DE2403331C3 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung beeinflußten sägezahniörmlgen Ablenkstromes durch eine Horlzontalablenk-Spule - Google Patents

Description

Pie Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung beeinflußten sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine (erste) Horizontalablenk-Spule, bei der während des Hinlaufes die erste Spule mit einer zweiten Spule in Reihe geschaltet ist und an der Ablenkspule die Differenz einer Speisespannung und der Modulationsspannung derart anliegt, daß die Summe der an der ersten und der zweiten Spule anliegenden Spannungen nicht von der Modulationsspannung abhängt, wobei ein erstes Sägezahnnetzwerk die Ablenkspule, einen eine (erste) Diode enthaltenden Schalter und wenigstens einen (ersten) Hinlaufkondensator enthält, dessen eines Ende über

_S5 eine Ladeinduktivität mit der Speisespannungsquelle in Verbindung steht und dessen Spannung im Hinlaufintervall mit Hilfe eines gesteuerten Schalters an die Ablenkspule angelegt wird, derart, daß darin ein sägezahnförmiger Strom fließt, und wobei ein zweites Sägezahnnetzwerk gebildet wird aus der zweiten Spule und einem (zweiten) Hinlaufkondensator, dessen Spannung von einer Modulalionsquelle gesteuert und im Hinlauf je nach Stromrichtung über die erste Diode oder über eine zweite Diode, welche Dioden mit gleieher Durchlaßrichtung hintereinander liegen, an die zweite Spule angelegt wird, derart, daß darin ein sägezahnförmiger Strom fließt, und wobei der Schalter am Ende des Hinlaufes gesperrt wird und damit auch die

Dioden nichtleitend werden, wobei weiter die bei ge-"ffnetem Schalter und Dioden im Rücklaufintervall gebildeten Schwingungskreise auf die gleiche Frenuenz abgestimmt sind.

In einer bekannten Schaltungsanordnung zum Erueen eines sägezahnförmigen Horizontal-AblenksnOtoes nach der US-PS 3444426 ist zur Korrektur der Rasterverzeichnung in der horizontalen Richtung, die sogenannte Ost-West-Korrektur, des wiedergegebenen Bildes in einer BUdwiedergabeanordnung die Speisespannung die Summe einer Gleichspannung und einer vertikal-frequenten parabelförmigen SpannungDie letztgenannte Spannung rührt vom Vertikal-Ablenkstromgenerator her, der einen Teil derselben Wiedergabeanordnung bildet. Dadurch erfährt der Horizontal-Ablenkstrom die vertikal-frequente Modulation, die für die genannte Korrektur erwünscht

Ein Nachteil der bekannten Schaltungsanordnung ist, daß die während der Rücklaufzeit an einer zwirnen den Schaltmitteln und der Speisespannungsquelle geschalteten Induktivität vorhandenen Rücklaufimpulse vertikal-frequent moduliert sind. Mit dieser Induktivität ist eine Wicklung gekoppelt, mit der die genannten Impulse aufwärtstransformiert und zur Erzeugung der Hochspannung für die Endanode der Bildwiedergaberöhre einem Gleichrichter zugeführt werden. Estritt daher eine unerwünschte Modulation der Hochspannung auf. Dies gilt auch für Hilfsspannungen, die auf bekannte Weise durch andere mit der genannten Induktivität gekoppelte Wicklungen erzeugt werden können.

Dieser Nachteil läßt sich mit bekannten Schaltungsanordnungen beheben, in denen zwei Generatoren verwendet werden, von denen einer wenigstens den Ost-West-modulierten Anteil des Signals liefert und die mittels einer Brückenschaltung gegenüber einander entkoppelt sind. Dabei ist ein Transformator notwendig, und das Gleichgewicht muß mittels einer Brückenspule eingestellt werden, welches Gleichgewicht unter allen Umständen beibehalten werden

Der erwähnte Nachteil wird auch vermieden bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art nach der Druckschrift »VALVO entwicklungsmitteilungen« Nr. 53 a, bei der unabhängig von der erforderlichen Modulation des Zeilenablenkstromes die Rücklaufspannung und damit die daraus durch Gleichrichtung erzeugte Hochspannung konstant und von der erwähnten Modulation frei ist. Um die mit gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegenden Dioden im Rücklaufintervall zu sperren, ist dort eine zusätzliche Transformatorwicklung erforderlich, die im Rücklaufintervall einen Sperrimpuls liefert und deren Hinlaufspannung durch eine Spannung kompensiert wird, die an einem in Reihe liegenden RC-Glied auftritt.

Die Unabhängigkeit des Rücklaufimpulses von der Modulationsspannung bleibt sichergestellt, und besondere Mittel zum Sperren der Dioden im Rücklaufintervall können eingespart und die Schaltung dadurch zuverlässiger gemacht werden, wenn gemäß der Erfindung die Sägezahnnetzwerke so zusammengeschaltet sind, daß eine Diode in jedem Sägezahnnetzwerk der Reihenschaltung der Induktivität und des Kondensators parallel liegt und wenn der in entgegengesetzter Richtung leitfähige Schalter der Reihenschaltung der Dioden parallel liegt.

Da bei der Erfindung der Schalter der Reihenschaltung der Dioden unmittelbar parallel liegt, können die Dioden den Stromfluß in der einen Richtung übernehmen, so daß der Schalter nur für eine, der Durchlaßrichtung der Dioden entgegengesetzten Richtung stromführend zu sein braucht. Eine zusätzliche Paralleldiode oder die Aussteuerung eines Transistors in den inversen Betrieb sind dann nicht erforderlich. Ein weiterer Nachteil der bekannten Schaltungsan- »0 Ordnung ist, daß sie eine sehr gute Stabilisierungsschaltung für die Speisespannung erfordert, damit die Gleichspannungen sowie der vertikal-frequente Anteil derselben konstant bleiben, und zwar trotz der unvermeidlichen Schwankungen der aus dem elektri- »5 sehen Versorgungsnetz hergeleiteten Spannung, die der genannten Stabilisierungsschaltung zugeführt wird und trotz etwaiger Schwankungen der Belastungen der genannten Wicklungen.

Eine Weiterbildung einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung enthält für derartige weitere Beeinflussungen ein oder mehrere weitere Sägezahnnetzwerke aus je einer weiteren Spule, je einem weiteren Hinlaufkondensator, dessen Spannung steuerbar ist, je einer weiteren Diode, die mit der ersten und der zweiten Diode in gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegt, wobei die Rücklaufzeit des Stromes durch jede weitere Spule der des Sägezahnstromes durch die erste Spule nahezu entspricht.

Es dürfte einleuchten, daß die erfindungsgemäße Maßna hme sich nicht auf die Ost-West-Korrektur zu beschranken braucht, sondern auch beispielsweise zur Stabilisierung gegen Speisespannungsschwankungen oder zum Erzeugen eines Korrekturdifferenzstromes und im allgemeinen zur Erhaltung eines Verhaltens der Spannung an der mit der Horizontal-Ablenkspule zusammenarbeitenden Hinlaufkapazität und daher des Ablenkstromes, der vom Verhalten der Speisespannung abweicht, anwendbar ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den ♦o Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Bildwiedergabeanordnung mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 bis 7 andere Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen.

Die Bildwiedergabeanordnung nach Fig. 1 enthält eine Hochfrequenzabstimmeinheit 1 zum Anschluß an eine Antenne 2, einen Zwischenfrequenzverstärker 3, einen Demodulator 4 und einen Videoverstärker mit einem Farbdekoder 5, der einer Farbwiedergaberöhre 6 die Farbsignale liefert. Diese Röhre enthält eine Endanode 7 und ist mit einer Spule L_y für die Horizontal-(Zeilen)-Ablenkung und mit einer Spule L'_y für die Vertikal-(Bild)-Ablenkung versehen.

Mit einem Amplitudensieb 8 werden aus dem Ausgangssignal des Demodulators 4 Horizontal-Synchronimpulse abgetrennt und einem Horizontal-Oszillator 9 zugeführt sowie Vertikal-Synchronimpulse, die einem Vertikal-Oszillator 10 zugeführt werden. Der Oszillator 10 steuert eine Vertikal-Endstufe 11, die den Ablenkstrom rar die Spule L'_f liefert. Der Horizontal-Oszillator 9 steuert eine Treiberstufe D_r, die Schaltimpulse für einen gesteuerten Schalter, beispielsweise einen Schalttransistor T_f, einer noch zu beschreibenden Horizontal-Ablenkausgangsschaltung liefert.

In Reihe mit der Horizontal-Ablenkspule L_y liegt ein Hinlaufkondensator C₁ und parallel zu der auf diese Weise gebildeten Reihenschaltung liegen eine Diode D mit der angegebenen Leitungsrichtung und eine Rücklaufkondensator C_r. Der Kondensator C_r kann der Spule L_y auch parallel geschaltet sein. Die genannten vier Elemente stellen nur die Prinzipschaltung mit den Hauptelementen des Ablenkteils dar. Dieser Teil kann beispielsweise auf bekannte Weise mit einem oder mehreren Transformatoren zur ge genseitigen Koppelung der Elemente, mit Anordnungen zur Zentrierung und Linearitätskorrektur u. dgl. versehen sein.

Ein Ende oder ein Abgriff einer Primärwicklung L₁ eines Transformators T ist mit dem Kollektor des npn-Transistors T_r und mit dem Verbindungspunkt A der Elemente D, C, und L_y verbunden. Am anderen Ende der Wicklung L₁ liegt die positive Klemme einer Gleichspannungsquelle B, deren negative Klemme an Masse liegt.

Die nicht mit der Ablenkspule L_y verbundenen Enden der Elemente D, C_r und C₁ sind mit dem Verbin dungspunkt einer Diode D', eines Kondensators C\ und einer Spule L' verbunden. In Reihe mit der Spule L' liegt ein Kondensator C_n und die freien Enden der Elemente D\, C'_r und C] liegen an Masse. Die Leitungsrichtung der Diode D' ist dieselbe wie die der Diode D, d.h. die Anode der Diode D' liegt an Masse. Die Elemente D', L', C\ und C₁ bilden ein Netzwerk, dessen Aufbau dem von den Elementen D, L_y, C„ C₁ gebildeten Netzwerk entspricht, jedoch gegebenenfalls auf einem anderen Impedanzpegel.

Parallel zum Kondensator C₁ liegt eine Modulationsquelle Af₁. Diese Modulationsquelle enthält einen Transistor T_r, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt der Spule L' und des Kondensators C₁ verbunden ist, sowie eine die Basiselektrode von T/ steuerende Treiberstufe D/, die an die Vertikal-Endstufe 11 angeschlossen ist. Die Treiberstufe D,' erzeugt aus den Signalen der Vertikal-Endstufe ein vertikal-frequentes sich pa- rabelförmig änderndes Modulationssteuersignal, das zur Ost-West-Rasterkorrektur des Horizontal-Ab- lenkstromes dient. Dieses Signal ändert sich zwar ver- tikal-frequent, kann aber während einer Horizontal-Periode als konstant betrachtet werden. Weil die zu korrigierende Rasterverzeichnung meistens kissenförmig ist, muß bekanntlich die eingeführte Modula tion derartig sein, daß die Amplitude des Horizontal-Ablenkstromes sich mit einer parabelförmigen Umhüllenden ändert, wobei die Spitze der Parabel in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit auftritt und mit der maximalen Amplitude zusammenfällt

Auf dem Kern des Transformators T sind andere Wicklungen angebracht, an denen Spannungen vor handen sind, die als Speisespannungen für andere Teile der Bildwiedergabeanordnung dienen. Eine dieser Wicklungen, Wicklung L₂, ist in Fig. 1 dargestellt und erzeugt mit Hilfe eines Hochspannungsgleichrichters Di an einer Glättungskapazität C₁ die Hochspannung für die Endanode 7 der Bildwiedergaberöhre 6. Die auf diese Weise erhaltenen Hilfsspeisespannungen sowie die Hochspannung dürfen nicht dieselbe verrJkal-frequente Modulation erfahren wie der Horizontal-Ablenkstrom.

Nach dem Anfang der Hinlaufzeit sind die Dioden D und D' leitend. Die Spannung am Kondensator C₁ beziehungsweise C\ wird an die Spule L_y bezie hungsweise L' angelegt, wodurch durch die beiden Spulen ein sägezahnförmiger Strom fließt. Der Strom L durch die Spule L ist der Horizontal-Ablenkstrom. Vor der Mitte der Hinlaufzeit bekommt die Basis des Transistors Tr ein Steuersignal zugeführt, wodurch dieser Transistor leitend wird. Etwa in der Mitte der Hinlaufzeit kehren die beiden Ströme ihre Richtung um. Wenn der Strom i_y stärker ist als der Strom Γ durch die Spule L', fließt der Strom i_f durch den Tran-

sistor T_r, während durch die Diode D' die Differenz i_y - ι fließt. Die Diode D liegt der Reihenschaltung aus dem Transistor Tr im Sättigungszustand und der Diode D' parallel und ist daher, obschon nicht leitend, praktisch spannungslcs. Im umgekehrten Fall, wobei derStrom /'stärker ist als der Strom /,,,fließt der Strom 1" durch den Transistor Tr und die Differenz /' bis i_y durch die Diode D, und die Diode D' ist stromsowie spannungslos.

Am Ende der Hinlaufzeit wird der Transistor Tr und dadurch auch die Diode, die sich im leitenden Zustand befand, gesperrt. Am Kondensator C, beziehungsweise C'_r entsteht eine nahezu sinusförmige Rücklaufspannung. Im Zeitpunkt, in dem diese Spannungen wieder Null werden, geraten die Dioden D und D' gleichzeitig wieder in den leitenden Zustand: dies ist der Anfang einer neuen Hinlaufzeit. Eine Bedingung dabei ist, daß die von den Dioden D und D und den Elementen C„ L_y, C₁ beziehungsweise C'_r. L\ C₁ bestimmten Rücklaufzeiten nahezu gleich sind, was der Fall ist, wenn die Resonanzfrequenzen der einzelnen Netzwerke einander entsprechen, wobei die Rücklaufzeit dann eine bekannte Funktion der Resonanzfrequenz ist.

Dadurch, daß der Transistor Tr dem Kondensator C₁ parallel geschaltet ist, ist gleichsam eine vertikalfrequent ändernde Belastung an der an diesem Kondensator vorhandenen Spannung v' vorgesehen Wenn die Kapazität dieses Kondensators derart gewählt worden ist, daß seine Impedanz für die Vertikal-Frequenz nicht vernachlässigbar klein ist gegenüber der Ausgangsimpedanz der Quelle M₁, wird die Spannung v' und auch die Spannung ν am Kondensator C₁ vertikal-frequent ändern, insofern dieselbe Wahl für den Kondensator C₁ gemacht worden ist.

Die Summe der Mittelwerte der Spannungen ν und v' entspricht ja der Spannung V_B der Quelle B, da an den Induktivitäten L₁, L_y und L' keine Gleichspannung bestehen bleiben kann. Die Amplitude des Stromes i_y erfährt dieselbe Anordnung wie die Span:

nung v. Das Steuersignal des Transistors Tr muß der art sein, daß die Spannung ν und dadurch die vertikal-frequente Umhüllende des Stromes i_y die obengenannte gewünschte Form hat.

Die Spannung ν entspricht nahezu dem Mittelweri der am Kondensator C_r vorhandenen Spannung unc ist der Rückla-jispannung daran proportional. Ebenfalls entspricht die Spannung v' nahezu dem Mittelwert der am Kondensator C'_r vorhandenen Spannung und ist die Rücklaufspannung daran proportional Nach der Erfindung sind, wie erwähnt, die Rücklaufzeiten der Netzwerke D, C„ L^, C₁ und D', C_r, L C₁ nahezu gleich. Die beiden Rücklaufspannungen sind daher gleichförmig und die beiden Proportionali tätskonstanten sind gleich. Die Spannung V₄ art Puntk A entspricht der Summe der an den Kondensa toren C, und C'_r vorhandenen Spannungen, und dei Spitzenwert der Spannung v_A steht gegenüber derr Mittelwert, d.h. gegenüber der Spannung v_B dei

Quelle B, in demselben Verhältnis wie die Rücklaufspannungen an den Kondensatoren C_r und C'_r gegenüber den Spannungen ν und v'. Wenn die Spannung v_e konstant ist, ist der Spitzenwert der Spannung V₄ auch konstant. Daraus folgt, daß die Amplitude der an der Wicklung L₁ vorhandenen Spannung auch konstant ist, was bedeutet, daß die Hochspannung an der Elektrode 7 sowie die Hilfsspeisespannungen keine vertikal-frequente Modulation erfahren trotz der Modulation des Ablenkstromes i,,.

Die Schwankung der Spannung v' ist der der Spannung ν entgegengesetzt, so daß die Spannung v' in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit minimal sein muß.

Dasselbe Resultat wie obenstehend läßt sich auch dadurch erreichen, daß die Modulationsquelle nicht dem Kondensator C₁, sondern dem Kondensator C₁ parallel geschaltet wird, wobei die Polarität des Steuersignals des Transistors Tr gegenüber dem Steuersignal in Fig. 1 umgekehrt sein muß. Eine andere Abwandlung ist die, bei der der Transistor Tr' nicht als sich ändernde Belastung, sondern als Strom- oder Spannungsquelle angeordnet wird. Dieser letztere Fall tut sich dar, wenn der Transistor Tr' beispielsweise als Emitterfolger geschaltet ist.

In der Praxis wird das Verhältnis zwischen den Induktivitätswerten der Spulen L und L' dem Verhältnis der daran erwünschten mittleren Hinlaufspannungen nahezu entsprechend gewählt werden. Wenn beispielsweise die Gesamthinlaufspannung ν + v' etwa 150 V ist, kann bei einem mittleren Gleichspannungsanteil der Spannung v' von etwa 30 V der Induktivitätswert der Spule L' einem Viertel von der der Spule L_v entsprechen. Ein praktisches Beispiel ist etwa 270 μΗ und 1,2 mH. Durch Einstellung des Gleichspannungsanteils der Spannung v' wird die Breite des wiedergegebenen Bildes eingestellt, während die Amplitude des vertikal-frequenten Anteils für ein nicht verzeichnetes Bild eingestellt wird.

Obenstehend wurde vorausgesetzt, daß die Spannung v_B konstant ist. Das bedeutet, daß diese Spannung gegen Schwankungen des elektrischen Versorgungsnetzes, gegen etwaige Änderungen der jeweiligen Belastungen am Transformator Γ und gegen vom Netz herrührende Brummspannungen stabilisiert sein muß. Eine derartige und kostspielige Stabilisierung ist bei der Ausbildung nach Fig. 2 nicht erforderlich. In Fig. 2 sind nur die nun wichtigen Elemente dargestellt. Die Schaltungsanordnung enthält dieselben Netzwerke D, C_r, L, C, und D', C'„ U, C₁ und die Modulationsquelle M_x wie Fig. 1. D-τ Verbindungspunkt A des Kollektors des Transistors Tr mit dem erstgenannten Netzwerk ist über eine Drosselsr le L₃ an die Quelle B angeschlossen. Sie enthält weiter ein drittes ähnliches Netzwerk D", C"_r, L", C_n das zwischen den zwei erstgenannten Netzwerken und Masse in Reihe geschaltet ist, und das auf dieselbe Weise wie die Quelle M₁ an das zweite Netzwerk eine Stabilisierungsschaltung S angeschlossen ist und das dieselbe Rücklaufzeit hat wie die zwei erstgenannten Netzwerke. Die Stabilisierangsschaltung S hat eine Klemme 12, der eine Information in bezug entweder auf die Schwankungen der Spannung ν + V, oder die des Spitzenwertes der an der Reihenschaltung aus den Netzwerken D, C,, L_y, C₁ und D', C'_r, L', C₁ vorhandenen Spannung v_A zugeführt wird. Sie enthält eine Bezugsspannungsquelle, an der die genannte Information verglichen wird, wodurch eine derartige Schwankung der am Kondensator C" vorhandenen Spannung v" erhalten wird, daß die Spannung v_A konstant gehalten wird, ohne daß die Spannung am Kollektor des Transistors Tr konstant ist. Parallel zur Reihenschaltung aus den Netzwerken D, C„ L_y, C₁

und D', C'_r, L\ C₁ ist die Primärwicklung L₁ des Transformators T über einen Trennkondensator angeordnet. Die Hochspannung sowie die Hilfsspeisespannungen sind auf diese Weise unabhängig von den Schwankungen der Spannung v_s. Wie in Fig. 1 der

ίο Fall ist, haben sie auch keine vertikal-frequente Modulation, während der Strom i_y die gewünschte Modulation erfährt. Es dürfte einleuchten, daß die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 auch ohne Netzwerk D', C",, L', C₁ verwendbar ist, beispielsweise in einer Schwarz-Weiß-Bildwiedergabeanordnung, wobei keine Ost-West-Modulation angewandt wird. In diesem Fall wird die Spannung ν konstant gehalten, so daß die Rücklaufspannung zum Erzeugen der Hochspannung geeignet ist.

Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung, in der, wie es in der nach Fig. 2 der Fall ist, die Spannung v_s nicht stabilisiert zu sein braucht. Dabei wird eine Schaltungsanordnung verwendet, die in »IEEE Transactions on Broadcast andTelevisionReceivers«,August 1972, BTR-18 Nr. 3, Seite 177 bis 182, beschrieben ist und die Kombination aus einer Horizontal-Ablenk- und einer geschalteten Speisespannungsstabilisierungsschaltung ist. Dabei liegt zwischen dem Punkt A und dem Transistör Tr eine Diode D₂ in Reihe mit derselben Leitungsrichtung wie der Kollektorstrom des Transistors, während die bereits genannte Primärwicklung L₁ des Transformators T zwischen der Quelle B und dem Verbindungspunkt des Transistors Tr und der Diode D₂ liegt. Die Reihenschaltung aus einer Diode D₃ und einer Sekundärwicklung L₄ des Transformators T liegt zwischen dem Punkt A und Masse, wobei die Kathode der Diode O₃ mit dem Punkt A verbunden ist. Der Wickelsinn der gezeichneten Wicklungen des Transformators T ist in der Figur durch Polaritätspunkte angegeben. Die Treiberschaltung Dr enthält eine Vergleichsstufe und einen Modulator, wodurch die Leitungszeit des Transistors Tr regelbar ist. Der Spitzenwert der Spannung v_A kann in der Ausbildung nach Fig. 3 konstant gehalten werden, trotz Schwankungen der Spannung v_fl und trotz der vertikal-frequenten Modulation der Spannungen ν und v' wenn die Spannung am Verbindungspunkt der Spuk L_y und des Kondensators C₁ über ein Tiefpaßfilter F

der Vergleichsstufe der Treiberschaltung Dr züge führt wird. Dies ist in der Figur gestrichelt dargestellt Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters ist ja der Mit telwert der Spannung ν + ν'. Eine Bedingung dabe ist, daß das Filter F keinen horizontal-frequenten An teU, wohl aber einen gegebenenfalls vorhandenen ver nkal-frequenten Anteil durchläßt. Auf dieselbe Ar und Weise kann die Spannung v_A dem Filter F züge führt werden. In Fig. 3 erfolgt die Regelung dadurch daß die Spannung an einer Sekundärwicklung L₅ de Transformators T durch einen Spitzengleichrichte D₄, C₂ gleichgerichtet wird, wobei die auf diese Weis erhaltene Gleichspannung der Treiberschaltung D zur Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr τα geführt wird. Die Amplitude der Spannung an de Wicklung L₅ und daher die der Spannung V₄, die de erstgenannten proportional ist, wird durch die Rege lung der genannen Leitungszeit konstant gehalter Auf dieselbe Weise kann auch die Spannung v^ selb«

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einem Spitzengleichrichter zugeführt werden.

Es sei bemerkt, daß es in den Ausbildungen der Fig. 2 bzw. 3 möglich ist, durch Steuerung der Schaltungsanordnung S bzw. Order Spannung V₄ jede gewünschte Art Änderung zu erteilen. Der Erfindungsgedanke ist auch in der Ausbildung nach Fig. 4a anwendbar, in der der (nicht dargestellte) Teil links von Punkt A auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1 oder Fig. 3 ausgebildet werden kann. In Fig. 4a ist die Horizontal-Ablenkspule L in zwei gleiche Spulenhälften L_yl und Ly₂ aufgeteilt, die in zwei fast identische Netzwerke d_x, C,,, L_yl, C_n und d₂, C_n, L_y2, C_n aufgenommen wird. Diese Netzwerke sind mit dem Netzwerk D₁, C'„ L\ C₁ für die Ost-West-Korrektur in Reihe geschaltet, wobei parallel zum Kondensator C₁ die Modulationsquelle M₁ angeordnet ist. Eine Modulationsquelle M₂ kann dem Kondensator C_f2 parallel geschaltet werden, und zwar zum Herbeiführen einer derartigen Änderung der Spannung an diesem Kondensator, daß ein Korrekturdifferenzstrom i_K in der einen Spulenhälfte beispielsweise L_yl, zum Ablenkstrom iy addiert wird und in der anderen Spulenhälften L_y2, vom Ablenkstrom i_y subtrahiert wird. Dadurch erzeugen bekanntlich die Spulenhälfte L_yl und L_y2 ein Korrekturvierpolfeld, das Ablenkfehler ausschaltet. Ein derartiges Vierpolfeld ist beispielsweise in der USA.-Patentschrift 3440483 beschrieben worden, wobei die augenblickliche Stärke des Stromes i* dem Produkt der augenblicklichen Stärken der beiden Ablenkströme proportional ist und wodurch anisotrop astigmatische Ablenkfehler ausgeschaltet werden. Der Spitzenwert der Spannung V₄ an der Reihenschaltung aus den drei Netzwerken wird konstant gehalten, wie in bezug auf die Fig. 1,2 oder 3 beschrieben worden ist.

Die Ausbildung nach Fig. 4a weist den Nachteil auf, daß ein Gleichstromanteil des Korrekturstromes i_K durch die Spulenhälfte L_y2, nicht aber durch die Spulenhälfte L_yl fließt, was Fehler herbeiführen kann. Die Ausbildung nach Fig. 4b weist diesen Nachteil nicht auf: hier wird die Modulationsquelle M₂ über eine Drosselspule L₆ an den Verbindungspunkt der Dioden d_x und d₂ angeschlossen, wobei die Spule L₆ horizontal-frequente, nicht aber vertikal-frequente Signale sperrt. Die Ausgangsspannung der Quelle M₂ ist vertikal-frequent sägezahnformig. Der Kondensator C₁₂ liegt zwischen der Spule L₆ und dem Verbindungspunkt der Spulenhälften L^₁ und L_n, so daß dieser Kondensator nun einen Teil der beiden Netzwerke bildet. Am Verbindungspunkt der Dioden d_l und d₂ entsteht eine vertikal-frequent modulierte horizontal-frequente impulsförmige Spannung. Die Umhüllende der Rücklauf spannung an der einen Diode, beispielsweise d₂, ist ein abnehmender Sägezahn und die der Riickiaufspannang as det anderen Diode, beispielsweise Ii₁, ein zunehmender Sägezahn. Die Summe dieser Spannungen, die in der Figur dargestellt sind, ist ja konstant. Die durch diese Spannungen durch die Spulen Iy₁ und L_y2 verursachten Sröme sind dem Integral der norizontal-frequenten Spannungen an den Spulen proportional und daher sägezahnformig. Diese Ströme sind also die gewünschten Ströme L. + i_K bzw. L — i_K. Es durfte einleuchten, daß andere bekannte Korrekturdifferenzströme auf ähnliche Weise erzeugbar sind.

In Fig. 5 ist eine Abwandlung dargestellt, wobei die Schaltungsanordnung nach der Erfindung einen Strom erzeugt zur Korrektur in der vertikalen Rieh-

tung, die sogenannte Nord-Süd-Korrektur, des wie dergegebenen Bildes. Das Ablenknetzwerk D, C_r, L₁ C, ist mit dem Netzwerk D', C'_r, L\ C₁ für die Ost West-Korrektur und mit einem dritten ähnlichei Netzwerk D", C"_r, L"„ C", in Reihe geschaltet. Paral IeI zum Kondensator C", liegt die Modulationsquelk M₂ mit einem vertikal-frequenten sägezahnförmigei Signal, und parallel zur Reihenschaltung aus den Kon densatoren C₁ und C", liegt die Modulationsquelle ίο M₁ mit einem vertikal-frequenten parabelförmigei Signal. Weil die Summe der Spannungen an den Kon densatoren C₁, C₁ und C] konstant ist (= der konstante Gleichspannungsanteil der Spannung v_A) unc weil sich die Summe der Spannungen an den Kondensatoren C₁ und C₁ parabelförmig ändert, ändert sich auch die Spannung am Kondensator C₁ parabelförmig und ist in dieser Spannung kein sägezahnförmiger Anteil vorhanden. Daher ist im Horizontal-Ablenkstroir kein vertikal-frequenter sägezahnförmiger Anteil vorhanden.

An einer mit der Wicklung L", gekoppelten Wicklung L"₂ ist eine horizontal-frequente impulsförmige Spannung vorhanden, die eine vertikal-frequente sägezahnförmige Umhüllende hat. Von dieser Spannung wird eine horizontal-frequente impulsförmige Spannung mit konstanter Amplitude subtrahiert, die von einer Wicklung L₇ des Transformators T gelieren wird. Diese Wellenformen sind in Fig. 5 dargestellt. Die Wicklung L"₂ ist mit einer Spule L₈ und der Vertikal-Ablenkspule L' reihengeschaltet, welche Spule an den Vertikal-Ablenkstromgenerator 11 angeschlossen ist. Zwischen dem Verbindungspunkt der Spulen L₈ und L' und Masse liegt ein Kondensator C₃, während die Anschlußklemme der Spule L' am Generator 11 mittels eines Saugkreises 13 an Masse liegt, und zwar für horizontal-frequente Signale und wahrend der Verbindungspunkt der Wicklung L"₂ und der Spule L₈ über die Wicklungen L"₂ und L₇ fur vertikal-frequente Signale an Masse liegt. Die zwisehen dem Verbindungspunkt der Wicklung L"₂ und der Spule L₈ vorhandene Spannung ist horizontal-frequent impulsförmig mit einer vertikal-frequenten sägezahnförmigen Umhüllenden, die in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit Null wird.

Am Kondensator C₃ entsteht auf bekannte Weise eine horizontal-frequente sinusförmige Spannung mit einer vertikal-frequenten sägezahnförmigen Umhüllenden, welche Spannung durch die Vertikal-Ablenkspule L einen kosinusförmigen Strom verursacht, der dem Vertikal-Ablenkstrom überlagert ist und der nahezu die erforderliche Parabelform hat. Dieser Strom ist daher der Nord-Süd-Korrekturstrom.

Im obenstehenden ist an den Kondensator C₁ bzw. C, kerne Anforderung gestellt, es sei denn, daß die _S5 impedanz desselben für die Vertikal-Frequenz nicht zu klein sein darf. In der Praxis wird der Kondensator C, fur die sogenannte S-Korrektur verwendet. Es ist, beispielsweise aus »Philips Application Information JNr. 268: All Transistor 110° Colour Television« bekannt, daß die Linearität der Horizontal-Ablenkung verbessert werden kann, wenn die S-Korrektur mehr Ust-West-moduliert wird als der Ablenkstrom selbst, was nut der Ausbildung nach Fig. 6 verwirklicht ist ta dieser Figur büdet der Kondensator C. einen Tefl ^d" ^^εη Netzwerke D, C„ r, C₁ und D', C'_r, V, t. wahrend die ModulationsqueUe M, über eine spule L₉ an den Verbindungspunkt der Dioden £>und D angeschlossen ist Das Verhatnis der Kapazitäten

der Kondensatoren C, und C₁ wird durch die gewünschte Modulation der S-Korrektur gegeben, welche Modulation ihrerseits durch die geometrischen Eigenschaften der Bildwiedergaberöhre bestimmt wird. Die Ausbildung nach Fig. 1 ist nun nicht möglich: der Verbindungspunkt des Kondensators C₁ und der Spule L' liegt ja während der Honzontal-Hinlaufzeit an Masse. Dies ist nicht der Fall in Fig. 6, und zwar durch das Vorhandensein des Kondensators C₁. Auf ähnliche Weise wie in der Ausbildung nach Fig. 4b fließt in Fig. 6 kein Gleichstrom durch die Spule L\

In den beschriebenen Ausführungsformen ist die Induktivität, die zwischen dem Punkt A und der positiven Klemme der Quelle B vorhanden und daher den Netzwerken parallel geschaltet ist, nicht berücksichtigt worden. Dies ist berechtigt, solange diese Induktivität für die Horizontal-Frequenz eine große Impedanz hat. Liegt jedoch an der Induktivität, beispielsweise an der Drosselspule L₃ in Fig. 2, eine nicht vernachlässigbare Streukapazität, zu der derjenige Teil der Schaltungsanordnung, der sich um den Schalter, beispielsweise den Transistor Tr oder einen Thyristor, befindet, sowie die Hochspannungsgleichrichterschaltung, beiträgt, so ist die genannte Parallelimpedanz nicht mehr als unendlich groß zu betrachten. Die Folge ist, daß die Resonanzfrequenzen der einzelnen Netzwerke nicht mehr einander entsprechen und daher ebensowenig die Rücklaufzeiten derselben. Es dürfte einleuchten, daß die Rücklaufzeiten dennoch einander entsprechen werden, wenn die Resonanzfrequenz des durch die genannte Induktivität und die daran vorhandene Kapazität gebildeten Kreises der der Netzwerke entspricht.

Es kann jedoch passieren, daß die z.B. durch Schaltungs- und Bauelemente-Streukapazitäten bedingte Istkapazität Cp so groß ist, daß die erwähnte Resonanzfrequenz zu niedrig ist. Während der Rücklaufzeit sind in Fig. 1 die Kapazität Cp sowie die gesamte primäre Induktivität L_P des Transformators T der Reihenschaltungen C„ C'_r und L₁, L parallel geschaltet (die Kapazitäten der Kondensatoren C, und C₁ sind zum Ausüben eines wesentlichen Einflusses zu groß). Die Kondensatoren C, und C'_r bilden auf diese Weise einen kapazitiven Spannungsteiler, so daß der obenstehend beschriebene Kreis auf bekannte Weise durch einen Kreis mit einem induktiven Spannungsteiler ersetzt werden kann. Dies ist in Fig. 7 dargestellt. Zwischen dem Punkt A und Masse liegt ein Kondensator C₄ und zwischen einem Abgriff der Wicklung L₁ und dem Verbindungspunkt der Dioden D und D' liegt ein Kondensator C₅, während

ίο die Kondensatoren C, und C'_r fortgefallen sind. Die Kapazitäten der Kondensatoren C₄ und C₅ und die Stelle des Abgriffes können auf einfache Weise an Hand der Kapazität C und der Kapazitäten der Kondensatoren C, und C, bestimmt werden. Es sei bemerkt, daß die Kondensatoren C₄ und C₅ im wesentlichen die Aufgabe der Rücklaufkapazitäten der beiden Netzwerke übernehmen.

In der Ausbildung nach Fig. 7 ist außerdem die Reihenschaltung L_y, C₁ nicht mit dem Verbindungs-

punkt der Elemente C₁ und L' sondern mit einem Abgriff der Spule L' verbunden, und zwar aus dem nachfolgenden Grund. In der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit ist die Ost-West-Modulation am tiefsten. Ist außerdem, wie obenstehend, die S-Korrektur mehr moduliert als der Ablenkstrom, so ist es ohne diese Maßnahme möglich, daß der Strom durch die Diode D' dann negativ wird, mit anderen Worten, die Diode D' würde zu leiten aufhören. Wird nun die genannte Maßnahme angewandt, so fließt durch diese Diode ein Strom, der die Summe des Stromes in der ursprunglichen Ausbildung und eines dem Strom ί, proportionalen Stromes ist und daher eine größere Stärke hat. Die Stelle des Abgriffes kann derart gewählt werden, daß gewährleistet wird, daß die Diode D' unter allen Umständen während der ersten Hälfte der Horizontal-Hinlaufzeit leitend bleibt. Eine derartige Maßnahme ist auch bei den Ausbildungen der Fig. 4b und 6 möglich, wobei die Rücklaufkapazitäten wie in Fig. 7 oder auf eine andere Art und Weise (beispielsweise mittels eines parallel zur Spule L₁ geschalteten Kondensators und eines zwischen dem Abgriff der Spule L' und Masse geschalteten Kondensators) durchgeführt werden können.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung beeinflußter. sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine (erste) Horizontalablenk-Spule, bei der während des Hinlaufes die erste Spule mit einer zweiten Spule in Reihe geschaltet ist und an der Ablenkspule die Differenz einer Speisespannung und der Modulationsspannung derart anliegt, daß die Summe der an der ersten und der zweiten Spule anliegenden Spannungen nicht von der Modulationsspannung abhängt, wobei ein erstes Sägezahnnetzwerk die Ablenkspule, einen eine (erste) Diode enthaltenden Schalter und wenigstens einen (ersten) Hinlaufkondensator enthält, dessen eines Ende über eine Ladeinduktivität mit der Speisespannungsquelle in Verbindung steht und dessen Spannung im Hinlaufintervall mit Hilfe eines gesteuerten Schalters an die Ablenkspule angelegt wird, derart, daß darin ein sägezahnförmiger Strom fließt, und wobei ein zweites Sägezahnnetzwerk gebildet wird aus der zweiten Spule und einem (zweiten) Hinlaufkondensator, dessen Spannung von einer Modulationsquelle gesteuert und im Hinlauf je nach Stromrichtung über die erste Diode oder über eine zweite Diode, welche Dioden mit gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegen, an die zweite Spule angelegt wird, derart, daß dann ein sägezahnförmiger Strom fließt, und wobei der Schalter am Ende des Hinlaufs gesperrt wird und damit auch die Dioden nichtleitend werden, wobei weiter die bei geöffnetem Schalter und Dioden im Rücklaufintervall gebildeten Schwingungskreise auf die gleiche Frequenz abgestimmt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahnnetzwerke so zusammengeschaltet sind, daß eine Diode (D, D") in jedem Sägezahnnetzwerk der Reihenschaltung der Induktivität (L_y, L') und des Kondensators (C₁, C,') parallel liegt und daß der in entgegengesetzter Richtung leitfähige Schalter (Tr) der Reihenschaltung der Dioden (D, D') parallel liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung ein oder mehrere weitere Sägezahnnetzwerke aus je einer weiteren Spule (L"), je einem weiteren Hinlaufkondensator (C₁"), dessen Spannung (v") steuerbar ist, je einer weiteren Diode (D"), die mit der ersten und der zweiten Diode (D, D") in gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegt, enthält, wobei die Rücklaufzeit des Stromes durch jede weitere Spule (L") der des Sägezahnstromes durch die erste Spule (L_v) nahezu entspricht (Fig. 2).

3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die während der Rücklaufzeit an einer Anzahl der Dioden (D, D') der Sägezahnnetzwerke vorhandene Spannung (K₄) nahezu konstant ist und daß eine Wicklung (L₁) eines Hochspannungstransformators (T) an diese Anzahl angeschlossen ist (Fig. 2).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Steuerelement (M₁) die Spannung an einer Hinlaufkapazität (C,') steuert und daß ein zweites Steuerelement

(S) die Summe der Spannungen an der genannten Hinlaufkapazität und der Spannung an einer anderen Hinlaufkapazität (C₁) steuert (Fig. 2).

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Hinlaufkapazität aus mehreren Kondensatoren besteht, von denen einer zugleich die Hinlaufkapazität ist, die mit der Spule eines anderen 'Sägezahnnetzwerkes zusammenarbeitet (Fig. 4b,

Fig. 6, 7).

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spulen der beiden in diesem Anspruch genannten Sägezahnnetzwerke zwei fast identische Horizontal-Ablenkspulen (L^, L_yl) sind (Fig. 4a, 4b).

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das an eine Hinlaufkapazität (C") angeschlossene Steuerelement (S) eine Stabilisierungsschaltung zur Stabilisierung der während der Rücklaufzeit an den gesamten Dioden (D, D') der übrigen Sägezahnnetzwerke vorhandenen Spannung ist.

8. Bildwiedergabeanordnung mit einer Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche und einem Vertikal-Ablenkstromgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerelement (M₁) eine an den Vertikal-Ablenkstromgenerator (11) angeschlossene Modulationsquelle ist.

9. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Spannung vertikal-frequenl p;i rabeiförmig ist.

10. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Spannung vertikal-frequent sägezahnlörmig ist.