DE2166155C3 - Transistorisierte Vertikalablenkschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit einem Phasenumkehrverstärker für die Ablenkschwin^ing mit einer Ablenkwicklung, einem in Reihe mit der Ablenkwicklung zwischen den Ausgangsanschluß und ein Bezugspotential geschalteten Stromfühlerwiderstand, einem zwischen den Verbindungspunkt der Wicklung mit dem Widerstand einerseits und dem Eingangsanschluß andererseits eingefügten, einen Kondensator enthaltenden Rückführungszweig, einer Ladespannungsquelle, einem zwischen die Quelle und den Eingangsanschluß eingefügten Ladewiderstand und einem zwischen den Eingangsanschluß und ein Bezugspotential eingefügten Entladetransistor, der periodisch leitend bzw. nichtleitend ist.

Aus der US-PS 29 64 673 ist eine transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit einer symmetrischen Gegentakt-B-Endstufe mit komplementären Transistoren beschrieben, welche einen Gegenkopplungszweig mit einer zwischen dem Ausgangskreis und dem Eingang einer Treiberstufe vorgesehenen Kapazität im Sinne eines Miller-Integrators verwendet. Der symmetrische Aufbau mit komplementären Elementen erlaubt die Einsparung des üblichen Vertikalausgangstransformators, der zu Impedanzanpassung zwischen Endstufe und Vertikalablenkwicklung dient.

Die hier zu beschreibende Schaltung nach der Erfindung verwendet ebenso wie das erwähnte US-Patent eine komplementäre symmetrische Endstufe mit einem Miller-Integrations-Gegenkopplungszweig, wobei die Endstufe über einen Koppelkondensator anstatt ober einen Ausgangstransformator mit den Vertikalablenkwjgkjungen verbunden ist Der Verzicht auf den Transformator erlaubt Einsparungen an Kosten und Raumbedarf und beseitigt die durch den üblichen Ausgangstransformator bedingten Verzerrungsproble* me der Kurvenform. Ein weiterer vorteilhafter Ge^ sichtspunkt besteht hinsichtlich des mechanischen Aufbaus, bei dem innerhalb eines kompakten flachen Fefhsehefgehäüses mit einer Farbbildröhre mit 110°-Ablenkung die Vertikalablenkschaltung ebenso wie die meisten Teile der übrigen Empfängerschaltung auf einem mit öffnungen versehenen vertikal angeordneten Chassis aufgebaut ist, durch welches der Hals der Bildröhre hindurchragt Hierbei wird durch den infolge der komplementären symmetrischen Endstufe ermöglichten Verzicht auf den Ausgangstransformator vermieden, daß dessen Streufeld die in relativ enger Nachbarschaft verlaufenden Elektronenstrahlen der Bildröhre schneidet

Bei der bekannten Schaltung werden die beiden Endtransistoren von einem Treibertransistor aus angesteuert der seinerseits von einem Vortreibertransistor angesteuert wird. Der Ablenkstromkreis verläuft vom Ausgang der Endstufe über die Vertikalablenkspulen und einen Rückkopplungswiderstand nach Masse. Vom Verbindungspunkt der Ablenkspulen mit dem Rückkopplungswiderstand läuft ein Integrationskreis mit einem den Miller-Effekt ausnutzenden Integrationskondensator auf den Eingang des Vortreibertransistors. Außerdem ist der Eingang des Vortreibertransistors mit einem Schalteriransistor verbunden, der während des Rücklaufintervalls durchlässig ist und den Miller-Kondensator entlädt Zu Beginn des Hinlaufintervalls wird der Schaltertransistor gesperrt, so daß sich der Kondensator aufladen kann. Entsprechend der sich am Kondensator aufbauenden Spannung wird der Vortreibertransistor zunehmend in den Leitungszustand gesteuert, wobei an seinem Ausgang die sägezahnförmige Vertikalablenkspannung entsteht Der Einschaltzeitpunkt des Vortreibe^rtransistors bestimmt sich durch den anfänglichen Verlauf der Aufladung des Miller-Kondensators, der wiederum von der Ladespannung und von der Größe des Ladewiderstandes, welcher unter anderem auch den Bildhöhenregler umfaßt, abhängt Unterschiedliche Einschaltzeitpunkte des Vortreibertransistors führen jedoch zu unterschiedlichen Zeilenlängen, so daß die Zeilenlänge abhängig von der Bildhöheneinstellung und von Spannungsschwankungen wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Vermeidung derartiger Abhängigkeiten durch eine Sicherstellung des genauen Einschaltzeitpunktes des Vortreibertransistors unabhängig von dem anfänglichen Verlauf der Ladespannung des Miller-Kondensators.

Diese Aufgabe wird bei einer Vertikalablenkschaltung der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäD dadurch gelöst daß in dem den Miller-Kondensator enthaltenden Rückführungszweig in Reihe mit dem Kondensator ein Paar antiparallelgeschalteter Dioden eingefügt ist. Dadurch wird nach dem Sperren des Schaltertransistors infolge des anfänglichen Ladungsstrcms des Miller-Kondensators die eine der beiden Dioden sofort in Durchlaßrichtung umgepolt, so daß ihre Durchlaßspannung auch sofort an der Basis des Vortreibertransistors zur Verfügung steht und dieser sofort zu leiten beginnt. Die antiparallelgeschaltete Diode gewährleistet andererseits einen niederohmigen Entladungsstromkreis für den Mi'ler·Kondensator bei geschlossenem Schaltertransistor während der Rück- !aufintervaJle.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Darstel· lung eines Ausführungsbeispiels näher erläutert

Der Vertikalverstärker hat (a) eine Eingangsstufe mit einem Emitterfolger^npn-Transistor20,(b) eine Treiber* stufe mit einem npn»Transistor30 in Emittergrundschaltung mit einem Basiseingang, dem das Ausgangssignal des Emitteffölgertraflsistörs 20 zugeführt wird Und (c)

mit einer symmetrischen Gegentakt-B-Ausgangsstufe mit komplementären Transistoren 40 (npn) und 50 (pnp), deren Basen vom Kollektor des Treibertransistors 30 parallel angesteuert werden und deren zusammengeschaltete Emitter am AusgangsanschluQ 0 das Ausgangssignal abgeben.

Die beiden Hälften BOA und 80ß der Vertikalablenkwicklung erhalten den Ablenkstrom vom Ausgangsanschluß 0 über einen Koppel-Ebktrolyt-Kondensator 53, der in Reihe mit einer Vertikalkonvergenzschaltung 70 liegt, die in der Zeichnung zwischen den Klemmen C und C eingerahmt dargestellt ist. (Einzelheiten der Vertikalkonvergenzschaltung sind hier zur Vereinfachung der Zeichnung nicht besonders dargestellt). Der Stromkreis des Ablenksxromes verläuft über ein Parallel-RC-GIied mit einem Stromfühlwiderstand 57 weiter nach Masse.

Um den Vertikalverstärker ist ein Gegenkopplungszweig mit einem Kondensator 61 geführt, welcher vom Gegenkopplungsanschluß F (am nicht geerdeten Ende des Widerstandes 57) im Ausgangskreis des Verstärkers zur Basis des Eängangstransistors 20 verläuft.

Das abwechselnde Aufladen des Kondensate; ä 61 aus der Betriebsgleichspannung B über einen die Widerstände 10 und 11 enthaltenden Ladekreis und sein Entladen über einen periodisch leitenden Entladungstransistor 100 führt unter Ausnutzung des Prinzips des Miller-Integrators zur Erzeugung einer Sägezahnschwingung. Die Rückführung der Rücklaufimpulse auf die Basis des Entladungstransistors 100 von der Klemme C der Ausgangsschaltung erfoigt über einen einen Widerstand 101 enthaltenden Stromzweig zur Bildung eines astabilen Multivibrators in bekannter Weise mit dem Entladungstransistor und der Ausgangsstufe, welcher die Ablenkschaltung mit einer etwas niedrigeren Frequenz als die Bildablenkfrequenz selbstschwingend macht. Die genaue Synchronisation der Schwingungen mit der richtigen Ablenkfrequenz erfolgt unter Steuerung durch die Vertikalsynchronimpulse, die von einer an der Klemme 5 zur Verfugung stehenden Synchronisier^ohwingung abgeleitet werden.

Zur besseren Würdigung der Verbesserungen hinsichtlich des Betriebes der hier beschriebener Ablenkschaltung infolge der erfindungsgemäßen Maßnahmen sei nun die Schaltung in weiteren Einzelheiten betrachtet.

Die Aufladung des Kondensators 6J zur Erzeugung des Hinlaufintervalls der Eingangssägezahnspannung erfolgt über einen Ladekreis mit einem einstellbaren Widerstand 10 (welcher der Bildhöheneinstellung dient). einen Festwiderstand 11 (zur Begrenzung der maximalen Bildhöhe), einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Diode 63 uno einem Fühlwiderstand 57.

Die Diode 63 im Ladekreis stellt ein schnelles Einschalten des Vortreibertransistors 20 sicher, wenn der Entladetransistor 100 sperrt. Beim Leiten des En'Jadetransistors 100 wird die Spannung an der Basis des Transistors 20 auf Masse geklemmt. Nach dem Sperren des Transistors 100 beginnt ein Ladestrom zu fließen, der die Diode 63 schnell in Durchlaßrichtung umpolt. Dadurch steigt die Spannung an der Basis des Transistors 20 sprunghaft bis dicht (je nach den gewählten Diodentyp) an das zum Leiten des Transistors 20 benötigte Potential Vi_x an. Fehlte die Diode 63, so würde dieser sprunghafte Anstieg nicht erfolgen und der Transistor 20 wOrde wegen der Aufladung des Kondensators verzögert eingeschaltet werden. Ein solch langsamer Aufbau äii/däs benötigte Potential V_be ist aber nicht nur wegen der sich dadurch ergebenden Verlängerung des Rücklaufintervalls unerwünscht, sondern auch wegen der sich mit der Bildhöheneinstellung verändernden Ladezeitkonstante, wodurch unerwünschte Schwankungen des Rücklaufintervalls bedingt würden. Zwar könnte man einen sprunghaften Anstieg auch durch die Verwendung eines kleinen Widerstandes im Rückführungsweg erreichen, jedoch wäre der Sprung dann relativ unzuverlässig, da sich seine Größe mit der Bildhöheneinstellung verändern würde. Im Gegensatz dazu wird die Sprunghöhe bei Verwendung der Diode 63 relativ konstant und unabhängig von der Bildhöheneinstellung. Jedoch kann, wenn zu der festen Diodenspannung eine Zusatzspannung erwünscht ist, auch noch ein Festwiderstand zusätzlich zur Diode 63 in den Rückführungszweig eingefügt werden.

Wegen der Gleichrichtereigenschaft der Einschaltdiode 63 ergibt sich andererseits ein Problem durch ihre Einfügung hinsichtlich der Entladung des Kondensators 61 bei Leiten des Transistors 100. Dieses Problem läßt sich jedoch durch Parallelschalten e'·' zr entgegengesetzt gepolten Diode 64 zur Diode 63 l^sen Die Diode 64 ibt während des Hinlaufintervalls gesperrt, während des Rücklaufintervalls bei leitendem Transistor 100 jedoch durchlässig, um den erforderlichen niederoiimigen Entladeweg zu bieten.

Das an der Spannungsklemme B liegende Ladepotential setzt sich beispielsweise aus (1) der stabilisierten Gleichspannung des Empfängers und (2) einer sich mit Änderungen der Endanodenspannung der Bildröhre unmittelbar verändernden Gleichspannung zusammen und erscheint an einem Siebkondensator 122 am Ausgang eines Spannungsteilers, der durch Widerstände 121 und 123 gebildet wird, die zwischen der sich verändernden Spannung (+ KDC) und der stabilisierten Betriebsspannung ( + 15V) liegen. Bei Empfängern, bei denen die Endanodenspannung der Bildröhre nicht auf einen engen Bereich konstant gehalten wird, ermöglicht die Benutzung der + KDC-Komponente eine automatische Regelung der Sägezahnamplitude zur Konstanthaltung der Bildhöhe bei Schwankungen der Endanodenspan· ang (hierbei wird beispielsweise die Ladespannung und damit die Sägezahnamplitude verringert, wenn durch Absinken der Endanodenspannung das Bild sich zu vergrößern sucht). Ist eine genaue Regelung der Endanodenspannung vorgesehen, dann kann man auf die variable Komponente der Ladespannung verzichten.

Der Kondensator 61 wird zur Bildung des Rücklaufintervalls des Eingangssägezahns entladen, wenn der Entladetransistor 100 leitend wird. Der Entladekreis enthält dabei die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 100. die in Durchlaßrichtung gepolte Diode 65 und den Widerstand 57.

Die Kollektorspannung des Fingangstransistors 20 wird von der Anzapfung eines aus den Widerständen 23 und 25 gebildeten S-annungsteilers abgeleitet, welche zwischen der Betriebsgleichspannung S+. welche mit + 77 V bezeichnet ^!st, und Masse liegen. Der Emitter des Transistors 20 li^gt unmittelbar an der Basis des Treibertransistors -.0, so daß dessen Basis-Emitter-Strecke vom Emitterwiderstand 21 überbrückt ist.

Der Kollektor des Treibertransistors 30 ist unmittelbar mit der Basis des pnp-Ausgangstransiitors 50 und über eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode 35 mit der Basis des npn-Ausgangstransistors 40 verbunden. Zwei in Reihe geschaltete Vorspannungswiderstände 31 und 33 verbinden die Basis des Transistors 40 mit der Betriebsspannung von +77 V, Der Durchlaßspan-

nungsabfal! der Diode 35 führt zu einer Spannungsdifferenz an den Basen der Transistoren 40 und 50 und hilft die Übergangsvefzeffungen in der Mitte des Hinlaufintervalls bei der Stroinübernahme zu vermindern. Jedoch erlaubt die Wechselstromrückführung in der dargestellten Schaltung auch einen Verzicht auf diese Diode, ohne daß dadurch ernsthaft störende Verzerrungen auftreten würden. Zur Stabilisierung ist eine in Sperrichtung vorgespannte Diode 36 zwischen die Basis des Transistors 40 und Masse geschaltet. Während des Rücklaufintervalls, wenn der Treibertransistor 30 gesperrt ist, wird die Diode 36 in ihrem Zenergebiet betrieben und hält als Zenerdiode die Spannungen an Basis und Emitter des Transistors 40 unabhängig von Schwankungen der Betriebsgleichspannung ( + 77 V) auf einen praktisch konstanten Wert. Die Vorteile dieser Schaltung sind nun im einzelnen erläutert.

Die komplementäre symmetrische Endstufe ist im fibng?n in konventioneller Form aufgebaut wobei der Kollektor des Amsgangstransistors 40 unmittelbar an der Spannung +77 V liegt und die Emitter des Ausgangstransistewpaares zusammengeschaltet und an einen Ausgangsaiischluß 0 gelegt sind, während der Kollektor des Ausgangstransistors 50 über einen Widerstand 51 an Masse liegt. Der Widerstand 51 wirkt als Spannungsqucille für eine sich ändernde Hinlaufendspannung, welche zum Zwecke der nachfolgend beschriebenen Frequenzregelung nützlich ist Ein »Bootstrapw-Kondensator 41 verbindet den Ausgangsanschluß 0 mit 'dem Verbindungpunkt der Vorspan- nungswiderständü¹ 31 und 33 zum Zwecke der Wirkungsgradvei'besserung.

Der Basis des Entladetransistors JOO werden zur Steuerung seines Leitungszustandes drei Schwingungen zugeführt:

(A) Ein von der Klemme C des Ausgangskreises der Ablenkschaltung abgenommener Rücklaufimpuls wird dem Entladungstransistor über einen den Widerstand 101. einen Kondensator 106. einen Widerstand 107 und einen Kondensator 58 enthaltenden Strompfad zügeführt Ein Parallel- RC-G\\ea mit dem Widerstand 108 und dem Kondensator 109 liegt zwischen Masse und dem Verbindungspunkt von Widerstand 107 und Kondensator 58 und wirkt mit den in Reihe geschalteten Bauelementen 106 und 107 zur Formung der Rückführungsimpulse. Ein auf die Zeilenfrequenz abgestimmter Reihenresonanzkreis aus einem Kondensator 103 und einer Spule 105 liegt zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes 101 mit dem Kondensator 106 und Masse und teilt im Zusammenwirken mit dem Widerstand 101 d»e restlichen zeilenfrequenten Komponenten herunter, um Störungen der Zuordnung der Kompensationskomponenten auszuschalten.

(B) Eine während der zweiten Hälfte des Hinlaufintervalls auftretende positiv gerichtete Sägezahnschwingung erscheint am Widerstand 51 im Kollektorkreis des Transistors 50. Ein durch die Reihenschaltung zweier Festwiderstände 52 und 57' mit einem einstellbaren Widerstand 56 verbindet den Kollektor des Transistors 50 mit der Basis des Transistors 100 und wirkt mit dem Kondensator 58 !integrierend für die Sägezahnkomponente, so daß sich an der Basis des Entladetransistors eine Spannungsschwingung ergibt, die am Ende des Rücklaufmtervalls steil ansteigt (und damit die Störungsunempfindlii:hkeit verbessert). Der einstellbare Widerstand 56 er%übi eine Einstellung der Steigung der Sägezahnschwingiing und dient bequemerweise der Einstellung des Bildfangs.

(C) Zur Zuführung der Synchronimpulse ist ein Stromzweig Zwischen dem Synchronsignaleingangsanschluß 5 und der Basis des Entladetransistors vorgesehen, welcher einen Widerstand 11, eine Diode 113, einen Widerstand 115 und einen Kondensator 58 enthält Ein weiterer Kondensator 112 liegt zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes 110 mit der Diode 113 und Masse. Der Reihenwidefstand 111 und der Querkondensator 112 bilden ein Eingangsfilter, welches die Horizontalsynchronanteile des gesamten Synchronsignals an der Eingangsseite der Diode Diode 113 verringert Ein zwischen die Spannung +77 V und den Verbindungspunkt der Diode 113 mit dem Widerstand 115 geschalteter Widerstand 114 bildet zusammen mit den Widerständen 115 und 108 einen Gleichspannungsteiler zur Lieferung einer Vorspannung für die Kathode der Diode 113. welche diese Diode zwischen den Vertikalsynchronzeiträumen in Sperrichtung gepolt hält (so daß der Entladetransistor während dieser Zeiträume zur Vermeidung zeitlich falscher Triggerungen vom Synchroneingangsanschluß 5 isoliert ist). Der Widerstand 115 bildet mit dem Kondensator 109 einen Endintegrator zur vollständigen Selektion der Vertikalsynchronkomponente und zur Rückhaltung der Horizontalsynchronkomponente.

Der Basis des Entladetransistors wird ferner eine veränderbare Gleichspannungskomponente zugeführt Zu diesem Zweck ist der Verbindungpunkt der Widerstände 52 und 56 (im Rückführungszweig vom Kollektor des Transistors 50) mit der Anzapfung eines aus den Widerständen 54 und 55' gebildeten Spannungsteilers verbunden, die in Reihe über dem Bildhöheneinstellwiderstand 10 liegen. Verändert man die Amplitude der Ablenkausgangsschwingung durch Einstellung des Bildhöhenreglers von Hand, dann können die daraus resultierenden Änderungen der Schwingung, welche auf die Basis des Entladetransistors zurückgeführt werden, in unerwünschter Weise die Betriebsfrequenz der Ablenkschaltung verändern, so daß die Synchronisation verloren geht, wenn keine Kompensationsmaßnahmen vorgesehen sind. Durch das Einfügen des Spannungsteilers 54—55' ergibt sich an der Basis des Entladtransistors eine Verschiebung der Gleichspannungskomponente in dem Maße, daß die gewünschte Kompensation eintritt Entsprechend ergibt sich durch das Einfügen des Spannungsteilers die gewünschte Kompensation an der Basis des Entladetransistors, wenn eine Schwankung der + .KDC-Komponente die Amplitude der Ausgangsschwingung verändert

Wie bereits erwähnt wurde, enthält der Stromzweig für den Ablenkausgangsstrom zwischen dem Aus^ingsanschluß 0 und Masse die Reihenschaltung des Koppelkondensators 53, der Konvergenzschaltung 70, der Ablenkwicklungen 80Λ—SOB und des Stromfühlgliedes 57—55. Bisher wurde noch nicht die den Wicklungshälften 80/4, 80ß zugeordnete Korrekturschaltung für die Kissenverzerrungen an der BUdober- und der Bildunterseite beschrieben. Zwischen den Wicklungshälften ist ein Parallel-ÄC-GIied aus einem Kondensator Al und einem einstellbaren Widerstand 82 und, parallel hierzu, die Ausgangswicklung 83 einer sättigbaren Reaktanz in Reihe mit einer einstellbaren Spule 85 geschaltet Die Wicklung 83 hat ebenso wie die Spule 85 zwei bifilar gewickelte Teile. Die bifSaren Wicklungsteile der Spule 85 sind zwischen den Vrkkhingsicikn dsr Reaktanz ir. den Strorapfed des Ablenkstromes eingefügt und der Verbindungspunkt der Wicklungsteile der Spule 85 ist mit dem Verbin-

dungspunkt eines Paares Dämpfungswidefstände 86 und 87 verbunden. Die anderen Enden der Widerstände 86 und 87 liegen an den Klemmen C" bzw. F (an den gegenüberliegenden Enden der Wicklungen). Die Eingangswicklungen MA und 845 werden in Reihenschaltung von einer zeilenfrequenten Komponente durchflossen, welche von geeigneten Klemmen H, H' der nicht dargestellten Horizontalablenkschaltung des Empfängers entnommen werden.

Die hier beschriebene Kissenverzerrungs-Korrekturschaltung entspricht im wesentlichen der im US-Patent 33 29 859 beschriebenen Schaltung und wird daher an dieser Stelle nicht weiter erläutert. Für die Zwecke der hier beschriebenen Erfindung genügt es festzustellen, daß eine zeilenfrequente Komponente einer ersten Polarität mit während der ersten Hälfte des Hinlaufintervalls fallender Amplitude und der entgegengesetzten Polarität mit während der zweiten Hälfte des Hinlaufintervalls ansteigender Amplitude durch die Vertikaiwickiungen aus einer Stromquelle fließt, weiche durch die Reaktanzschaltung gebildet wird Zur Sicherstellung eines ausreichenden Treiberpegels wird die Ausgangswicklung der Reaktanz normalerweise mit Hilfe des Kondensators 81 und der einstellbaren Spule 85. welche der Frequenzfeineinstellung für eine genaue Phasensteuerung dient, auf die Horizontalfrequenz abgestimmt. Der die Güte Q des Schwingkreises bestimmende einstellbare Widerstand 70 erlaubt die Justierung des Ausmaßes der Korrektur.

Die vorstehend beschriebene Schaltung ermöglicht /war die gewünschte Kissenkorrektur, jedoch besteht oabei ein Problem darin, daß die zeilenfrequente Spannungskomponente auch an den Ablenkwicklungen (also zwischen den Klemmen C'und ^erscheint. In dem Maße, wie es möglich ist. daß diese Spannung zeilenfrequente Komponenten in die zu den Phasen des Entladetransistors 100 und des Eingangstransistors 20 zurückgeführten Signale gelangen, können sich unerwünschte Störungen im Betrieb der Ablenkschaltung ergeben, welche unter anderem die gegenseitige Zuordnung der Kompensationskomponenten betreffen.

Man kann nun eine Reihe von Maßnahmen zur Begrenzung einer derartigen Rückführung von zeilenfrequenten Komponenten anwenden: Beispielsweise die beschriebene Resonanzschaltung 103. Eine zusätzliche Maßnahme besteht in der Überbrückung des Stromfühlwiderstandes 57 durch einen Kondensator 55 genügender Größe, um den kleinen Widerstand für die Zeilenfrequenz mäßig zu überbrücken. Weiterhin kann man zwischen die Klemmen C'und Feinen Kondensator 88 einfügen, welcher die Impedanz zwischen diesen Klemmen für die Zeilenfrequenz erniedrigt Sämtliche dieser Maßnahmen haben jedoch nur eine begrenzte Wirkung wegen der durch die erwünschte Wirkung der Rückführung bedingten Einschränkungen von deren ss Entwurf. Beispielsweise wird es als erforderlich angesehen, die Zeitkonstante des fiC-GIiedes 57—55 der Zeitkonstanten des ÄC-GIiedes 88—89 anzugleichen, wobei der Wert des Widerstandes 89 hierdurch bestimmt wird. Fehlt eine solche Anpassung, dann erhält der Miller-Rückführungskreis frequenzselektive Eigenschaften, so daß sich ungewünschte Phasenverzerrungen ergeben.

Eine weitere Eigenschaft der hier beschriebenen Erfindung liegt in der Lösung dieses Problems hinsichtlich der Rückführung der zeilenfrequenten Komponente durch die Parallelschaltung des Kondensators 90 über eine der Vertikalablenkwicklungshälften (beispielsweise über die Wicklungshälfte 805;. Der Wert des Kondensators 90 ist so gewählt, daß seine Impedanz bei der Zeilenfrequenz etwa halb so groß wie die Impedanz der Wicklungshälfte bei der Zeilenfrequenz ist. Bei einer solchen Bemessung fließt durch den Kondensator 90 in entgegengesetzter Richtung ein zeilenfrequenter Strom, der etwa doppelt so groß wie der zeilenfrequente Strom in der Wicklungshälfte 805 ist. Der sich durch algebraische Addition der Ströme in der Wicklungshälfte 805 und im Kondensator 90 ergebende Strom fließt über den Dämpfungswiderstand 87 zurück. Dieser Strom erzeugt am Widerstand 87 einen Spannungsabfall der gleichen Größe wie er ohne den Kondensator 90 auftreten würde, jedoch mit umgekehrter Polarität wie ohne den Kondensator 90. Dadurch ist der Spannungsabfall am Widerstand 87 praktisch gleich und entgegengesetzt gepolt dem Spannungsabfall am Widerstand 86, so daß die zeilenfrequente Spannungskomponente zwischen den Klemmen C und Fprakiisch ausgelöscht wird.

Zwar ergibt sich durch diese Auslöschung eine Störung des Abgleichs der andernfalls symmetrischen Brückenschaltung, es hat sich jedoch gezeigt, daß die Symmetrie der Ablenkung und der Kissenkorrektur dadurch nicht in einem störenden Maße beeinflußt wird.

Wie bereits festgestellt wurde, betreffen Einzelheiten der Konvergenzschaltung 70 die Erfindung nicht; ein Teil dieser Schaltung, nämlich die Reihenschaltung des Widerstandes 73 mit den parallelgeschalteten Potentiometern 71 und 72 sind nur zur Vervollständigung des Vertikalablenkstrompfades zwischen den Klemmen C und C erläutert .worden. Die Konvergenzschaltung bietet sich der Ablenkschaltung als relativ niedrige Impedanz von praktisch ohmschem Charakter dar.

Es sei nun noch ein letzter Rückführungszweig beschrieben, der zwischen der Klemme C des Ausgangskreises und der Basis des Eingangstransistors 20 zur S-förmigen Verzerrung des Ablenkausgangsstromes vorgesehen ist. Die Spannungsschwingung an der Klemme C verläuft im wesentlichen sägezahnförmig und ist vom Rücklaufimpuls überlagert. Sie wird eirsm Paar hintereinandergeschalteter /?C-integriergIieder 91—92 und 93—94 zur Erzeugung einer praktisch parabolischen Spannung am Kondensator 94 zugeführt Diese Spannung gelangt über einen Widerstand 95 an die Basis des Eingangstransistors 20, wo eine Endintegration zur gewünschten S-Form der Komponente erfolgt.

Die Zenerdiode 36 sichert durch ihre Stabilisierungswirkung das Klemmen der Rücklaufimpulsspitze an den Ablenkwicklungen während des Rücklaufintervalls praktisch auf einen Festpegel, beispielsweise 65 V, unabhängig von Schwankungen der Spannung 5+ (-t- 77 V). Hierdurch wird die Amplitude der Ausgangsschwingung und der Rücklaufschwingung gegen unerwünschte Auswirkungen solcher Betriebsspannungsschwankungen stabilisiert, so daß unerfreuliche Änderungen der Bildgröße, wie Zeilenschwankungen, ausgeschaltet werden. Außerdem hält der feste Klemmpegel die Verlustleistung des pnp-Transistors 50 konstant, so daß ein Leistungstransistor verhältnismäßig niedriger Leistung verwendet werden kann, der auch bei ungünstigen Schwankungen der Betriebsgleichspannung sicher und zufriedenstellend arbeitet In der folgenden Tabelle sind Parameter für die Bauelemente einer praktisch aufgebauten und zufriedenstellenden Ablenkschaltung für eine 110°-Ablenkwicklung von 8 Ohm und 155 mH als Beispiel angegeben:

ίο

Tabelle der Werte der Bauelemente

Widerstand 10 Widerstand 11 Widerstand 21 Widerstand 23 Widerstand 25 Widersland 31 Widerstand 33 Widerstand 51 Widerstand 52 Widerstand 54 Widerstand 55' Widerstand 56 Widerstand 57 Widerstand 57' Widerstand 71 Widerstand 72 Widerstand 73 Sviderstsnd 82 Widerstand 86 Widerstand 87 Widerstand 89 Widerstand 91 Widerstand 93 Widerstand 95 Widerstand 101 Widerstand 107 Widerstand 108

	Hierzu	Widerstand 111	10 000 Ohm
ITlGlItC	Widerstand 114	47 000 Ohm
50 000 Ohm	Widerstand 115	8200 Ohm
82 000 Ohm	Widerstand 121	100 000 Ohm
5600 Ohm	5 Widerstand 123	12 000 0hm
68 000 Ohm	Kondensator 12	0,01 μΡ
22 000 Ohm	Kondensator 41	10 \lF
330 Ohm	Kondensator 53	500 μΡ
1000 Ohm	Kondensator 53'	1000 pF
3,0 Ohm	ίο Kondensator 55	18 \iF
47 000 Ohm	Kondensator 58	0,22 μΡ
2,2 Megohm	Kondensator 61	0,47 μ F
680 000 Ohm	Kondensator 81	0,056 μΡ
50 000 Ohm	kondensator 88	0,39 μΡ
2,2 Ohm	15 Kondensator 92	0,1 nF
10 000 Ohm	Kondensator 94	0,1 μΡ
10 Ohm	Kondensator 103	0,22 μΡ
ΙΟ Ohm	Kondensator 106	0,1 μΡ
3,3 Ohm	Kondensator 109	0,22 μΡ
in non Qhm	•i>> KnnHpnsatnr 112	0,0015 »F
100 Ohm	Kondensator 122	UOOO ρ?"
100 Ohm	Transistor 20	Typ 2N3565
330 Ohm	Transistor 30	Typ MM3006
68 000 Ohm	Transistor 40	Typ 2N5496
100 000 Ohm	25 Transistor 50	Typ 2N4920
56 000 Ohm	Transistor 100	Typ 2N3643
470 Ohm	Dioden 35, 63, 65, 113	Typ FDH600
10 000 Ohm	Zenerdiode 36	65 V, 2%, 4 W
680 Ohm
L Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Transistorisierte Vertikalablenkschaltung mit einem Phasenumkehrverstärker für die Ablenkschwingung einer Ablenkwicklung, einem in Reihe mit der Ablenkwicklung zwischen den Ausgangsanschluß und ein Bezugspotential geschalteten Stromfühlerwiderstand, einem zwischen den Verbindungspunkt der Wicklung mit dem Widerstand einerseits und dem Eingangsanschluß andererseits eingefügten, einen Kondensator enthaltenden Rückführungszweig, einer Ladespannungsquelle, einem zwischen die Quelle und den Eingangsanschluß eingefügten Ladewiderstand und einem zwischen den Eingangsanschluß und ein Bezugspotential eingefügten Entladetransistor, der periodisch leitend bzw. nichtleitend ist, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Rückführungszweig in Reihe mit dem Kondensator (61) ein Paar parallel geschalteter, entgegengesetzt gepolter Dioden (63, 65) eingefügt is u