz von z. B. einem Korizontal-Oszillator (nicht gezeigt) einem Eingang 2 fa eines Abzähl-Vertikalsynchronisiergenerators 201 zugeleitet Der Vertikalsynchronisiergenerator 201 kann eine Abwärtszähl-* Vertikalablenkschaltung bekannter Art sein, die Ausgangssignale mit der Vertikalablenkfrequenz liefert, entsprechend dem Signalverlauf 402. Einem weiteren Eingang f_v des Vertikalsynchronisiergenerators 201 werden die empfangenen Vertikalsynchronimpulse von einer Synchronisiersignal-Trennschaltung (nicht gezeigt) zugeleitet Bei derartigen Systemen wird im allgemeinen durch Dividieren des Impulssignals der doppelten Horizontalfrequenz bei 2 fn ein Impulssignal der doppelten Horizontalfrequenz bei 2 fn ein Impulssignal der Vertikalsynchronisierfrequenz gewonnen, dessen Phase dann mit dem empfangenen Vertikalsynchronimpuls am Eingang f_v verglichen wird. Der empfangene Vertikalsynchronimpuls am Eingang f, wird somit dazu verwendet, das intern erzeugte Vertikalsynchronsignal, das durch Dividieren des Impulssignals der doppelten Horizontalfrequenz am Eingang 2 in erhalten wird, auf den jeweils neuesten Stand zu bringen, so daß sichergestellt ist, daß das intern erzeugte Impulssignal mit dem empfangenen Vertikalsynchronsignal synchron ist

Das Signal 402 der Vertikalablenkfrequenz gelangt vom Vertikalsynchronisiergenerator 201 zur Basis eines Schaltertransistors 203, der mit seinem Emitter an Masse liegt und mit seinem Kollektor über zwei Dioden 205 und 207 an die eine Elektrode eines Kondensators 209 angeschlossen ist Die andere Elektrode des Kondensators 209 Hegt an Masse. Der Kondensator 209 ist über einen Widerstand 210 an eine Speisespannungsklemme HV und über einen Widerstand 211 an eine weitere Speisespannungsklemme B + angeschlossen. Ferner ist der Kondensator 209 an den Eingang eines Verstärkers 212 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 212 ist über einen Widerstand 215 auf den Verstärkereingang rückgekoppelt Die Speisespannung der Klemme HV steht in Beziehung zur Endanodenspannung der Empfängerbildröhre und ändert sich mit dieser.

Der Ausgang des Verstärkers 212 ist ferner über ein Koppelglied 216 an den Eingang eines Verstärkers 217 angekoppelt Der Ausgang des Verstärkers 217 ist an einen Eingang S eines Korrektursignalgenerators 230 angeschlossen. Die Speisespannung der Klemme B + wird über einen Widerstand 133 einem Eingang K des Korrektursignalgenerators 23Ü zugeleitet. Die Speisespannung der Klemme HVwird über einen Widerstand 131 dem Eingang K zugeleitet Der Ausgang des Verstärkers 217 ist außerdem an einen Eingang einer Signalvereinigungsschaltung 241 angeschlossen. Der Korrektursignalgenerator 230 ist mit seinem Ausgang an einen weiteren Eingang der Signalvereinigungsschaltung 241 angeschlossen.

Der Ausgang der Signalvereinigungsschaltung 241 ist an einen Vertikalablenk-Treiberverstärkdr 243 angeschlossen. Der Treiberverstärker 243 ist mit seinem Ausgang an eine quasi-komplimentär-symrnetrische Transistorenstufe, bestehend aus Transistoren 245,247, 248 und 249, angekoppelt Die Basis des Transistors 247 ist über Spannungsabfall-Dioden 246 an den Ausgang des Treiberverstärkers 243 angekoppelt Die Basen der Transistoren 247 und 245 erhalten durch Beaufschlagung der Dioden 246 mit der Speisespannung B + über einen Widerstand 270 eine Vorspannung.

Der Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 248 und dem Kollektor des Transistors 249 bildet den Ausgang des Vertikalablenkverstärkers. Eine Ablenkwicklung 251 ist über einen Koppelkondensator 250 an diesen Ausgang und über einen Rückkopplungswiderstand 252 an Masse angekoppelt Ein ohmscher Spannungsteiler, bestehend aus der Reihenschaltung zweier Widerstände 254 und 255, ist ebenfalls zwischen den Ausgang und Masse gekoppelt Das Wechselspannungssignal am Rückkopplungswiderstand 252 wird von einem Kondensator 260 durch einen Teil eines Potentiometers 258 dem Eingang der Treiberstufe 243 zugeleitet. Eine vom Verbindungspunkt der Widerstände 254 und 255 abgenommene Rückkopplungsgleichspannung wird über das Potentiometer 258 dem Eingang der Treiberstufe 243 zugeleitet

Das Ausgangssignal des Treiberverstärkers 243 steuert den Endverstärker aus. Während des ersten Teils des Vertikalhinlaufintervalls, wo der Signalpegel an den Basen der Transistoren 245 und 247 am wenigsten positiv ist, leiten die Transistoren 245 und 249, was zur Folge hat, daß ein Ablenkstrom in einer ersten Richtung durch die Ablenkwicklung 251 und den Rückkopplungswiderstand 252 unter Entladung des Kondensators 250 fließt In dem Maße, wie das Ausgangssignal des Treiberverstärkers 243 positiver wird, werden die Transistoren 247 und 248 stärker leitend, was zur Folge hat, daß ein Strom in einer zweiten Richtung durch den Rückkopplungswiderstand 252 und die Ablenkwicklung 251 im Zuge der Aufladung des Kondensators 250 über die Kollektor-Emitterstrekke des Transistors 248 fließt

Die Schaltungselemente 201, 203, 205, 207, 212, 217, 230, 241 und 243 können auf einem integrierten Schaltungsplättchen untergebracht sein.

Im Betrieb gelangt das am Ausgang des Vertikalsynchronisiergenerators 201 erzeugte Signal 402 zur Basis des Transistors 203. Das Signal 402 treibt während des Vertikalrücklaufintervalls den Transistor 203 in den Sättigungszustand, wodurch der Sägezahnerzeugungs-Kondensator 209 auf eine Minimalspannung entladen wird, die gleich ist dem Kollektor/Emitter-Sättigungsspannungsabfall des Transistors 203 plus den Durchlaßspannungsabfälle der Dioden 205 und 207. Die Dioden 205 und 207 können je nach der Mindesteingangsspannungs-Empfindlichkeit des Verstärkers 212 vorhanden sein oder nicht.

Bei Beendigung des positiv gerichteten Impulsteiis des Signals 402 wird der Transistor 203 ausgeschaltet, und der Kondensator 209 beginnt sich aus den Speisespannungsquellen bei B + und HV über die

Widerstände 210 und 211 aufzuladen. Außerdem wird vom Ausgang des Verstärkers 212 über den Rückkopplungswiderstand 215 eine Rückkopplungsspannung geliefert.

In dem System nach F i g. 1 ist die Spannungsverstärkung der Verstärkerstufe 212 auf irgendeinen gewählten Wert festgelegt Beträgt beispielsweise die Spannungsverstärkung A, so ist die Ausgangsspannung e_o des Verstärkers 212 das Α-fache der Eingangsspannung e,· des Verstärkers 212, & h. e_o = Aa. Die Ströme /₂io (Strom im Widerstand 210), /211 (Strom im Widerstand 211), /209 (Ladestrom des Kondensators 209) und /215 (Rückkopplungsstrom im Widerstand 215) entsprechen, bei Nichtberücksichtigung des Eingangsstromes des Verstärkers 212, den folgenden Gleichungen:

HV-

•^210 —

R,

(D

^209 =

211

e„ A

'209 —

„ de,

-209

de„

dt

(2)

de„

dt

(A - 1

= e. 1 —7= —

Λ AR₂₁₅ HV

AR₂₁₁ B +

211

(3)

so ergibt sich:

de„ _ _A_ VHV_ Bj-

dt

L ^2

(4)

io

15

20

25

30

wobei J?2io, i?2ii und Ä215 die ohmschen Werte der Widerstände 210,211 bzw. 215 sind.

/209 läßt sich bekanntlich aber auch wie folgt ausdrucken:

40

wobei C209 die Kapazität des Kondensators 209 ist Somit gilt:

45

Wählt man den ohmschen Wert des Rückkopplungs-Widerstandes Ä215ZU

Entladeimpulses des Signals 402 und von der hochspannungsabhängigen Spannung HV, unter der Voraussetzung, daß B + konstant ist

Diese Ausgangsspannung e_o gelangt über das Koppelnetzwerk 216 zum Verstärker 217, an dessen Ausgang es nach Verstärkung in im wesentlichen der Form des Signales 404 erscheint, unter der Voraussetzung einer wesentlichen Abweichung von der linearen Aufladung infolge von Änderungen der Endanodenspannung und somit der Speisespannung an der Klemme HV. Der Korrektursignalgenerator 230 enthält zwei in Kaskade geschaltete Vervielfacher zum Kubieren (Erheben in die dritte Potenz) der linearen Komponente des Signals 404 am Eingang S. Auf diese Weise wird eine S-Formung des Ablenksignals in der Abienkwickiung 25 i erzielt Man sieht jedoch, daß, wenn die hochspannungsabhängige Komponente des Signals 404 ebenfalls kubiert wird, das Ausgangssignal der Ablenkschaltung, der Strom in der Ablenkwicklung 251, sich mit der dritten Potenz der Änderungen der Endanodenspannung ändert Dadurch wird natürlich die Ablenkung in unerwünschter Weise beeinflußt, da der Ablenkstrom sich direkt mit der Quadratwurzel der Hochspannung ändern muß, damit man eine hochspannungsunabhängige Ablenkung erhSlt

Um zu verhindern, daß der Strom in der Ablenkwicklung 251 die dritte Potenz der Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung wiedergibt richtet man die in Kaskade geschalteten Vervielfacher des Korrektursignalgenerators 230 so ein, daß durch eine zusätzliche Korrektur als Ausgangssignal am Ausgang O ein Signal 506 erhalten wird, in dem die dritte Potenz der Hochspannungsänderungen nicht als Komponente erscheint Zu diesem Zweck werden die gleichen Speisespannungen, B + und HV, die den Ladestrom für den Sägezahnkondensator 209 liefern, dem Eingang K des Korrektursignalgenerators 230 zugeleitet

Man sieht aus den folgenden Berechnungen, daß die auf die Spannung an der Klemme HV bezogene veränderliche Hochspannung der Summe der veränderlichen Hochspannung und des Nennwertes der Hochspannung annähernd direkt proportional ist

Zu Erläuterungszwecken sei vorausgesetzt daß H₀ eine Konstante gleich der der Bildröhrenanode zugeleiteten Nennhochspannung und h gleich der der Bildröhrenanode zugeleiteten Isthochspannung sind. Die Quadratwurzel der Isthochspannung y/ϊ läßt sich durch eine Taylorsche Reihenentwicklung um H₀ darstellen.

Eine Funktion von h, definiert als /f&jt läßt sich durch ihre Tayiorsche Reihe darstellen:

/CD = Σ -\

(6)

55

wobei f") (Ho) die n-te Ableitung der Funktion f(h) nach h bei der Spannung Ho und (h—Hof die Λ-te Potenz von (h-Ho) sind. Folglich ist:

Durch Integrieren beider Seiten der Gleichung (4) erhält 60 / (h) = 'f^m (H₀) (h - H₀)⁰ + /^tt) (H₀) (h - H₀)¹

man als Gleichung für die Ausgangsspannung des

Verstärkers 212: + f^m (H₀) (h — H_of + ... (7)

e„ =

= ^A (^HV

,ς* Die so dargestellte Funktion J(b) kann ziemlich gut

durch ihre beiden ersten Glieder oder Ausdrücke

Wie man sieht, ist Gleichung (5) linear abhängig von der Zeit t nach dem Ende des positiv gerichteten approximiert werden:

K f(H₀)

₀)(Ii -H₀)

oder, für

H₀*² + -^Ho¹V(Ii-H₀).

Vereinfacht ergibt sich:

h¹¹² =

H₀ + h

Sodann ergibt sich:

r 3 173 1/3 / τι ι ;,\3 *3

_e„,„ = FV(H + h) t - ⁽ ° '

^LAW — Γ Y \n₀ -V 11} l ₂ . 2

jvi ^n₀-I- π)

oder:

= FK(H₀ + h)t - -^₂-F³ K³ (H₀ +

(12)

Da Ho eine Konstante ist, ist die Quadratwurzel der Isthochspannung (d. h. «"') annähernd direkt proportional der Summe der konstanten Nennhochspannung Ho und der veränderlichen Hochspannung h. Ebenso ist die Quadratwurzel der Isthochspannung annähernd direkt proportional jedem beliebigen Vielfachen der Summe von Ho und h. Die Speisespannungen B + und HV können so gewählt werden, daß sich diese Vielfachen der konstanten Nennhochspannung Ho bzw. der veränderlichen Hochspannung Λ ergeben.

Man sieht aus Gleichung (5), daß das Ausgangssignal des Verstärkers 212, und damit das Signal am Punkt 5, der Spannung HV und B + durch entsprechende Proportionierung der Widerstände 210 und 211 proportional gemacht werden kann. Somit ist das Signal am Schaltungspunkt 5 proportional (H₀ + h)l2 H₀"² und annähernd proportional Ä'^/!. Das Signal entsprechend dem Verlauf 404 am Schaltungspunkt S läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrücken:

e_s = Fe₀ = FK(H₀ + h)t.

(10)

wobei F und V entsprechende Konstanten sind und e_o die Ausgangsspannung des Verstärkers 212 ist

Die Speisespannungen HV und B + gelangen zum Eingang K des Korrektursignalgenerators 230 in F i g. 1 und steuern dort einen Stromgenerator, der einen Strom 2a erzeugt Ein Eingangsstrom 2a für die Vervielfacher des Korrektursignalgenerators kann daher durch entsprechende Proportionierung der Widerstände 131 und 133 ebenfalls Ho + Λ proportional gemacht werden. Der Strom kann somit gleich M(Ho + h) gemacht werden, wobei M eine entsprechende Konstante ist Der Ausgang O des Korrektursignalgenerators 230 liefert ein Signal 506, das proportional — X³Ia⁷ ist wobei χ dem Signal am Schaltungspunkt 5 proportional ist Die Vereinigungsschaltung 241 addiert das Signal 506 zum Signal 404 am Schaltungspunkt S τα einem Signal 410 am Ausgang der Vereinigungsschaltung 241. Das Signal 410 ist somit proportional

x³

Es läßt sich aber x, der dem Signal am Schaltungspunkt S proportionale Eingangsstrom der Vervielfacher vom Schaltungspunkt S, ausdrucken durch die Gleichung χ — Les oder χ — LFe₀, wobei L eine entsprechende Konstante ist

Somit läßt sich 6410, das dem Signal 410 in F i g. 1 entsprechende Signal, wie folgt ausdrücken:

Da der Strom in der Ablenkwicklung 251 direkt proportional e₄io ist, ist er (H₀ + fy direkt proportional. (Ho τ h) ist aber annähernd direkt proportional h'^/:, wie sich aus Gleichung (9) ergibt. Somit ist der Ablenkwicklungsstrom im wesentlichen direkt proportional der Quadratwurzel der Hochspannung, und die Vertikalablenkung ist daher im wesentlichen unabhängig von Änderungen der Hochspannung.

Die Anordnung nach F i g. 1 liefert somit am Ausgang der Vereinigungsschaltung 241 eine S-Korrektur, die direkt proportional der dritten Potenz des Eingangssignals am Schaltungspunkt S ist, wobei die Vertikalablenkung im wesentlichen unabhängig von Änderungen der der Bildröhrenanode zugeleiteten Hochspannung ist Aus den Gleichungen (10) und (11) ergibt sich, daß bei der vorliegenden Anordnung die erzielte prozentua-

Ie S-Korrektur unabhängig von Änderungen der Hochspannung ist, da:

χ³/α² _ L³ F³ K³ r³ (H₀ + hf IM² (H₀ + Ir)²

FV (H₀ + h) t

L³ F² V² t² M²

(13)

Zur Gewinnung des gewünschten Korrektursignals

^e4io = e_s -

M² (H₀ + h?

(Π)

X'

a²

am Ausgang O des Korrektursignalgenerators 230 wird die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 verwendet.

In Fig.2, die eine bevorzugte Ausführungsform des Korrektursignalgenerators 230 nach F i g. 1 zeigt, ist der Kollektor eines ersten Stromquellentransistors Q\ an den Emitter eines zweiten Transistors Q₇ angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Qj liegt an der Speisespannung ß+. Seine Basis liegt an einer Speisespannung Bi. Die Basis von Q\ liegt an einer Speisespannung B₃. Die Speisespannungen B₂ und B₃ werden mittels eines Spannungsteilers, bestehend aus der zwischen die Speisespannungsklemme B + und Masse gekoppelten Reihenschaltung von Widerständen 101,102,103,104,105,107 und einer Diode 106 erhalten.

Der Emitter des Transistors Q\ ist an den Kollektor eines v/eiteren Stromquellentransistors Qn angeschlossen. Diese Anordnung ist durch einen Transistor Qa und einen Transistor Q\₀ dupliziert die mit ihren Hauptsti-omwegen in Reihe zwischen B + und den Kollektor eines Stromquellentransistors Qa₂ geschaltet sind.

b5 Die Basen zweier Transistoren Q₂ und Qs sind an den Emitter des Transistors Q\ angeschaltet Die Basen zweier Transistoren Q₃ und Qt sind an den Emitter des Transistors Qa angeschaltet Die Emitter der Transisto-

10

15

20

ren Qj und Q3 sind ebenso wie die Emitter der Transistoren Qs und Qe zusammengeschaltet. Die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q6 sind ebenso wie die Kollektoren der Transistoren Q3 und Qs zusammengeschaltet. Die Transistoren Q\ bis Qf, bilden einen ersten Vervielfacher M\.

Diese Vervielfacheranordnung ist durch Transistoren Qs, Qs· (?iii <?i2 dupliziert, wobei die Basen von Qs und Qw an den Emitter von Q₇ und die Basen von Q₉ und Qi₂ an den Emitter von Q10 angeschlossen sind. Die Transistoren Qi bis Q12 bilden einen zweiten Vervielfacher JW₂. Die zusammengeschalteten Kollektoren von Q2 und Q₆ sind mit den zusammengeschalteten Emittern von Qa und Qi verbunden. Die zusammengeschalteten Kollektoren von Q₃ und Q₅ sind mit den zusammengeschalteten Emittern von Qu und Qn verbunden. Die Vervielfacher M\ und Ai₂ sind somit in Kaskade geschaltet.

Die zusammengeschalteten Emitter von Qi und Qi sind mit dem Kollektor eines Transistors Q43 verbunden, der zu einem Differentialpaar mit Qn und einem Transistor Q₄₄ gehört. Der Kollektor von Qw ist mit den zusammengeschalteten Emittern von Qs und Qi verbunden. Die Emitter von Q43 und Qu sind über zwei Widerstände 125 und 126 miteinander gekoppelt. Der Verbindungspunkt der Widerstände 125 und 126 ist mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors Qn verbunden, der mit seinem Emitter über einen Widerstand 128 an Masse liegt Die Basis von Qs\ ist um den Betrag des Spannungsabfalls an der Reihenschaltung der Diode 106 und des Widerstands 107 vorgespannt.

Die Emitter von Qa₁ und Oai sind über zwei Widerstände 121 und 122 in bifferentialschaltung verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 121 und 122 ist an die Anode einer Sperrdiode 108 angeschlossen, die mit ihrer Kathode an eine Stromquelle, bestehend aus drei Transistoren Qn, Q53 und Q₆₀ und einer Diode 109, angekoppelt ist Diese Stromquelle ist durch die Spannung am Schaltungspunkt K vorgespannt, der von der an die Klemme HV angeschalteten Spannungsquelle über den Widerstand 131 und von der Spannungsquelle B + über den Widerstand 133 gespeist wird. Diese Stromquelle wird während des negativ gerichteten Teils eines vertikalfrequenten Austastimpulssignals 401, das über die Klemme V der Basis von Q-,ο zugeleitet wird, ausgetastet Das gleiche Signal ist als positiv gerichteter Austastimpuls 401 am Schaltungspunkt K verfügbar.

Der Schaltungspunkt S, die Basis von Qa\ und die Basis von Q₄? sind über in Reihe liegende Widerstände 115 und 123 miteinander verbunden. Die Basis von Qn ist mit der Basis von Q43 verbunden. Die Basis von Q₄₂ ist mit der Basis Q44 verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 115 und 123 liegt über einen Widerstand 124 an Masse. Ein Transistor Q70 ist mit seinem Emitter an den Verbindungspunkt der Widerstände 115,123 und 124 angeschlossen. Der Kollektor von Q70 liegt an der Speisespannung B+, und seine Basis ist auf die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 104 ω und 105 vorgespannt

Die Basen zweier Transistoren Q71 und Q72 erhalten eine Speisespannung B\ vom Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 102. Die Kollektoren von Qi\ und Q12 liegen an der Speisespannung B +. Der Emitter von Qj\ ist mit den zusammengeschalteten Kollektoren von Qs und Qu sowie mit der Basis eines Transistors Q73 verbunden. Der Emitter von Q72 ist mit den zusammen

45

50

55 geschalteten Kollektoren von Qs und Qu sowie mit der Basis eines Transistors Qm verbunden. Die Emitter von Q73 und Q74 sind in Differentialschaltung verbunden und über einen Lastwiderstand 111 an die Speisespannung B + angeschlossen. Die Kollektoren von Q73 und Q₇₄ sind mit dem Kollektor eines Transistors Qi& bzw. dem Kollektor eines Transistors Qn an den Punkten O' bzw. O verbunden. Die Basen von Q₇₆ und Qn sind zusammengeschaltet, und der Emitter eines Transistors Q75 ist an diese zusammengeschalteten Basen angeschlossen. Der Transistor Q75 ist mit seiner Basis an den Schaltungspunkt O' und mit seinem Kollektor an die Speisespannung B + angeschlossen.

Bezüglich der Basis-Emitterspannungen der Transistoren Qi bis Qe nach F i g. 2 lassen sich die folgenden Gleichungen angeben:

30

35

40 Somit ergibt sich:

(14)

— ^BEQi ~ ^BEQl ' U 5)

~ Vbeqs ■

Aus der Diodengleichung ergibt sich:
V_BE = Cln-t

wobei Vet die Basis-Emitterspannung, C eine temperaturabhängige Variable, leder Kollektorstrom und Λ der Sättigungsstrom sind. Da alle diese Bauelemente so ausgebildet werden können, daß sie bei gleichen Temperaturen arbeiten und gleiche Sättigungsströme aufweisen (z. B. auf einem integrierten Schaltungsplättchen), lassen sich die Gleichungen (15) folgendermaßen schreiben:

₌ in

's

65 und _{= ]n}lcßA. _ _ln J

^CQ*

(17)

Die Transistorbasisströme sind vernachlässigbar gegenüber den Kollektorströmen und bleiben bei dieser Analyse unberücksichtigt Somit gilt:

Bei Durchführung der gleichen Basis-Emitterspannungsanalyse für die obere Vervielfacherstufe erhält man die folgenden Gleichungen:

'El ¹EA

BEQlO

'I

BE Q8

(22)

V„_Km - V₁

'BEQl

BEQlO

jr

BEQ12

- V₁

BEQU

¹CQS

(18)

IO

/ei und IBh die Emitterströme der Transistoren Q\ bzw. Q₄, können auf gewünschte Werte eingestellt werden, beispielsweise

/ei = " + " Und /£4 = 3 — .¥.

Ebenso können /e<?2 + Ieqo, die Summe der Emitterströme von Qi und Q\ sowie /eck + /e^, die Summe der Emitterströme von Qs und Qe, beispielsweise auf Läßt man die Kollektorströme von Qa und Qn gleich IcQt bzw. Icq\2 sein, so betragen die Kollektorströme von Q₃ bzw. Q\ 0:

^JCQ2

— l

CQ8

= b — /

und
/

(23)

CQIl

CQ3

¹CQS -

CQ12 ■

Ieqi + Ieqi = b + xund Ieqs +

= b—x

20

eingestellt werden. Die Kollektorströme von Qj und Qs betragen somit b + χ — Icqi bzw. b — χ — Icqs- Durch Umschreiben der Gleichungen (18) erhält man sodann:

Wendet man wiederum die Diodengleichung an, so ergibt sich:

25

a + χ b + χ - / ¹CQB

CQl und

a — χ

a + χ

α — χ b- χ - / (24)

¹CQl

^JCQ6 ¹CQXO

(19)

30

CQ6

Durch Auflösen nach /_CQ2 und I_CQ6 ergibt sich:

ab + ax — bx — x² Icqi und /c(?io betragen wiederum a + χ bzw. a — χ. Setzt man diese Werte sowie diejenigen der Gleichung (23) in die Gleichungen (24) ein, so erhält man:

*CQ2 —

2fl

(20)

ab — ax + bx — x² Ta

und

a + x
a — χ

a + χ

a — χ

^JCß8

'CQS

¹CQVl

Ebenso ergibt sich:

¹CQIl

¹CQi

= b + x - I_CQ2 =

¹CQs = b - x - I_CQ6 =

ab	+ ax	+ bx	+ X2
		2a
			(20 a)
ab	— ax	- bx ■	4-x2

Löst man nach Icqs, Icqu auf, so ergibt sich:

50 2a

2a

Dies sind die Gleichungen für die Kollektorströme von Qi, Q3, Q5 und Qd, den Transistoren der unteren Stufe Mi der in Kaskade geschalteten Vervielfacher nach Fi g. 2. Die Eingangsströme der oberen Vervielfacherstufe Mi lassen sich aus den obigen Berechnungen ermitteln. Sie betragen Icqi + /ccjeund/cco + /cceoder und

/cqi2 ⁼
Ebenso ergibt sich:

(25)

2a

¹CQl

/CQ3 + ¹CQS =

+ X - I

_CQ2

(21) + b - χ - I_CQb

b0 /cq9 = b -

und

x²

x²

(a + x) ( b

2a

(25 a)

/rnn — b Λ /roi2 —

CQ12

2a

Die Summe der Kollektorstrüme von Q₈ und Q₁₂ ist somit:

= b H

x³

(26)

und die Summe der Kollektorströme von Q₉ und Q₁₀ beträgt:

Icq? + icon = b —-j-.

10

Wie man sieht, ist die Differenz zwischen den Ausgangsströmen Icqb + Icq\z und Icqj + Icqu der in Kaskade geschalteten Vervielfacher direkt proportional der dritten Potenz von χ und umgekehrt proportional dem Quadrat von a. Das Vorzeichen dieser Differenz kann negativ oder positiv sein, je nachdem, ob Icqs + Icon von Icq9 + Icqu subtrahiert wird oder umgekehrt

Die gewünschten Treiberströme Ie\ und fe werden durch Verwendung der Stromquelle mit Q₂₅, Q53, Qm und der dazugehörigen Schaltungselemente sowie des Differenzverstärkers mit Q*\ und Qn erhalten. Die Stromquelle liefert einen Strom gleich 2a, welcher der Summe der Ströme Im und Ie* entspricht, da Im *= a + χ und /et = a — Jf. Die Differenzverstärkerschaltung liefert die x-Modulation der Kollektorströme von Q₄\

und Q42, die beide gleich -x (2a) = a sind, wenn kein

^-proportionales Signal zum Eingang 5 gelangt.

In entsprechender Weise liefert die Stromquelle Q51 eine konstante Summe 2b der Kollektorströme b + χ und b - χ der Differenzverstärkertransistoren Q43 und Q44. Wie man sieht, moduliert das dem Eingang S zugeleitete x-proportionale Signal auch die Kollektorströme der Differenzverstärkertransistoren Q^und Q^.

Die Stromquelle Qs\ ist durch die Spannung an der Diode 106 und am Widerstand 107 so vorgespannt, daß sich der Kollektorstrom 2b ergibt Die Stromquelle mit Q52, Q53, Qa> und den dazugehörigen Schaltungselementen erhält ihre Vorspannung von B + über den Widerstand 133 und von der hochspannungsabhängigen Speisespannung an der Klemme HV über den Widerstand 131.

Das Ablenkkorrektursignal, das sich entsprechend der Quadratwurzel der Hochspannung ändern muß, um deren Änderungen zu kompensieren, bietet die Schaltungsanordnung nach Fig.2 eine geeignete Methode zum Erzielen der gewünschten Kompensation von Änderungen des Sägezahnsignals auf Grund der Hochspannung sowie einer S-Korrektur der Sägezahnschwingung. Wie oben gezeigt, sind die Ausgangsströme der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 (an den Ausgängen O und O') umgekehrt proportional dem Quadrat oder der zweiten Potenz der Variablen 2. Die 2a-Stromquelle (Q₅₂, Q53, Qso mit dazugehörigen Schaltungselementen) wird also durch die Spannungsquelle B + und die Spannungsquelle an der Klemme HV gesteuert

Um ein Signal zu gewinnen, das der Stromdifferenz zwischen den beiden in den Ausgängen (zusammengeschalteten Kollektoren von Qs, Q12 und Qs, Qu) der oberen Vervielfacherstufe fließenden Ausgangsströme entspricht, wird der Differenzverstärker mit φι bis Q74 von der Stromquelle mit Qjs bis Qn und von den Ausgangsströrcen der oberen Vervielfacherstufe an den Emittern von Qj\ und Qn aus gesteuert. Die an den Ausgängen O und O' erscheinenden Signale sind somit proportional

± (IcQ3 + Icqu — Icq» —
Aus den Gleichungen (26) ergibt sich, daß das Ausgangssignal am Ausgang O proportional ist und das Ausgangssignal am Ausgang O' proportional

-^r ist. Wenn also das hochspannungsabhängige Sägezahnsignal 404 das Eingangssignal der S- und Hochspannungskorrekturschaltung nach Fig.2 bildet, so entsprechen die Ausgangssignale an den Ausgängen O und O' den dargestellten Signalverläufen 506 bzw. 505.

Statt des Signals am Ausgang O kann das Signal am Ausgang O' in der Anordnung nach F i g. 1 verwendet werden. In diesem Falle müßte das Signal am Ausgang O'vom Signal am Schaltungspunkt Ssubrahiert werden, um die gewünschte S- und Hochspannungskorrektur zu erzielen, die Vereinigungsschaltung 241 müßte dann also eine Subtrahierschaltung sein.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Ablenkschaltung für eine Bildröhre zur Erzeugung eines S-förmig und hinsichtlich seiner Abhängigkeit von der Beschleunigungsanodenspannung der Bildröhre korrigierten Ablenkstromes, mit einer Spannungsquelle, welche eine aus einem konstanten Anteil und einem von der Beschleunigungsanodenspannung abhängigen Anteil zusammengesetzte Spannung liefert, deren Größe von der Wurzel der Beschleunigungsanodenspannung abhängt, und mit einem an diese Spannungsquelle angeschlossenen Sägezahngenerator zur Erzeugung einer periodischen Ablenk-Sägezahnschwingung, deren Amplitude sich gleichfalls mit der Wurzel der Beschleunigungsanodenspannung ändert, und mit einer an den Sägezahngenerator angeschlossenen S-Korrekturschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß der S-Korrekturschaltung (230) eine der Spannungsquelle (HV, B +, 131,133) entnommene, sich mit der Wurzel der Beschleunigungsanodenspannung (HV) ändernde Korrekturspannung zur Eliminierung derartiger Änderungen aus der Sägezahnschwingung zugeführt wird (Schaltungspunkt K) und daß diese nur S-korrigierte Sägezahnschwingung (506) von der S-Korrekturschaltung (230) und die von der Beschleunigungsanodenspannung (HV) abhängige Sägezahnschwingung (404) vom Sägezahngenerator (203—217) einer Signalkombinationsschaltung (241) zur Bildung einer Ablenkschwingung zugeführt werden, welche S-förmig und bezüglich der Beschleunigungsanodenspannukig korrigiert ist.

2. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle eine Summierschaltung (210, 211) enthält, die an eine Quelle einer sich direkt mit der Beschleunigungsanodenspannung ändernden Spannung (HV)una an eine Quelle einer im wesentlichen konstanten Spannung (B +) angekoppelt ist

3. Ablenkschaltung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß die S-Korrekturschaltung (230) Multiplizierschaltungen (Mu M2) zur Bildung der dritten Potenz der linearen Sägezahn-Ablenkschwingung (404) enthält.

4. Ablenkschaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch zwei hintereinandergeschaltete Multiplizierschaltungen (M], Mi).