DE4239666C2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Tangensentzerrung von Vertikalablenkschaltungen für Bildwiedergabegeräte - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren für Bildwiederga­ begeräte mittels einer von einem Sägezahngenerator nach Patent 42 34 735 er­ zeugten Sägezahnspannung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Ferner betrifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsge­ mäßen Verfahrens.

Eine sägezahnförmige Ablenkspannung für die Vertikalab­ lenkschaltung eines Fernsehempfängers oder eines Moni­ tors wird bekanntlich dadurch gewonnen, daß ein Konden­ sator mit einem nahezu konstanten Strom geladen und entladen wird. Zur Erzeugung eines zur sogenannten Tan­ gensentzerrung erforderlichen, etwa S-förmigen Ablenk­ stromes ist es bekannt, dem Ladestrom des Kondensators einen V-förmigen Korrekturstrom zu überlagern, so daß der Kondensator zu Bildanfang und zu Bildende weniger schnell als in der Bildmitte umgeladen wird.

Ferner ist es bekannt, den V-förmigen Strom aus einem nullsymetrischen Sägezahnspannungsverlauf U_S zu ge­ winnen. Wenn nun bei einer Änderung der Frequenz die Amplitude als auch der Grad der S-Korrektur der mittels eines Kondensators erzeugten sägezahnförmigen Ablenk­ spannung unbeeinflußt bleiben sollen, müssen sowohl der Konstantanteil des Ladestromes als auch dessen V-förmi­ ger Anteil frequenzproportional zunehmen. Daraus folgt, daß auch die Amplitude des zur Ableitung des V-förmigen Stromes erforderliche Sägezahnspannung U_S ebenfalls frequenzproportional zunehmen muß. Daher kann bei einer Variation der Frequenz der eine konstante Amplitude aufweisende, also frequenzkorrigierte sägezahnförmige Spannungsverlauf an dem Kondensator selbst nicht zur Gewinnung des V-förmigen Stromes herangezogen werden. Vielmehr muß, wie in Fig. 1a prinzipiell dargestellt ist, der sägezahnförmige Spannungsverlauf U_S separat erzeugt werden.

In dieser Fig. 1a wird die S-förmig zu korrigierende Sägezahnspannung U_C0 durch Laden und Entladen eines Kondensators C₀ gewonnen. Hierzu liefert eine Konstant­ stromquelle E1 einen konstanten Ladestrom I₀, dem ein V-förmiger Strom I_V überlagert ist (vgl. Fig. 1b). Eine zweite sägezahnförmige Spannung U_C1 wird mittels eines Kondensators C₁ erzeugt. Der hierzu erforderliche Ladestrom I₁ wird von einer zweiten Konstantstromquelle E2 bereitgestellt. Schließlich dient ein Schalter S zu­ sammen mit einer Diode D zur Erzeugung sowohl der Säge­ zahnspannung U_C0 als auch der als Hilfsspannung an­ zusehenden Sägezahnspannung U_C1, wobei vorausgesetzt wird, daß der Anstieg des Spannungsverlaufs U_C1 stets langsamer erfolgt, als der des Spannungsverlaufs U_C0, um eine gegenseitige Beeinflussung zu vermeiden. Die Nullsymmetrie der Sägezahnspannung U_S wird mit Hilfe ei­ nes Kondensators C_T und eines Widerstandes R₃ erreicht. Der Operationsverstärker OP6 verhindert eine Linearitätsbeeinflussung der Sägezahnspannung U_C1 auf­ grund nachfolgender Bauelemente. Diese Bauelemente, nämlich zwei Transistoren T₁ und T₂ sowie zwei Wider­ stände R₁ und R₂ dienen der Ableitung des V-förmigen Korrekturstromes I_V aus der Sägezahnspannung U_S (vgl. Fig. 1b). Zu Beginn der Ladephase liegt am Widerstand R2 der negative Maximalwert des Spannungsverlaufs U_S an. Der Transistor T2 ist somit leitend und es fließt ein Strom, der bei Vernachlässigung der Basis-Emitter- Flußspannung des Transistors T2 durch diesen Spannungs­ wert und dem Wert des Widerstandes R2 definiert ist. Mit dem Anstieg der Sägezahnspannung U_S nimmt dieser Strom ab, bis etwa ab der zweiten Hälfte der Ladephase der Transistor T1 leitend wird und nunmehr mit zuneh­ mender positiver Spannung U_S der Strom ebenfalls bis zu dem entsprechenden Maximalwert zunimmt. Die beiden Ströme der beiden Transistoren T1 und T2 ergeben zu­ sammen den gewünschten V-förmigen Stromverlauf I_V gemäß der Fig. 1b.

In der Schaltung nach Fig. 1a ergibt sich eine von der Frequenz unabhängige Amplitude und Grad der Tangensent­ zerrung, wenn sich der Wert des Ladestromes I₀ der Kon­ stantstromquelle E1 proportional und der Wert des La­ destromes I₁ der Konstantstromquelle E2 proportional zum Quadrat der Frequenz verändern.

Es sind integrierte Schaltungen für Vertikalablenk­ zwecke vorhanden, wie zum Beispiel der Schaltkreis TDA 4170 von der Firma TELEFUNKEN electronic GmbH, bei denen der die Amplitude der sägezahnförmigen Ablenk­ spannung definierende Ladestrom bei Frequenzänderung automatisch und frequenzproportional umgeschaltet wird, entsprechend der Konstantstromquelle E1 in Fig. 1a.

Nachteilig ist hierbei, daß diese Umschaltung in Stufen erfolgt, daß also eine kontinuierliche Frequenzvaria­ tion oder Zwischenwerte nicht realisiert werden können. Gleiches gilt für die Tangensentzerrung, bei der man, was bei kleineren Ablenkwinkel noch bedingt möglich ist, bei Frequenzumschaltung und gebräuchlicher Be­ schaltung solcher Schaltkreise einen Kompromiß im Sinne einer etwas zu großen bzw. zu kleinen Tangensentzerrung bei der einen bzw. anderen Frequenz eingeht. Das wie­ derum wird um so problematischer, je größer der Ab­ lenkwinkel und je weiter die Frequenzen auseinanderlie­ gen.

Für höhere Ansprüche läßt sich bei dem bekannten Schaltkreis TDA 4170 ein konstanter Grad der Tangens­ entzerrung und eine konstante Amplitude der sägezahn­ förmigen Ablenkspannung bei Frequenzumschaltung deshalb erreichen, da dieser einen Tristate-Ausgang zur Fre­ quenzerkennung aufweist, aber in nachteiliger Weise eben nur in Stufen und mit einem nicht unerheblichen externen, d. h. zusätzlichen Schaltungsaufwand.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Tangensentzerrung von Vertikalablenk­ schaltungen mittels einer von einem bekannten Sägezahn­ generator nach Patent 42 34 735 er­ zeugten Sägezahnspannung anzugeben, das bei kontinuier­ licher Frequenzänderung eine sägezahn­ förmige Ablenkspannung erzeugt, deren Amplitude sowie deren Grad der Tangensentzerrung konstant, also frequenzunabhängig ist.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die kennzeich­ nenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Hiernach geht das erfindungsgemäße Verfahren von einem Sägezahn­ generator aus, der in dem Patent 42 34 735 beschrieben ist. Dieser bekannte Sägezahngenerator er­ zeugt eine Sägezahnspannung mit frequenzunabhängiger Amplitude, die sich jedoch proportional zu einem vorge­ gebenen Spannungswert (U_S1*) verhält. Hierzu wird ein Kondensator von einer Ladestromquelle geladen und von einer Entladestromquelle entladen, wobei die Entladung mit einem im Verhältnis zum Ladestrom wesentlich größe­ ren Entladestrom erfolgt. Ferner liefert dieser be­ kannte Sägezahngenerator eine frequenz- und amplituden­ proportionale Spannung sowie eine rechteckförmige Ent­ ladesteuerspannung, deren Impulspause der Rücklaufdauer der erzeugten Sägezahnspannung entspricht. Um einen V- förmigen Korrekturstrom erzeugen zu können, ist eben­ falls ein Kondensator vorgesehen, der eine zweite Säge­ zahnspannung liefert. Zur Synchronisierung des Lade- und Entladevorganges an diesem Kondensator dient die rechteckförmige Entladesteuerspannung des bekannten Sägezahngenerators, während die frequenzproportionale Amplitude dieser zweiten Sägezahnspannung mittels der ebenfalls von dem bekannten Sägezahngenerator geliefer­ ten frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung eingestellt wird.

Bei diesem bekannten Sägezahngenerator wird die bei ei­ ner Frequenzänderung erforderliche Korrektur aus­ schließlich während des Rücklaufs der Sägezahnspannung vorgenommen. Dies hat zur Folge, daß diese Korrektur­ spannung - dort mit U_C2 bezeichnet - während des Rück­ laufs nicht konstant ist. Dies wirkt sich jedoch in gleicher Weise negativ auf die frequenz- und amplitu­ denproportionale Spannung aus. Dieser Sachverhalt soll im Zusammenhang mit der Fig. 2 erläutert werden.

Die Schaltung nach Fig. 2a ist eine schematische Dar­ stellung eines Sägezahngenerators mit einem Kondensator C₀, der von einem konstanten, von einer Ladestromquelle 1c erzeugten Ladestrom I₀ geladen wird. Diese La­ destromquelle 1c besteht aus einem Transistor T₃ mit drei Widerständen R3, R4 und R5. Der Basis dieses Tran­ sistors T3 wird eine Steuerspannung U_var zugeführt, die dazu dient, den Ladestrom I₀ so zu beeinflussen, daß sich eine frequenzunabhängige Amplitude des sägezahn­ förmigen Spannungsverlaufs am Kondensator C₀ ergibt. Zur Tangensentzerrung wird der Sägezahnspannung U_C0 ein über die Emitter-Elektrode des Transistors T3 zugeführ­ ter V-förmiger Strom I_V überlagert. Zur Erzeugung einer zum Ladestrom des Kondensators C₀ proportionalen Span­ nung U₁ wird die Basis-Elektrode eines Transistors T4 mit der Basis-Elektrode des Transistors T3 verbunden, wobei die Emitter-Kollektorstrecke dieses Transistors T4 über einen Widerstand R6 und einem Widerstand R7 mit den Betriebspotentialen verbunden wird. Am Verbindungs­ punkt des Widerstandes R7 mit der Kollektor-Elektrode des Transistors T4 ist diese Spannung U₁ abgreifbar. Wie oben schon ausgeführt wurde, ist bei dem bekannten Sägezahngenerator nach Patent 42 34 735 die Korrekturspannung U_var während des Rücklaufs nicht konstant. Gemäß der Schaltung nach Fig. 2 überträgt sich diese Nichtkonstanz auch auf die frequenz- und amplitudenproportionale Spannung U₁, wie es in Fig. 2b dargestellt ist. Die Nichtkonstanz der Korrekturspannung U_var hat seine Ursache darin, daß bei dem bekannten Sägezahngenerator diese Spannung mittels eines Kondensators erzeugt wird, der während des Rück­ laufs auf- und entladen wird. Somit ist es nicht mög­ lich, das aus dem besagten Patent bekannte Verfahren für die vorliegende Aufgabe zu übernehmen. Die Korrektur der Spannung U_var muß also ausschließlich während des Hinlaufes erfolgen, was jedoch bei einer direkten Übernahme des bekannten Verfahrens zu einer Linearitätsbeeinflussung der zweiten Sägezahnspannung und somit auch des V-förmigen Stromes führen würde.

Es ist daher erfindungsgemäß ein weiterer Kondensator vorgesehen, der durch einen nahezu konstanten Strom ge­ laden oder entladen wird, wobei die Lade- oder Entlade­ dauer der Zeitdifferenz der Zeitpunkte entspricht, bei denen jeweils die erste und zweite Sägezahnspannung ihre halbe Hinlaufdauer erreicht haben. Die hierdurch an dem zweiten Kondensator erzeugte Korrekturspannung dient derart zur Einstellung des Ladestromes des zur Erzeugung der zweiten Sägezahnspannung vorgesehenen Kondensators, daß die Zeitpunkte, an dem die erste und zweite Sägezahnspannung die halbe Hinlaufdauer erreicht hat, übereinstimmen. Schließlich wird die so korri­ gierte zweite Sägezahnspannung zur Erzeugung eines V- förmigen Korrekturstromes herangezogen.

Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfin­ dungsgemäßen Verfahrens wird durch die Merkmale des Pa­ tentanspruchs 2 angegeben. Vorteilhafte Weiterbil­ dungen dieser Schaltungsanordnung können den Pa­ tentansprüchen 3 bis 7 entnommen werden.

Im folgenden soll die Erfindung im Zusammenhang mit den Zeichnungen dargestellt und erläutert werden. Es zei­ gen

Fig. 1a ein Schaltbild zur prinzipiellen Dar­ stellung der Erzeugung eines S-korri­ gierten sägezahnförmigen Spannungsver­ laufes nach dem Stand der Technik,

Fig. 1b Spannungsdiagramme zur Erläuterung der Funktion der Schaltung nach Fig. 1a,

Fig. 2a eine Schaltung zur prinzipiellen Dar­ stellung der Erzeugung einer frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung U₁ gemäß Patent 42 34 735,

Fig. 2b ein Spannungsdiagramm zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. 2a,

Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Durchfüh­ rung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 4a bis 4d Spannungsdiagramme zur Erläuterung der Funktion der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 5 Schaltungsanordnung zur Durchführung der Funktion des Schaltungsblockes 2a gemäß der Fig. 3,

Fig. 6a Schaltungsanordnung zur Unterbrechung des Entladevorganges des Kondensators C₁ gemäß der Fig. 3,

Fig. 6b Spannungsdiagramme zur Erläuterung der Funktion der Schaltungsanordnung nach Fig. 6a,

Fig. 7 ein Spannungsdiagramm sowie eine Schal­ tungsanordnung im Zusammenhang mit der Anpassung des Nulldurchganges der Ab­ lenkspannung an die Bildmitte einer Bildröhre.

Die Fig. 1 und 2 wurden schon im Zusammenhang mit der Erläuterung des Standes der Technik bzw. der Er­ läuterung der Erfindung beschrieben.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 besteht zunächst aus vier großen Schaltungsblöcken, die mit dem Bezugs­ zeichen 1, 2, 2b und 3 bezeichnet sind. Der Schaltungs­ block 1 dient zur Erzeugung einer ersten Sägezahnspan­ nung U_C0, die eine S-förmige Korrektur zur Tangensent­ zerrung aufweist mit einem Verlauf gemäß dem ent­ sprechenden Spannungsdiagramm der Fig. 1b. Dieser Sägezahngenerator 1 ist aus dem schon erwähnten Pa­ tent 42 34 735 bekannt und soll daher nur kurz dargestellt und erläutert werden. Dabei wird zunächst der dem Transistor T₃ zugeführte V-förmige Korrekturstrom I_V außer acht gelassen. Zur Erzeugung der sägezahnförmigen Spannung U_C0 wird ein Kondensator C₀ von einer Ladestromquelle 1c geladen und von einer Entladestromquelle 1d entladen. Die Ladestromquelle 1c besteht aus einem Transistor T₃ sowie drei Widerständen R4, R5 und R6. Die Entladestromquelle 1d ist entspre­ chend mit einem Transistor T5 und vier Widerständen R9 bis R12 sowie einer Diode D₁ aufgebaut. Die Entladung des Kondensators C₀ erfolgt über die Diode D1 und den Widerstand R12 mittels einer von einem Schaltungsblock 1a gelieferten rechteckförmigen Entladesteuerspannung U_R1. Die Auslösung der negativen Flanke der Entlade­ steuerspannung U_R1 erfolgt durch den Synchronisations­ impuls V_syn oder beim Erreichen einer vorgegebenen ma­ ximalen Spannungsschwelle der Sägezahnspannung U_C0. Die positive Flanke der Entladesteuerspannung U_R1 wird in dem Augenblick erzeugt, in dem der sägezahnförmige Spannungsverlauf U_C0 auf einen proportionalen Wert der Spannung U_S1 (oder auf den invertierten Wert) abgesun­ ken ist.

Der Schaltungsblock 1b sorgt dafür, daß der Wert der positiven Amplitude der Sägezahnspannung U_C0 im Zeit­ punkt der Synchronisation mit dem Wert der negativen Amplitude übereinstimmt. Um dies zu erreichen, erzeugt dieser Schaltungsblock 1b eine Korrekturspannung U_var die der Basis-Elektrode des Transistors T₃ der La­ destromquelle 1c zugeführt wird, um somit bei einem Frequenzwechsel eine konstante Amplitude der Sägezahn­ spannung U_C0 zu gewährleisten. Mit dem Transistor T4 und den Widerständen R7 und R8 wird eine frequenz- und amplitudenproportionale Spannung U₁ erzeugt, indem der Basis-Elektrode dieses Transistors T4 ebenfalls die Korrekturspannung U_var gemäß der Fig. 2a zugeführt wird.

Der Schaltungsblock 2 ist in ähnlicher Weise aufgebaut wie der Sägezahngenerator 1 . Zur Erzeugung einer zwei­ ten Sägezahnspannung U_C1 enthält der Schaltungsblock 2 einen ersten Kondensator C₁, der entsprechend wie der Sägezahngenerator 1 von einer Ladestromquelle 2c auf­ geladen und von einer Entladestromquelle 2d entladen wird. Zur Steuerung der Entladestromquelle 2d wird ei­ nem Schaltungsblock 2a die von dem Sägezahngenerator 1 gelieferte Entladesteuerspannung U_R1 als auch die fre­ quenz- und amplitudenproportionale Spannung U₁ zuge­ führt.

Die Entladesteuerspannung U_R1 dient zur Synchro­ nisierung des Entladevorganges des Kondensators C1, während das Ende des Entladevorganges an dem Kondensa­ tor C1 durch die frequenz- und amplitudenproportionale Spannung U₁ bestimmt wird. Eine entsprechende Schal­ tungsanordnung dieses Schaltungsblockes 2a ist in der Fig. 5 dargestellt. Dieser erzeugt ebenfalls aus der ihm zugeführten Entladesteuerspannung U_R1 sowie der frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung U₁ eine rechteckförmige Entladesteuerspannung U_R2 für die zuge­ hörige Entladestromquelle 2d.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 weist vier An­ schlüsse 2a₁ bis 2a₄ auf, wobei an die Anschlüsse 2a₁ bzw. 2a₂ die frequenz- und amplitudenproportionale Spannung U₁ bzw. die rechteckförmige Entladesteuerspan­ nung U_R1 angeschlossen wird, während der dritte An­ schluß 2a₃ mit dem Kondensator C₁ verbunden wird und an dem letzten Anschluß 2a₄ die Entladesteuerspannung U_R2 für die Entladestromquelle 2d abgreifbar ist. Ein Ope­ rationsverstärker OP1 arbeitet zusammen mit dem Konden­ sator C1 und den Lade- und Entladestromquellen 2c und 2d als Multivibrator. Zwei weitere Operationsverstärker OP8 und OP9 zusammen mit vier Dioden D₆ bis D₉ sowie fünf Widerständen R₁₉ bis R₂₄ dienen der Klemmung der für die Sägezahnspannung erforderlichen oberen und un­ teren Spannungsschwellwerte. Die genaue Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung kann dem schon genannten Pa­ tent 42 34 735 entnommen werden.

Zur Regelung der Amplitude der Sägezahnspannung U_C1 bei einem Frequenzwechsel wird auch der Ladestromquelle 2c über einen Widerstand R₁₈ eine Korrekturspannung U_var* zugeführt. Diese Korrekturspannung entspricht der von dem Schaltungsblock 1b des Sägezahngenerators 1 erzeug­ ten Korrekturspannung U_var zur Steuerung der Ladestrom­ quelle 1c. Die Korrekturspannung U_var* wird jedoch nicht nach dem gleichen Verfahren wie in dem Schal­ tungsblock 1b des Sägezahngenerators 1 erzeugt, wie schon oben ausgeführt wurde. Diese Korrekturspannung U_var* wird von dem Schaltungsblock 2b erzeugt.

Im folgenden sollen der Aufbau dieses Schaltungsblockes 2b sowie dessen Funktion im Zusammenhang mit den Span­ nungsdiagrammen der Fig. 4 erläutert werden. Die an dem Kondensator C₀ des Sägezahngenerators 1 erzeugte Sägezahnspannung U_C0 wird dem nicht-invertierenden Ein­ gang eines Operationsverstärkers OP2 zugeführt, dessen invertierender Eingang auf dem Bezugspotential U₀ der Schaltung liegt. An dem Ausgang dieses Operationsver­ stärkers OP2 wird eine rechteckförmige Spannung U_M ge­ mäß der Fig. 4a erzeugt, dessen positive Flanke mit dem Nulldurchgang des ansteigenden sägezahnförmigen Spannungsverlaufes U_C0 übereinstimmt.

Ferner sind zwei weitere Operationsverstärker OP3 und OP4 vorgesehen, denen die zweite von dem Kondensator C1 des Schaltungsblockes 2 erzeugten Sägezahnspannung U_C1 zugeführt werden. Um negative Linearitätsbeeinflussun­ gen zu vermeiden, wird ein als Spannungsfolger geschalteter Operationsverstärker OP6 zwischengeschal­ tet. Im einzelnen wird dem Operationsverstärker OP4 über dessen nicht-invertierenden Eingang die Sägezahn­ spannung U_C1 zugeführt, während dies an dem nicht-in­ vertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3 über einen Widerstand R₁₇ erfolgt. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP2 wird jeweils über eine Diode D₂ bzw. D₄ auf die invertierenden Eingänge der beiden Operationsverstärker OP3 und OP4 geführt. Ferner werden diese beiden invertierenden Eingänge über jeweils einen Widerstand R13 bzw. R15 auf das Bezugspotential U₀ der Schaltung bezogen.

An dem Schaltungsknoten P₂ steht wegen der Diode D₂ le­ diglich der positive Anteil der rechteckförmigen Span­ nung U_M zur Verfügung. Der hierzu entsprechende Span­ nungsverlauf U_P2 zeigt die Fig. 4b. Auch den Span­ nungsverlauf an dem Schaltungsknoten P₁ am nicht-inver­ tierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3 zeigt diese Fig. 4b in einem U_P1-t-Diagramm. Hierbei ist die Amplitude dieses Spannungsverlaufes U_P1 kleiner als der High-Pegel der rechteckförmigen Spannung U_M. Somit erscheint am Ausgang dieses Operationsverstärkers OP3 (Schaltungspunkt P₃) nur dann ein High-Pegel, wenn der Spannungsverlauf U_P1 noch vor der positiven Flanke der Spannung U_P2 die Nullinie C₀ schneidet. Dies ist für die durchgezogene Linie in dem U_P1-t-Diagramm der Fig. 4b der Fall, wie dies in dem U_P3-t-Diagramm dargestellt ist. Während der sonstigen Zeiten des Hinlaufes liegt der Schaltungspunkt P₃ auf einem Low-Pegel.

Der Ausgang des Operationsverstärkers OP3 ist über eine Diode D₃ und einen Widerstand R₁₄ mit einem Kondensa­ tor C₂ verbunden. Nach dieser Diode D₃ (Schaltungspunkt P₄) erscheint somit nur der positive Anteil des Span­ nungsverlaufes U_P3, also ein Impuls der Dauer t₊. Die­ sen Spannungsverlauf U_P4 zeigt das U_P4-t-Diagramm der Fig. 4b. Mit dem entsprechenden Spannungsimpuls wird der Kondensator C2 geladen, so daß sich dessen Spannung U_C2 in positive Richtung verschiebt. Diese Spannung U_C2 wird über einen als Spannungsfolger geschalteten Opera­ tionsverstärker OP5 als Korrekturspannung U_var* der La­ destromquelle 2c des Schaltungsblockes 2 zugeführt, mit der Folge, daß der Ladestrom an dem Kondensator C1 in­ nerhalb weniger Perioden so lange reduziert wird, bis der Nulldurchgang U₀ des Spannungsverlaufes U_P1 (durchgezogene Linie) mit der positiven Flanke der rechteckförmigen Spannung U_P2 übereinstimmt (gestrichelt gezeichneter Spannungsverlauf U_P1).

Entsprechend funktioniert der Operationsverstärker OP4 im Zusammenhang mit einer Diode D5 und eines Widerstan­ des R16 um eine zu kleine Amplitude des sägezahnförmi­ gen Spannungsverlaufes U_C1 zu korrigieren. Am Schal­ tungspunkt P5 (nicht-invertierender Eingang des Opera­ tionsverstärkers OP4) liegt die sägezahnförmige Span­ nung U_C1 gemäß dem U_P5-t-Diagramm der Fig. 4c an. We­ gen der Diode D₄ erscheint am Schaltungspunkt P₆ (invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP4) nur der negative Anteil der rechteckförmigen Spannung U_M gemäß dem U_P6-t-Diagramm der Fig. 4c. Am Ausgang dieses Operationsverstärkers OP4 (Schaltungspunkt P7) erscheint gemäß dem U_P7-t-Diagramm der Fig. 4c nur dann ein Low-Pegel, wenn nach der positiven Flanke des Spannungsverlaufs U_P6 der Wert des Spannungsverlaufs U_P5 kleiner als das Bezugspotential ist. Dies ist für den Spannungsverlauf U_P5 während des Hinlaufes bis zu deren Schnittpunkt mit dem Bezugspotential U₀ für die durchgezogene Linie der Fall. Nach der Diode D₅ (Schaltungspunkt P8) erscheint gemäß dem U_P8-t-Diagramm lediglich ein negativer Impuls der Dauer t_-, der die Spannung an dem Kondensator C₂ in negative Richtung verschiebt, so daß hierdurch diese Spannung als Korrek­ turspannung U_var* die Ladestromquelle 2c veranlaßt, den Ladestrom für den Kondensator C1 derart zu erhöhen, daß der Nulldurchgang der sägezahnförmigen Spannung U_C1 und somit der Spannung U_P5 mit der positiven Flanke der Spannung U_P6 zusammenfällt, wie dies als gestrichelt gezeichnete Linie in dem U_P5-t-Diagramm dargestellt ist.

Schließlich wird die ebenfalls von dem Schaltungsblock 2a erzeugte Entladesteuerspannung U_R2 über eine Diode D₆ bzw. D₇ dem nicht-invertierenden Eingang bzw. dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP3 bzw. OP4 zugeführt. Dieser Spannungsverlauf U_R2 wird am Operationsverstärker OP3 dem Spannungsverlauf U_C1 und am Operationsverstärker OP4 dem Spannungsverlauf U_P6 überlagert. Da am invertierenden Eingang des Operati­ onsverstärkers OP3 (Schaltungspunkt P2) entweder ein positives oder das Bezugspotential U₀ anliegt, kann am Schaltungspunkt P₃ (Ausgang des Operationsverstärkers OP3) während der Dauer des negativen Impulses der Ent­ ladesteuerspannung U_R2 (Rücklauf der Sägezahnspannung U_C1) nur eine negative Spannung entstehen, d. h. die sonst in dieser Zeit auftretenden und unter Umständen störenden, in den U_P3-t- und U_P4-t-Diagrammen der Fig. 4b gestrichelt dargestellten Korrekturimpulse werden somit unterdrückt. Sinngemäß funktioniert die Unter­ drückung der unerwünschten Korrekturimpulse während des Rücklaufs der Sägezahnspannung U_C1 bezüglich des Operationsverstärkers OP4, bei dem der negative Anteil der rechteckförmigen Spannung U_M über die Diode D7 um die Dauer des Impulses der Entladesteuerspannung U_R2 verlängert wird und so bereits zum Rücklaufeinsatz be­ ginnt (vgl. U_P7-t- und U_P8-t-Diagramme der Fig. 4c).

Auch bei exakter Koinzidenz des Nulldurchganges der sä­ gezahnförmigen Spannung U_C1 zur positiven Flanke des rechteckförmigen Spannungsverlaufes U_M können an den Schaltungspunkten P4 und P8 trotzdem Nadelimpulse gemäß der Fig. 4d auftreten, die wegen ihrer zeitlichen Kürze und wegen des Bezugs auf die Hinlaufmitte der Sä­ gezahnspannung U_C1 keinen Einfluß auf die Tangensent­ zerrung ausüben können. Diese Nadelimpulse entstehen hauptsächlich wegen der endlichen Verstärkung des Ope­ rationsverstärkers OP2 und dem relativ langsamen An­ stieg des sägezahnförmigen Spannungsverlaufes U_C0 wes­ halb die Flanken der rechteckförmigen Spannung U_M eine gewisse Steilheit nicht überschreiten können.

Der schon obengenannte Operationsverstärker OP5 ver­ hindert eine Belastung des Kondensators C2 des Schal­ tungsblockes 2b durch nachfolgende Schaltungsteile und sorgt so für die Konstantheit der Korrekturspannung U_var* zwischen jeweils zweier Korrekturen der sägezahn­ förmigen Spannung U_C1 in deren Hinlaufmitte.

Wie im Zusammenhang mit der Fig. 2 schon beschrieben wurde, ist die frequenz- und amplitudenproportionale Spannung U₁ während der Dauer t_P1 der Impulspause der Entladesteuerspannung U_R1 nicht konstant. Dies bedeu­ tet, daß die Dauer t_P2 des von dem Schaltungsblock 2a erzeugten Impulspause der Entladesteuerspannung U_R2 länger sein muß, als die Dauer t_P1 der Impulspause der Entladesteuerspannung U_R1, da andernfalls die Amplitude des sägezahnförmigen Spannungsverlaufes U_C1 nicht ein­ deutig definiert wäre. Sie wäre davon abhängig, an wel­ cher Stelle innerhalb der Rücklaufzeit der Sägezahn­ spannung U_C0 der Rücklauf der Sägezahnspannung U_C1 beendet wird. Daher wird gemäß der Fig. 6a mittels ei­ nes Schaltungsblockes 5 der Entladevorgang des Kon­ densators C1 in der Nähe des Nulldurchganges bzw. des Mittelwertes des Spannungsverlaufes U_C1 gestoppt und erst nachdem der Rücklauf der Sägezahnspannung U_C0 beendet ist, wieder freigegeben (vgl. Fig. 6b). Dieser Schaltungsblock 5 enthält einen pnp-Transistor T₆ sowie zwei Dioden D₈ und D₉ sowie einen Widerstand R₁₉. Die Kollektor-Elektrode dieses Transistors T6 ist über die Diode D8 mit dem Kondensator C1 verbunden, während deren Emitter-Elektrode auf Masse-Potential liegt. Die Basis-Elektrode des Transistors T6 kann einerseits mit­ tels der Diode D9 auf das Bezugspotential U₀ bezogen wer­ den und andererseits wird ihr über den Widerstand R19 die Entladesteuerspannung U_R1 zugeführt. Die Diode D9 dient zur Begrenzung der Basis-Emitter-Spannung für den nicht-leitenden Zustand des Transistors T6. Mit Hilfe des Impulses der Entladesteuerspannung U_R1 wird der Transistor T6 leitend gesteuert. Mit Beginn der negati­ ven Flanke der Entladesteuerspannung U_R2, die mit der negativen Flanke des Impulses U_R1 zeitlich überein­ stimmt wird der Kondensator C1 so lange entladen, bis die Diode D8 leitend wird. Damit wird jedoch die Kol­ lektor-Elektrode des Entladetransistors T5′ der Entla­ destromquelle 2d bei Vernachlässigung der Restspannung der Diode D8 und des Transistors T6 auf Bezugspotential U₀ gezogen, so daß eine weitere Entladung des Kondensators C1 unterbrochen wird, wie dies in dem U_C1-t-Diagramm der Fig. 6b dargestellt ist. Mit der positiven Flanke des Impulses der Entladesteuerspannung U_R1 wird die restliche Entladung des Kondensators C1 eingeleitet. Die hierfür notwendige Zeitdauer T_D (vgl. Fig. 6b) kann durch eine entsprechende Versteilerung der Entladeflanke des Kondensators C2 leicht ausreichend klein gehalten werden.

Nach Fig. 3 wird die sägezahnförmige Spannung U_C1 zur Erzeugung des V-förmigen Korrekturstromes I_V einem Schaltungsblock 3 zugeführt, dessen Funktion schon im Zusammenhang mit der Fig. 1a erläutert wurde. Dieser Korrekturstrom I_V wird der Emitter-Elektrode des Lade­ transistors T3 der Ladestromquelle 1c zugeführt, so daß sich dieser dem Ladestrom des Kondensators C₀ überla­ gert. Die so korrigierte Sägezahnspannung U_C0 steht zur weiteren Verwendung an einem Ausgangsanschluß 4, bei­ spielsweise für eine Vertikalendstufe zur Verfügung.

Bei Verwendung der sägezahnförmigen Spannung U_C1 zur Tangensentzerrung muß unter Umständen gemäß der Fig. 7 berücksichtigt werden, daß die Dunkelsteuerphase x ei­ ner Bildröhre deutlich größer ist als die Rücklaufzeit der Ansteuerspannung, also der sägezahnförmigen Span­ nung U_C0. Dies bedeutet, daß die Bildmitte b und der Nulldurchgang a dieser Ansteuerspannung zeitlich nicht genau übereinstimmen, so daß der negative Spannungswert im Zeitpunkt T_A kleiner sein muß als im Zeitpunkt T_E (vgl. Fig. 7). Dies bewirkt letztlich für die obere und die untere Bildhälfte eine etwas unterschiedliche Entzerrung des Tangensfehlers. Zur Eliminierung dieses Fehlers wird die dem dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP2 zuzuführende Spannung um einen geringen Spannungswert U_D angehoben. Dieser Span­ nungswert U_D muß sich entsprechend der frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung U₁ wieder proportio­ nal zur Frequenz verhalten und kann daher aus dieser durch einen geeigneten Abgriff am Widerstand R8 des Sägezahngenerators 1 gewonnen werden, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist. Durch Variation dieses Abgriffes hat man es zudem in der Hand, eine eventuelle restliche Nichtlinearität des gesamten Ablenkverlaufs zu korri­ gieren.

Claims (7)

1. Verfahren zur Tangensentzerrung von Vertikalablenk­ schaltungen für Bildwiedergabegeräte mittels einer von einem einen Lade- und Entladekondensator (C₀) aufwei­ senden Sägezahngenerator (1) nach Patent 42 34 735 erzeugten, zu einer Bezugsspannung (U₀) symmetrischen ersten Sägezahnspannung (U_C0), wobei dieser Sägezahngenerator (1) eine Ladestromquelle (1c) für den Lade- und Entladekondensator (C₀) umfaßt, ferner eine frequenz- und amplitudenproportionale Spannung (U₁) liefert sowie eine rechteckförmige Entladesteuerspannung (U_R1) erzeugt, deren Impulspause (t_p1) der Rücklaufdauer der erzeugten ersten Sägezahnspannung (U_C0) entspricht, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) zur Erzeugung einer zweiten Sägezahnspannung (U_C1) sind folgende Verfahrensschritte vorgesehen:
  a1) Laden eines ersten Kondensators (C₁) mittels eines Ladestromes (I₁), bis die negative Flanke der rechteckförmigen Entladesteuerspannung (U_R1) den Entladevorgang einleitet,
  a2) Entladen des ersten Kondensators (C1) mittels eines Entladestromes (I₂) bis eine Schwellenspan­ nung erreicht wird, die sich proportional zu der frequenz- und amplitudenproportionalen Spannung (U₁) ändert,
  a3) es ist ein zweiter Kondensator (C₂) vorgese­ hen, der durch einen nahezu konstanten Strom (I3, I4) geladen oder entladen wird, wobei die Lade- oder Entladedauer der Zeitdifferenz (t₊, t_-) der beiden jeweils während des Hinlaufes der ersten und zweiten Sägezahnspannung (U_C0, U_C1) mit der Bezugsspannung (U₀) gebildeten Schnittpunkte ent­ spricht, und
  a4) die an dem zweiten Kondensator (C₂) erzeugte Korrekturspannung (U_C2) dient derart zur Einstel­ lung des Ladestromes (I₁) am ersten Kondensator (C₁), daß die beiden jeweils während des Hinlaufs der ersten und zweiten Sägezahnspannungen (U_C0, U_C1) mit der Bezugsspannung (U₀) gebildeten Schnittpunkte zeitlich übereinstimmen,
• b) zur Erzeugung eines V-förmigen Korrekturstromes (I_V) wird die bezüglich der Bezugsspannung (U₀) einen positiven und negativen Teil aufweisende zweite Sägezahnspannung (U_C1) derart herangezogen, daß ein zum positiven Teil als auch zum invertier­ ten negativen Teil proportionaler Strom (I_V) er­ zeugt wird, und
• c) schließlich wird der V-förmige Korrekturstrom (I_V) durch Zuführen an die Ladestromquelle (1c) des Sägezahngenerators (1) der ersten Sägezahnspannung (U_C0) überlagert.

2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, wobei der erste Kondensator (C1) zu­ sammen mit einem Operationsverstärker (OP1), einer La­ destromquelle (2c) und einer Entladestromquelle (2d) einen Multivibrator (2) gemäß Patent 42 34 735 bilden, dessen unterer Triggerpegel durch die frequenz- und amplitudenproportionale Spannung (U₁) und dessen oberer Triggerpegel durch die rechteckförmige Entladesteuerspannung (U_R1) festgelegt werden und ferner der Lade- bzw. Entladestrom (I1, I2) des ersten Kondensators (C₁) von der Lade- bzw. Entladestromquelle (2c, 2d) geliefert wird, mit folgenden Merkmalen:

• a) es ist eine erste Vergleichsschaltung (OP2) vorge­ sehen, die aus der ersten Sägezahnspannung (U_C0) durch Vergleich mit der Bezugsspannung (U₀) eine rechteckförmige Spannung (U_M) gleicher Frequenz derart erzeugt, daß deren positive Flanke nach der halben Hinlaufdauer der ersten Sägezahnspannung (U_C0) erzeugt wird,
• b) es ist eine zweite und dritte Vergleichsschaltung (OP3, OP4) zur Feststellung der Zeitdifferenz (t₊, t_-) der beiden jeweils während des Hinlaufs der ersten und zweiten Sägezahnspannung mit der Bezugsspannung gebildeten Schnittpunkte vorgesehen, indem der zweiten bzw. dritten Vergleichsschaltung (OP3, OP4) einerseits der positive bzw. negative Teil der rechteckförmigen Spannung (U_M) und andererseits die zweite Sägezahnspannung (U_C1) derart zugeführt wird, daß am Ausgang der zweiten bzw. dritten Vergleichsschaltung (OP3, OP4) ein positi­ ver bzw. negativer Korrekturimpuls (U_P3, U_P7) zur Ladung bzw. Entladung des zweiten Kondensators (C₂) erzeugt wird, dessen Impulsdauer der oben genannten Zeitdifferenz (t₊, t_-) entspricht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß Schaltungsmittel (D₆, D₇) vorgesehen sind, mit denen die von dem Multivibrator (2) erzeugte rechteckförmige Entladesteuerspannung (U_R2) derart den zweiten und dritten Vergleichsschaltungen (OP2, OP3) zugeführt werden, daß während des Rücklaufs der zweiten Sägezahnspannung (U_C1) keine Korrekturimpulse erzeugt werden.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltungsmittel (T₆, D₈, D₉, R₂₅) vorgesehen sind, die mittels der rechteckförmigen Ent­ ladesteuerspannung (U_R1) des Sägezahngenerators (1) nach Einleitung des Entladevorganges des ersten Konden­ sators (C₁) diesen Entladevorgang bei einem bestimmten Spannungswert am ersten Kondensator (C₁) unterbrechen und die Entladung erst fortgesetzt wird, wenn der Rück­ lauf der ersten Sägezahnspannung (U_C0) beendet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß als Schaltungsmittel ein Transistor (T6) und eine Diode (D8) vorgesehen sind, wobei die Emitter- Kollektorstrecke des Transistors (T6) über die Diode (D8) mit dem ersten Kondensator (C₁) verbunden sind und die Basis-Elektrode des Transistors (T6) von der rechteckförmigen Entladesteuerspannung (U_R1) angesteuert wird.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung der Schaltung in einem Fernsehgerät oder für einen Monitor zum Angleichen des die halbe Hinlaufdauer der ersten Sägezahnspannung (U_C0) betreffenden Zeitpunktes an den Zeitpunkt des vertikalen Durchganges der Bildschirm­ mitte die Bezugsspannung (U₀) um einen entsprechenden Spannungswert (U_D) verschoben wird.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Vergleichsschaltung Operationsverstärker verwendet werden.