DE1537150B2

DE1537150B2 - Ablenkschaltung, insbesondere fur Fern sehgerate zur Trzeugung eines periodischen Stromes in einer Spule

Info

Publication number: DE1537150B2
Application number: DE19671537150
Authority: DE
Inventors: Cahf Oliver Bernard M Los Altos Hills (VStA)
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: HP Inc
Priority date: 1966-10-05
Filing date: 1967-10-04
Publication date: 1971-01-07
Also published as: US3434002A; DE1762976A1; FR1563671A; DE1762976B2; CA839438A; CA844789A; GB1211368A; DE1537150A1; DE1762976C3; GB1211369A

Description

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Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung, ins- Bezugswert verglichen; auf diese Weise wird die besondere für Fernsehgeräte, zur Erzeugung eines Amplitude des Sägezahnstromes festgestellt, und bei periodischen Stromes in einer Spule, die in Reihe mit Abweichungen vom Sollwert wird der Sägezahngeneeiner Signalquelle und einem durch einen Schalter rator entsprechend nachgeregelt. Diese bekannte überbrückbaren Kondensator liegt, wobei der Strom 5 Schaltung verfolgt somit nicht den gesamten Anstieg während eines ersten Zeitabschnittes seiner Periode des Sägezahnstromes, sondern begnügt sich mit einer durch einen ersten, den Schalter enthaltenden Strom- Feststellung der Sägezahnamplitude,
pfad fließt und sich in einer vorbestimmten Weise Die Aufgabe der Erfindung besteht daher in der ändert, während eines zweiten Zeitabschnittes seiner Schaffung einer Energie speichernden, in Festkörper-Periode durch einen zweiten, den Kondensator ent- ίο bauweise ausgeführten Ablenkschaltung, die einen haltenden Strompfad fließt und in einer Halbwelle guten Wirkungsgrad hat und eine außerordentlich entsprechend der Resonanzfrequenz des aus der hohe Linearität ergibt. Dabei soll insbesondere die Spule und dem Kondensator gebildeten Schwing- Amplitudenjustierung die Linearität praktisch nicht kreises auf seinen Anfangswert zurückkehrt. beeinflussen. Auch soll sich die Einstellung der BiId-

Die in der Ablenkspule eines Fernsehempfängers 15 zentrierung weder auf die Bildgröße noch auf die

oder Bildmonitors am Anfang oder am Ende einer Linearität nennenswert auswirken, so daß all diese

Strahlablenkperiode gespeicherte Energie liegt üb- Einstellungen voneinander praktisch unabhängig

licherweise in der Größenordnung von 1 bis 3 MiIIi- sind.

joules. Wird diese Energie am Ende der hinlaufen- Bei einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung den Strahlauslenkung im Ablenksystem verbraucht 20 eines periodischen Stromes in einer Spule, die in und dann am Ende des Strahlrücklaufs wieder aufs Reihe mit einer Signalquelle und einem durch einen neue zugeführt, so ist hierzu eine Eingangsleistung Schalter überbrückbaren Kondensator liegt, wobei von etwa 30 bis 90 Watt erforderlich. Eine derartig der Strom während eines ersten Zeitabschnittes seiner große Leistung bedingt jedoch eine aufwendige An- Periode durch einen ersten, den Schalter enthaltensteuerschaltung. Aus diesem Grunde und aus ener- 25 den Strompfad fließt und sich in einer vorbestimmten getischen Gründen benutzt man bei Fernseh- Weise ändert, während eines zweiten Abschnittes empfängern üblicherweise Energie speichernde Ab- seiner Periode dagegen durch einen zweiten, den lenksysteme, bei denen die am Ende des Strahlhin- Kondensator enthaltenden Strompfad fließt und in laufs in den Ablenkspulen gespeicherte magnetische einer Halbwelle entsprechend der Resonanzfrequenz Energie während der Rücklaufperiode in elektrische 30 des aus der Spule und dem Kondensator gebildeten Energie umgewandelt wird, die in einem Konden- Schwingkreises auf seinen Anfangswert zurückkehrt, sator gespeichert wird und am Ende der Rücklauf- wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, periode wiederum in den Ablenkspulen als magne- daß mit dem ersten Strompfad ein die zeitliche Ändetische Energie gespeichert ist (jedoch bei umge- rung des im ersten Strompfad während des ersten kehrtem Spulenstrom). Bei derartigen Schaltungen 35 Zeitabschnittes fließenden Stromes erfassende Diffebraucht lediglich die durch die Verluste des Ablenk- renzierglied gekoppelt ist, welches ein durch diese joches und der Schaltungselemente verbrauchte Ener- Änderung bestimmtes Kontrollsignal erzeugt, daß gie nachgeführt zu werden, die nur wenige Watt be- ferner eine Bezugsspannungsquelle vorgesehen ist, trägt. Allerdings erzeugen derartige Schaltungen die ein Bezugssignal liefert, dem das Kontrollsignal wegen des durch die Schalterelemente und das Ab- 40 proportional ist, solange sich der Strom im ersten lenkjoch selbst bedingten Widerstandes keine lineare Strompfad in der vorbestimmten Weise ändert, und Ablenkkurvenform, sondern die Stromkurve hat die daß zwischen das Differenzierglied und das dem Form eines Exponentialkurvenabschnittes. Für die Schalter abgewandte Ende der Spule eine Korrektur-Korrektur dieser Nichtlinearität der Ablenkkurven- schaltung eingefügt ist, der das Kontrollsignal und form hat man zahlreiche Entzerrerschaltungen be- 45 das Bezugssignal zugeführt werden und die bei nicht nutzt, jedoch läßt der damit erreichte Linearitätsgrad vorhandener Proportionalität zwischen diesen beiden viel zu wünschen übrig. Weiterhin lassen sich bei Signalen den zeitlichen Verlauf des Stromes im ersten diesen Ablenkschaltungen die Ablenkamplituden Strompfad auf den vorbestimmten Verlauf korrinicht unter Beibehaltung der Linearität einstellen. So giert.

muß zuerst die Ablenkamplitude eingestellt werden, 50 Im Gegensatz zu den bekannten Schaltungen wird

dann die Linearität justiert, danach die Amplitude der Verlauf des zu erzeugenden periodischen Stromes

erneut nachgestellt werden usw. also nicht unmittelbar abgefühlt und mit einem den

Es ist bei Ablenkschaltungen bekannt, den Ver- vorbestimmten Verlauf aufweisenden Bezugssignal lauf des Sägezahnanstiegs des Ablenksignals mit verglichen, sondern es wird der zeitliche Differenzialeinem Bezugssignal zu vergleichen und bei Ab- 55 quotient des Stromes ermittelt und mit einem Beweichungen eine entsprechende Korrektur des Säge- zugssignal verglichen, welches sich in der Regel mit zahnsignals durchzuführen. Jedoch muß das Bezugs- einem wesentlich geringeren Aufwand erzeugen läßt, oder Vergleichssignal hierzu bereits die gewünschte Soll nämlich beispielsweise der zu erzeugende Strom Kurvenform besitzen, nach welcher der Ablenksäge- einen sägezahnförmigen oder dreieckförmigen Verzahn korrigiert werden soll. Der zur Erzeugung eines 60 lauf haben, dann genügt als Bezugssignal eine konsolchen genauen Bezugssignals erforderliche Gene- stante Spannung. Ein solcher Anwendungsfall ist rator ist jedoch recht aufwendig, insbesondere wenn z. B. bei Ablenkschaltungen von Fernsehempfängern eine S-förmige Vorverzerrung des Ablenksägezahns gegeben. Soll der Sägezahn beispielsweise aus Korerreicht werden soll, welche im Bezugssignal bereits rekturgründen (wenn der Krümmungsradius des Bildebenfalls berücksichtigt sein muß. Bei einer ein- 65 schirmes größer als die l,5fache Entfernung zwischen fächeren, weiterhin bekannten Schaltung wird da- Ablenkzentrum und Bildschirm ist) S-förmig vorvergegen nur der Spitzenstrom des durch die Ablenk- zerrt werden, so braucht der konstanten Bezugsspanspule fließenden Stromes abgefühlt und mit einem nung lediglich ein bestimmter Anteil einer geeigneten

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ungeradzahligen Oberwelle des Ablenksägezahns der Hinlaufperiode der Strahlablenkung mit der Abüberlagert zu werden. lenkwicklung einen Schwingkreis bildet, der eine

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann die Vorverzerrung des Ablenkstromes in der gewünsch-Hilfsschaltung eine Hilfswicklung aufweisen, in der ten Weise bewirkt, so daß die Nichtlinearität der Abeine Spannung induziert wird, die proportional der 5 lenkung kompensiert wird, welche bei Bildröhren Änderungsgeschwindigkeit des Ablenkstromes in der auftritt, bei denen der Krümmungsradius des Ablenkspule ist und in einem bestimmten Größen- Schirmes größer ist als die lV'fache Entfernung vom verhältnis zur Spannung einer Spannungsquelle steht, Ablenkzentrum zum Schirm.

wenn der Ablenkstrom sich während der Vorlauf- Die Erfindung ist im folgenden an Hand der Darperiode der Ablenkung in einer gewünschten Weise io Stellungen von Ausführungsbeispielen näher bezeitlich ändert. Die Hilfswicklung und die Spannungs- schrieben. Es zeigt

quelle können mit dem Eingang eines Transistorver- F i g. 1 eine schematische Darstellung einer ideali-

stärkers verbunden sein, dessen Ausgangssignal zur sierten Energie speichernden Ablenkschaltung,

Korrektur unerwünschter zeitlicher Änderungen des F i g. 2 a und 2 b Kurvenformen zur Veranschau-

Ablenkstromes während der Hinlaufperiode des 15 lichung der Funktion der in Fig. 1 dargestellten

Elektronenstrahl benutzt wird und hierzu dem einen Schaltung,

Ende der Ablenkwicklung als Kompensationsrück- F i g. 3 ein Schaltbild einer praktischen Ausfüh-

kopplungsspannung zugeführt wird, wenn die Span- rungsform der idealisierten Schaltung nach Fig. 1,

nung der Hilfswicklung und die Spannung der Span- Fig. 4a und 4b Kurvenformen zur Veranschau-

nungsquelle von einem vorbestimmten Größenver- ao lichung der Funktion der in F i g. 3 dargestellten Ab-

hältnis abweichen. lenkschaltung,

Der Transistorverstärker kann ein Paar in Kaskade F i g. 5 eine weitere Ausführungsform einer Ener-

geschaltete Emitterfolgerstufen aufweisen, deren erste gie speichernden Ablenkschaltung,

mit dem Ausgang der zweiten so verbunden sein F i g. 6 die Ausgangsspannung des Verstärkers

kann, daß eine Signalübertragung vom Eingang der 25 nach F i g. 5,

ersten Stufe zum Ausgang der zweiten Stufe auch F i g. 7 eine Ablenkschaltung gemäß einer anderen

dann erfolgen kann, wenn zwar die erste Stufe bei Ausführungsform der Erfindung,

einem Ruhestrom auf Durchlaß geschaltet ist, die Fig. 8 bis 13 Spannungs-, Strom- und Wider-

zweite Stufe dagegen bei diesem Ruhestrom gesperrt Standsverläufe für den Betrieb der Schaltung nach

ist. 30 F i g. 7,

Ferner kann in Reihe mit der Hilfswicklung eine Fig. 14 eine schematische Darstellung einer Diode geschaltet sein, welche das andere Ende der " Kathodenstrahlbildröhre, bei der der Krümmungseinseitig am Verstärkereingang liegenden Hilfswick- radius des Schirmes größer als die lV2fache Entferlung an Massepotential oder an die Spannungsquelle nung vom Ablenkzentrum bis zum Schirm ist, und
legt. Während der Rücklaufperiode sperrt diese Di- 35 Fig. 15 eine Schaltung zur Veranschaulichung ode und trennt die Hilfswicklung von der Spannungs- weiterer Abwandlungen der in F i g. 7 gezeigten quelle bzw. dem Bezugspotential, so daß die während Schaltung.

der Rücklaufperiode in der Hilfswicklung induzierte F i g. 1 zeigt eine idealisierte Energie speichernde hohe Spannung nicht als Eingangsspannung für den Ablenkschaltung mit einer Spannungsquelle 8 einer Verstärker erscheint. Parallel zu dieser Diode kann 40 festen Spannung E, die mit einem Ende an Masse in weiterer Ausgestaltung der Erfindung ein Konden- liegt, mit einer Ablenkwicklung 10 der Induktivisator geschaltet sein, so daß der Verstärker derart tat L, deren eines Ende ebenfalls an Masse liegt, mit gesteuert wird, daß der Strom in der Ablenkwick- einem Rücklaufkondensator 12 der Kapazität C zwilung am Ende der Rücklaufperiode erhöht Wird. Da- sehen den nicht mit Masse verbundenen Enden der durch werden Verluste in der Ablenkwicklung korn- 45 Spannungsquelle 8 und der Ablenkwicklung 10, der pensiert, und der Spannungsquelle wird weniger mit dieser während der Rücklaufzeit schwingt, und Strom entnommen. mit einem Schalter 14 zum Kurzschließen des Rück-

Ferner kann zwischen das andere Ende der Ab- laufkondensators 12 während der Hinlaufablenkperi-

lenkwicklung und einen Massepunkt (oder anderen ode. An Hand von Fig. 2a, welche die Spannung e

Bezugsspannungspunkt) eine Spule, die eine wesent- 50 am Verbindungspunkt 18 der Ablenkspule 10 mit

lieh größere Induktivität als die Ablenkwicklung hat, Rücklauf kondensator 12 darstellt, und Fig. 2 b,

in Reihe mit einem kapazitiv überbrückten Wider- welche den Strom i in der Ablenkspule 10 darstellt,

stand geschaltet werden. Dadurch kann in der Ab- läßt sich erkennen, daß während der ersten Hälfte

lenkwicklung ein Zentrierstrom fließen, der sich mit der Hinlaufperiode der Ablenkung, wenn der Schal-

der mittleren Ausgangsspannung des Verstärkers 55 ter 14 geschlossen ist, der aus der Spannungsquelle 8

(und der anderen Spannungsquelle, wenn eine solche entnommene Strom i dem durch den Pfeil in F i g. 1

verwendet wird) verändert. Zwischen die Hilfswick- dargestellten Strom entgegengerichtet ist, so daß der

lung und den Eingang des Verstärkers kann weiter- Spannungsquelle Energie zugeführt wird und in der

hin ein veränderbarer Widerstand eingeschaltet Mitte der Hinlaufablenkung keine Energie in der Ab-

werden, welcher eine Variierung der mittleren Aus- 60 lenkwicklung 10 gespeichert ist, sondern vollständig

gangsspannung des Verstärkers gestattet, so daß der an die Spannungsquelle abgegeben ist. Während der

durch die Ablenkwicklung fließende Zentrierstrom zweiten Hälfte der Hinlaufablenkung wird diese ohne wesentliche Beeinflussung der Bildgröße oder Energie aus der Spannungsquelle 8 wieder entnomder Linearität des Ablenkstroms justiert werden men und in der Ablenkwicklung 10 gespeichert. Am

kann. 65 Ende der Hinlaufablenkung hat sich in der Ablenk-

Die Spannungsquelle kann für die Grundwelle und wicklung 10 ein Strom i in der dargestellten Richtung alle Harmonischen des Ablenkstromes eine kapazi- aufgebaut. Der Schalter 14 wird dann geöffnet und tive Ausgangsimpedanz aufweisen, welche während die Ablenkspule 10 und der Rücklaufkondensator 12

führen eine Halbwelle ihrer Eigenfrequenz aus. In einer Zeit, die gleich einer Viertelperiode der Resonanzfrequenz ist, steigt die Spannung über dem Rücklaufkondensator 12 von ihrem Wert 0 um einen Betrag /· l/^r, und gleichzeitig fällt der Strom in der

T E

Ablenkwicklung 10 von seinem Wert -~- auf den

Wert 0. Nach einer weiteren Viertelperiode der Resonanzfrequenz kehrt die Spannung über dem Rücklaufkondensator 12 wieder auf 0 zurück, und der Strom in der Ablenkwicklung 10 fällt weiter auf

einen Wert von — -—-. Zu diesem Zeitpunkt wird

der Schalter 14 wieder geschlossen und leitet den Hinlaufteil des nächsten Abtastzyklus ein. Wenn in der Ablenkspule 10, dem Rücklaufkondensator 12 oder dem Schalter 14 keine Verluste auftreten, liefert diese Schaltung Ablenkströme /(/) einer idealen Kurvenform, wie sie in F i g, 2 b gezeigt sind, und verbraucht keine Energie aus der Spannungsquelle 8.

In der Praxis läßt sich die idealisierte Energie speichernde Ablenkschaltung der Fig. 1 gemäß F i g. 3 realisieren, wobei der Schalter 14 eine Parallelschaltung aus einem Transistor 20 und einer Diode 22 ist. Diese Parallelschaltung liegt zwischen dem Verbindungspunkt 18 und der Spannungsquelle 8, so daß die Diode 22 während der ersten Hälfte des Hinlaufabschnittes der Ablenkung leitet, wenn der Strom ζ durch die Ablenkspule 10 in der entgegengesetzten Richtung fließt, wie es dargestellt ist, und der Transistor 20 während der zweiten Hälfte der Hinlaufperiode der Ablenkung, wenn der Strom i in der dargestellten Richtung fließt, leitet. Die Rücklaufperiode der Ablenkung wird durch Abschalten des Transistors 20 eingeleitet, wenn an dessen Basis der dargestellte negative Impuls 24 angelegt wird. Die Dauer dieses Impulses ist langer als die Rücklaufperiode. Ist der Transistor 20 abgeschaltet, so steigt die Spannung am Rücklaufkondensator 12 wie beschrieben auf einen Spitzenwert und kehrt dann auf 0· zurück. Sobald die Spannung über dem Rücklaufkondensator 12 sich um einen geringen Betrag umkehrt, leitet die Diode 22 den Strom i, der nun in der entgegengesetzten Richtung, wie es dargestellt ist, fließt. Zu irgendeinem späteren Zeitpunkt vor der Mitte der Hinlaufperiode der Ablenkung kann der Transistor 20 wieder auf Durchlaß geschaltet werden, so daß er leiten kann, wenn der Strom i seine Richtung ändert.

Der Bequemlichkeit halber ist der Widerstand R der Ablenkwicklung 10 als getrennter Widerstand 26 dargestellt, und die Induktivität L der Ablenkspule 10 ist als getrennte Spule 28 gezeichnet. Die in F i g. 4 a dargestellte Kurvenform der Spannung e(f) ist nur die von der Spule 28 erzeugte Spannung, die

gleich L — ist. Zum Beginn der Hinlaufperiode der

Ablenkung hat die Spannung über der Spule 28 den Wert Z? zuzüglich der Spannungsabfälle über dem Widerstand 26 und der Diode 22, am Ende der Hinlaufperiode ist sie dagegen E minus den Spannungsabfällen am Widerstand 26 und am Transistor 20. Da die Änderung des Stromes in der Ablenkspule 10, wie die Kurvenform des Stromes i(t) in F i g. 4 b zeigt, am Beginn der Hinlaufperiode größer als an seinem Ende ist, kehrt der Strom in der Ablenkspule seine Richtung zu einem früheren Zeitpunkt um als derjenige, der der genauen Mitte der Hinlaufperiode der Ablenkung entspricht. Wenn an dem Transistor 20 und an der Diode 22 keine Spannungen abfielen, sondern nur am Widerstand 26 ein Spannungsabfall auftreten würde, dann würde die Hinlaufperiode aus einem Teil einer Exponentialkurve bestehen. Der Transistor 20 und die Diode 22 erzeugen jedoch zu einer Zeit, wo der Strom / seine Richtung in der Ablenkspule 10 umkehrt, einen plötzlichen Spannungs-Sprung 30 (s. Fig. 4a) und damit eine plötzliche Änderung der Ablenkgeschwindigkeit.

Um die Kurvenform des Ablenkstromes i(t) der Fig. 4b zu linearisieren, wie es die gestrichelte Linie 32 zeigt, muß man in Reihe mit der Ablenkspule 10 eine Spannung einfügen, die dem schraffierten Bereich 34 in Fig. 4a entspricht. Damit würde die Kurvenform der Spannung e{t) in die in F i g. 2 a gegezeigte Form gebracht. Der Abschnitt der Spannung e(t) zwischen den in F i g. 4 a mit A und B bezeichneten Punkten wäre dann wieder konstant und gleich — E. Die Schaltung nach Fig. 5 veranschaulicht eine Möglichkeit hierfür unter Anwendung der Prinzipien der Erfindung.

Eine Hilfswicklung 36 ist mit der Ablenkwicklung 10 gekoppelt, und zwischen beiden Wicklungen 10 und 36 besteht eine Kopplungsinduktivität M. Die Hilfswicklung 36 stellt ein Mittel zur Überwachung der Ablenkgeschwindigkeit und damit der Linearität des Ablenkstromes dar, weil die durch sie erzeugte Spannung in jedem Zeitpunkt gleich M~ ist. Über

■ einen Widerstand 38 vom Wert ,R₁ ist mit dem Eingang des Korrekturverstärkers 40 eine Spannungsquelle 37 verbunden, mit der eine Bezugsspannung erzeugt wird, die proportional zu der von der Hilfswicklung 36 erzeugten Spannung ist, wenn der Strom in der Ablenkwicklung 10 sich während des Hinlaufs linear mit der Zeit ändert. Diese Spannungsquelle 37 kann, wie Fig. 5 zeigt, die Spannungs- quelle 8 der Ablenkwicklungsspeisespannung — E oder eine unabhängige Bezugsspannungsquelle sein. Das rechte Ende der Hilfswicklung 36 ist ebenfalls mit dem Eingang des Korrekturverstärkers 40 über

einen Widerstand 42 vom Wert -p- ■ R₁ verbunden. L ^J

Auf diese Weise erhält der Korrekturverstärker 40

keine Eingangsspannung, wenn die Spannung L -~ dei

Ablenkwicklung 10 gleich der Spannung E der Spannungsquelle 8 ist. Bei jeder Abweichung von diesem Zustand der Spannungsgleichheit wird dem Korrekturverstärker 40 eine Eingangsspannung zugeführt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 40 ist mit dem Ende der Ablenkwicklung 10 verbunden, das in den F i g. 1 und 3 an Masse gelegen hat.

Unter der Annahme, daß der Korrekturverstärker 40 eine Ausgangsspannung e_a erzeugt, die gleich —,«mal seiner Eingangsspannung ist, und daß er einen unendlich großen Eingangswiderstand und den Ausgangswiderstand 0 hat, läßt sich zeigen, daß die Rückkopplungsanordnung eine Schleifenverstärkung

von —μ hat und daß jegliche unerwünschte

Spannung in der Ablenkspulenschaltung, wie die Spannungsabfälle über dem Widerstand 26, dem Transistor 20 und der Diode 22 durch Änderungen der Ausgangsspannung e_a des Korrekturverstärkers 40 kompensiert werden, so daß die Wirkung dieser

unerwünschten Spanungen um den Faktor

1+μ

L + M

verringert wird. Dieser Faktor kann leicht kleiner als

-TT₇T-gemacht werden, so daß eine Linearitätsverbes-

serung im Verhältnis 100:1 erreicht wird. Zwischen das andere Ende der Hilfswicklung 36 und Masse ist eine Diode 44 geschaltet, so daß dieses Ende während der Rücklaufzeit von Masse abgetrennt wird und dadurch die in Hilfswicklung während der Rücklaufzeit entstehenden hohen Spannungen vom Korrekturverstärker 40 ferngehalten werden. Die Diode 44 verringert ebenfalls die Spannung zwischen der Ablenkwicklung 10 und der Hilfswicklung 36 während der Rücklaufzeit, so daß diese beiden Wicklungen, ohne daß ein Isolationsdurchschlag zu befürchten wäre, eng miteinander gekoppelt sein können. Obgleich der Durchlaßwiderstand der Diode 44 nicht linear ist, bringt sie keine Verzerrung an der Ablenkkurvenform, da der diese Diode durchfließende Strom während der Hinlaufdauer konstant ist, falls die Ablenkkurvenform linear ist.

F i g. 6 zeigt die Kurvenform der Ausgangsspannung e_a{f) des Korrekturverstärkers 40. Während der Rück] aufperiode wird der den Widerstand 38 durchfließende Strom dem Korrekturverstärker 40 entnommen, der dadurch bei der positiven Spannung E₂ in der Sättigung arbeitet. Unmittelbar nach der Rücklaufperiode fällt die Ausgangsspannung e_a(t) auf einen Wert, der weniger negativ als E₁ ist, und steigt dann während der Hinlaufperiode auf einen positiven Wert. Wenn die Schaltung der Ablenkwicklung nur lineare Widerstände enthalten würde, wäre der Abschnitt der Ausgangsspannung zwischen den Punkten A und B eine gerade Linie. Tatsächlich verändert sich aber der Spannungsabfall über der Diode 22 und dem Transistor 20 plötzlich zu der Zeit, wo der Strom in der Ablenkwicklung 10 seine Richtung umkehrt, so daß der Korrekturverstärker 40 zu diesem Zeitpunkt einen Sprung 46 der Spannung e_a(t) liefert. Der schraffierte Bereich 48 in F i g. 6 entspricht dem schraffierten Bereich 34 in F i g. 4 a, und seine Höhe zu einer bestimmten Zeit stellt die zusätzliche Spannung dar, die in der Ablenkwicklungsschaltung zur Erzeugung eines linearen Ablenkstromes erforderlich ist. .

F i g. 7 zeigt eine praktische Ausführungsform der Erfindung mit einer Spannungsquelle 8, einer Ablenkwicklung 10, einen Rücklaufkondensator 12, einen Schalter 14, einer Hilfswicklung 36 und einen Korrekturverstärker 40, wie es an Hand von F i g. 5 beschrieben ist. Der Emitter des Transistors 20 des Schalters 14 ist über eine Wicklung eines Transformators 50 und die Parallelschaltung eines Widerstandes 52 mit einer Diode 54 mit seiner Basis verbunden. Das Schalten des Transistors 20 wird über den Transformator 50 gesteuert; dies bietet den Vorteil, daß aus der Spannungsquelle 8, welche die Ablenkspannung für die Ablenkspule 10 liefert, kein Basisstrom entnommen wird. Der Widerstand 52 bebestimmt den Basisdurchlaßstrom des Transistors 20, während die Diode 54 ein plötzliches Abschalten des Transistors 20 ermöglicht.

Die Hilfswicklung 36 ist als bifilar mit der Ablenkwicklung 10 gewickelte Spule dargestellt, so daß für alle praktischen Fälle M=L ist. Auf diese Weise würde bei der Schaltung nach F i g. 5 die Spannung

der Spannungsquelle 37 und die Spannung L~ mit

Hilfe zweier gleicher Widerstände 38 und 42 kombiniert, um den Korrekturverstärker 40 anzusteuern. Die 6 db-Verluste in der Verstärkerschleife, die bei

ίο Benutzung dieser Widerstände 38 und 42 auftreten würden, werden bei der Schaltung nach F i g. 7 vermieden, bei der in einfacher Weise das rechte Ende der Hilfswicklung 36 unmittelbar mit dem Eingang des Verstärkers 40 und das linke Ende der Hilfswicklung 36 mit der Spannungsquelle 37 verbunden ist, und zwar über die Diode 44, einen Festwiderstand 56 und für hohe Frequenzen einen Kondensator 58 oder für niedrige Frequenzen einen Festwiderstand 60, einen veränderbaren Widerstand 62 und ein Paar Dioden 63 und 64. Wie durch die Lage des Schalters 65 angedeutet ist, entspricht die Spannungsquelle 37 der Spannungsquelle 8 der Ablenkwicklungsspeisespannung — E; sie kann jedoch auch eine unabhängige Bezugsspannungsquelle 66 sein, wie für die andere Lage des Schalters 65 veranschaulicht ist. Der Widerstand 56 liegt in Reihe mit der Diode 44 und dämpft die Schwingungen, die andernfalls am Ende der Rücklaufperiode auftreten würden, wenn die Diode 44 leitend wird. Die Dioden 63 und 64 leiten zu jeder Zeit den über den Widerstand 67 von einer Spannungsquelle 68 negativen Potentials kommenden Strom und dienen der Kompensation von temperaturbedingten Änderungen des Spannungsabfalls an dem Transistor 69 und der Diode 44.

Der Korrekturverstärker 40 enthält eine Spannungsverstärkerstufe mit dem Transistor 69 und drei Stromverstärkerstufen mit den Transistoren 70 bis 78. Von der Basis des Transistors 69 ist ein Widerstand 82 zu einer anderen negativen Spannungsquelle 84 geführt, so daß ein Strom durch den veränderbaren Widerstand 62, die festen Widerstände 60 und 56, die Diode 44 und die Hilfswicklung 36 fließt und eine Vorspannung für den Transistor 69 entstehen läßt. Der Emitter des Transistors 69 ist über die Parallelschaltung eines Widerstandes 86 und eines Kondensators 88 mit einer negativen Spannungsquelle 68 verbunden, sein Kollektor liegt an der Basis des Transistors 70 und ist über einen Lastwiderstand 90 an eine positive Spannungsquelle 92 geführt. Der Transistor 70 liegt mit seinem Kollektor an einer anderen positiven Spannungsquelle 94 und mit seinem Emitter an der Basis des Transistors 72 sowie über die in Reihe geschalteten Dioden 96 bis 100 am Verbindungspunkt der Basis des Transistors 74 mit einem Ende des Widerstandes 102, dessen anderes Ende an die negative Spannungsquelle 84 geführt ist. Ein Kondensator 103 liegt parallel zu den in Reihe geschalteten Dioden 96 bis 100 zwischen den Basen der Transistoren 72 und 74. Die Transistoren 72 bis 78 umfassen ein Paar im B-Betrieb in Kaskade geschalteter Emitterfolgerstufen, bei denen die Kollektoren der Transistoren 72 und 76 an die positive Spannungsquelle 94, die Kollektoren der Transistoren 74 und 78 an die negative Spannungsquelle 68 und die Emitter der Transistoren 72 und 74 jeweils mit den Basen der Transistoren 76 und 78 und durch die in Reihe geschalteten Widerstände 104 und 106 miteinander verbunden sind. Die Transi-

stören 72 und 74 sind durch die Dioden 96 bis 100 in Durchlaßrichtung vorgespannt und ziehen einen kleinen Ruhestrom durch die beiden Widerstände 104 und 106, welche ihre Emitter miteinander verbinden. Der Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände 104 und 106 ist mit den Emittern der Transistoren 76 und 78 zusammengeschaltet und an den Ausgang des Korrekturverstärkers 40 geführt, so daß eine Signalübertragung an den Ausgang des Korrekturverstärkers stattfindet, selbst wenn die Transistoren 76 und 78 normalerweise durch diesen Ruhestrom gesperrt sind. Der Ausgang des Korrekturverstärkers 40 ist mit dem rechten Ende der Ablenkwicklung 10 verbunden.

Ist der Schalter 108 offen, wie es F i g. 7 zeigt, so ist die Kurvenform der vom Korrekturverstärker 40 gelieferten Ausgangsspannung so wie es F i g. 6 zeigt, wobei E₂ im wesentlichen das positive Potential der Spannungsquelle 94 und E₁ und das negative Potential der Spannungsquelle 68 ist. Zwischen die Basis des Transistors 69 und die negative Spannungsquelle 68 ist eine Diode 110 geschaltet, so daß während der Rücklaufzeit, wenn die Diode 44 nichtleitend ist, der Widerstand 82, der zwischen der Basis des Transistors 69 und der negativen Spannungsquelle 84 liegt, einen Strom von etwa 2 mA durch die Diode 110 fließen läßt und den Transistor 69 gesperrt hält. Dieser Strom ist als Kurve i% in F i g. 8 gezeigt. Ist der Schalter 108 geschlossen, so daß der Kondensator 112 parallel sowohl zur Diode 44 als auch zum Widerstand 56 liegt, so verursacht der Ladestrom des Kondensators 112 während der Rücklaufzeit einen zusätzlichen Strom, der in F i g. 8 durch die Kurvenform i_c dargestellt ist und aus der Diode 110 oder dem Transistor 69 oder aus der Streukapazität zwischen der Ablenkwicklung 10 und der Hilfswicklung 36 entnommen wird. So ist der Gesamtstrom, der der Diode 110, dem Transistor 69 oder dieser Streukapazität entnommen werden muß, gleich der Summe von /_c und i_R; er ist in Fig. 8 durch die ausgezogene Kurve i_T dargestellt. Dieser Strom kehrt seine Richtung neben der Mitte der Rücklaufperiode um. Wenn die Kapazität zwischen der Ablenkwicklung 10 und der Hilfswicklung 36 nicht zu groß ist, dann bringt die Stromumkehrung den Transistor 69 kurz nach der Mitte der Rücklaufzeit in die Sättigung. Der Korrekturverstärker 40 gibt dann eine Ausgangsspannung e_a(t) ab, wie sie Fig. 9 zeigt. Ein Spannungssprung, der gleich E₂-E₁ ist, wird daher der Ablenkwicklung 10 unmittelbar neben der Mitte der Rücklaufperiode zugeführt, so daß am Ende der Rücklaufperiode (ein Viertelzyklus später) in der Ablenkwicklung 10 ein resultierender Strom

aufgebaut ist, der fast gleich ist. Dieser Strom

ist so gerichtet, daß er den am Ende der Rücklaufperiode in der Ablenkwicklung 10 fließenden Strom verstärkt und dabei der Kompensation von Verlusten in der Ablenkwicklung während der Rücklaufperiode und zur Verringerung der Stromentnahme aus der Spannungsquelle 8 dient. Obgleich immer eine Streukapazität nach Masse besteht, ist normalerweise zur Erreichung des oben beschriebenen Betriebes eine zusätzliche Kapazität erforderlich, welche durch den parallel zur Diode 44 liegenden Kondensator 112 gebildet wird.

Durch die Ablenkwicklung 10 läßt man einen Zentriergleichstrom I_c fließen, indem man ein Ende einer großen Induktivität 114 an das linke Ende der Ablenkspule 10 und das andere Ende der Induktivität 114 über einen kleinen Widerstand 116, der durch einen Kondensator 118 überbrückt ist, an Masse anschließt. Die Größe der Induktivität 114 soll beispielsweise mehr als 50mal so groß als die Induktivität der Ablenkwicklung 10 sein, so daß durch die Induktivität 114 nur ein vernachlässigbar kleiner Anteil des Ablenkstromes fließt. Da über eine

ίο Induktivität kein Gleichspannungsabfall auftritt, bekommt der Zentrierstrom I₀, der in der Ablenkwicklung 10 fließt, den Mittelwert des Quotienten aus der Ausgangsspannung e_a des Korrekturverstärkers und dem Gesamtwiderstand der Ablenkwicklung 10 plus dem zusätzlichen Wicklungswiderstand der Induktivität 114 und dem überbrückten Widerstand 116. Der Mittelwert der Ausgangsspannung e_a des Korrekturverstärkers wird durch Veränderung des variablen Widerstandes 62 in der Vorspannungsschaltung des Transistors 69 eingestellt. Solange die Ausgangsspannung e_a während der ganzen Hinlaufperiode innerhalb der Sättigungsgrenzen E₁ und E₂ des Korrekturverstärkers 40 verbleibt, beeinflußt diese Einstellung die Linearität nicht, und solange die Änderung des Mittelwertes von e_a gegenüber der Spannung E der Spannungsquelle 8 klein ist, ist der Einfluß auf die Bildgröße klein. Damit diese Justierung nicht zu kritisch wird, d. h. damit kleine Änderungen der vom Korrekturverstärker 40 gelieferten mittleren Ausgangsspannung nicht große Zentrierströme hervorrufen, ist der Wert des Widerstandes 116 so gewählt, daß der Gesamtwiderstand der Induktivität 114 (i?₁₁₄) und des Widerstandes 116 in der Größenordnung nur weniger Ohm liegt. Der Widerstand 116 ist überbrückt, damit der geringe Anteil des Ablenkstromes, der über die Induktivität 114 fließt, keine zusätzlichen Verluste hervorruft.

Die Spannungsquelle 8 enthält einen Transistor 120, dessen Kollektor über eine Sicherung 122 an die negative Spannungsquelle 84 gelegt ist und dessen Emitter über einen Widerstand 124 mit einem Ende eines großen Kondensators 126 verbunden ist, dessen anderes Ende an Masse liegt. Der Transistor 120 ist mit seiner Basis über einen Kondensator 128 an die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 124 und dem Kondensator 126 angeschlossen und mit dem einstellbaren Abgriff eines Potentiometers 130 zur Einstellung der Spannung — E und damit der Ablenkstromamplitude verbunden. Ein Ende des Potentiometers 130 liegt über einen Widerstand 132 an einer negativen Spannungsquelle 68, das andere Ende des Potentiometers liegt über einen Widerstand 134 an einer negativen Spannungsquelle 84. Die durch den Schalttransistor 20 und die Schaltdiode 22 fließenden großen Ablenkströme werden praktisch nur dem großen Kondensator 126 entnommen. Der zur Ergänzung der notgedrungen im Ablenksystem auftretenden Verluste erforderliche Dauerstrom entstammt dem Emitterfolgertransistor 120. Wäre der Widerstand 124 in der Emitterschaltung des Transistors 120 kurzgeschlossen, und würde der Kondensator 128, der die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 120 und die Kapazität 126 überbrückt, entfallen, so hätte der Transistor 120 bei allen Frequenzen eine niedrige Ausgangsimpedanz. Durch Einfügen des Widerstandes 124 und des Kondensators 128 wird jedoch die Ausgangsimpedanz dieser Kombination für eine relativ niedrige Frequenz induktiv

und steigt mit der Frequenz, während sie für Gleichspannung auf einem niedrigen Wert bleibt. Bei einer bestimmten Frequenz /, die ein Zehntel der Ablenkfrequenz /_s gemacht werden kann, arbeitet diese induktive Ausgangsimpedanz mit dem Kondensator 126 als Schwingkreis, wie Fig. 10 zeigt. Bei höheren Frequenzen, d.h. für die Ablenkgrundfrequenz und alle Harmonischen, ist die Impedanz Z der Parallelschaltung des Kondensators 126 und dieser induktiven Ausgangsimpedanz im wesentlichen kapazitiv und gleich der Reaktanz des Kondensators 126.

Fig. 11 zeigt die Kurvenform des Stromes i_c _12G, der aus dem Kondensator 126 entnommen wird und als Ablenkstrom in der Ablenkwicklung 10 fließt. Wenn der Rücklauf kondensator 12 mit Masse statt mit dem Kondensator 126 verbunden wäre, dann würde der Strom i_c ₁₂₆ plötzlich auf Null fallen und während der Rücklaufperiode dort bleiben, wie es die gestrichelte Linie 135 in Fig. 11 zeigt. Als Folge des im Kondensator 126 fließenden Stromes verändert sich dagegen die Spannung e_c ₁₂₆ über dem Kondensator 126, wie es Fig. 12 zeigt. Wäre die Ablenkung exakt linear, so würde die Spannung über dem Kondensator 126 während der Hinlaufperiode parabelförmig verlaufen. Durch den Anschluß des Rücklaufkondensators 12 gemäß F i g. 7 verläuft jedoch die Spannung am Kondensator 126 während der Rücklaufzeit nach einer Halbperiode einer Sinuswelle, die etwas an diese Parabel angeglichen ist. Bei einem Anschluß des Rücklaufkondensators 12 an Masse würde die Spannung über dem Kondensator · 126 während der Rücklaufperiode konstant bleiben, wie es die gestrichelte Linie 136 in Fig. 12 zeigt.

Die Ablenkgeschwindigkeit ist direkt proportional der Spannung am Kondensator 126. Während der Mitte der Hinlaufperiode ist diese Spannung am stärksten negativ; so ist die Ablenkgeschwindigkeit in der Mitte der Hinlaufperiode am größten und an ihren beiden Enden niedriger, wie Fig. 13 zeigt, so daß die Kurvenform des Ablenkstromes Hf) entsprechend der gestrichelten Linie 137 von der Linearität abweicht. Diese S-förmige Vorverzerrung des Ablenktromes i(t) entspricht gerade der erforderlichen Korrektur für weite Auslertkungen, die bei großen Ablenkwinkeln in einer Kathodenstrahlröhre 138 auftreten, bei denen nach Fig. 14 der Krümmungsradius r_s des Schirmes 140 größer als die IVafache Entfernung d zwischen dem Ablenkzentrum c_d und dem Schirm 140 ist. Die Größe dieser gewünschten Nichtlinearität kann durch Wahl der Größe des Kondensators 126 beeinflußt werden. Da sich diese Nichtlinearität nicht mit der Zeit ändert, wird der Kondensator 126 gleich so gewählt, daß er zur Kombination der Ablenkwicklung 10 und der verwendeten Bildröhre 138 paßt. Bei der geringen Nichtlinearität, die in der Kurvenform des Ablenkstromes i(f) der Fig. 13 vorliegt, besteht die Kurvenform der Spannung e_cm (t) der Fig. 12 während der Hinlaufperiode der Ablenkung nicht aus einem Parabelabschnitt. Vielmehr tritt während der Hinlaufperiode ein Schwingen der Ablenkwicklung 10 mit dem Kondensator 126 auf, so daß während dieses Abschnittes die Spannung e_n2fi (i) aus einem kurzen Teil einer Sinuswelle mit sehr langer Periode besteht, wohingegen während der Rücklaufperiode der Ablenkung die Ablenkspule 10 mit der Reihenschaltung der Kondensatoren 12 und 126 schwingt, so daß die Spannung e_c ₁₂₆ (/) während der Rücklaufperiode die Form einer Sinushalbwelle kürzerer Periodendauer und umgekehrter Polarität hat.

Die mit dieser Ablenkschaltung erreichte Linearität kann mit Hilfe eines Differentialoszillographen zwischen den Meßpunkten 142 und 144 gemessen werden. Während der Rücklaufperiode verhindert die Diode 44, daß große Spannungen an den Oszillographen gelangen; daher tritt keine Übersteuerung des Oszillographen auf. Während der Hinlaufperiode

wird die Spannung L -j—, die ein direktes Maß für die Ablenkgeschwindigkeit ist, dem Oszillographen zugeführt. Diese Messung zeigt die gesamte Nichtlinearität, die zur Korrektur großer Auslenkungen vorgesehen ist. Durch Messung der Spannung am Meßpunkt 144 gegenüber Masse wird nur die Abweichung der Ablenkgeschwindigkeit von der gewünschten Ablenkkurvenform erhalten. Bei einer derart ausgeführten Messung wurden Linearitäten von besser als 0,2% festgestellt.

Weitere Abwandlungen der Erfindung, die der Veranschaulichung des Umfangs des Erfindungsgedankens dienen, bestehen beispielsweise darin, daß der Schalter 14 und die Rücklaufkapazität 12 auf der anderen Seite der Jochwicklung 10 angeordnet werden können. Die Diode 44 und der Kondensator 112 werden dann ebenfalls auf die andere Seite der Ablenkwicklung verlegt. Diese Abwandlung der Schaltung wird bevorzugt, wenn es auf den Zentrierstrom nicht so sehr ankommt. Wenn eine niedrige, zur Masse symmetrische Spannung nicht zur Verfügung steht, so kann der Korrekturverstärker 40 zwischen Masse und eine einzige Niederspannungsquelle geschaltet werden; eine entsprechende Veränderung ist dann bei der Speisespannung — E für die Ablenkwicklung zur Kompensation der neuen Durchschnittsspannung e_a am Verstärkerausgang erforderlich. In diesem Falle, wenn eine geeignete Spannungsquelle der halben Spannung nicht zur Verfügung steht, ist es nicht mehr möglich, die in F i g. 7 gezeigte einfache Zentrierungsmethode anzuwenden, sondern es muß, wie Fig. 15 zeigt, eine zusätzliche Zentrierspannungsquelle 146 vorgesehen werden. Wenn der Ausgangsspannungssprung, der vom Korrekturverstärker 40 benötigt wird, wesentlich kleiner als die kleinste zur Verfügung stehende Niederspannungsquelle ist, dann kann man den Korrekturverstärker 40 über einen Blockkondensator 148 und einen Autotransformator 150 an die Ablenkwicklung 10 schalten, wie es Fig. 15 zeigt. Bei dieser Anordnung wird der erforderliche Spannungssprung einfach an den angeglichen, der durch den Korrekturverstärker 40 geliefert werden kann, und die Strom- und Leistungserfordernisse des Korrekturverstärkers werden entsprechend dem Windungsverhältnis des Autotransformators 150 verringert. Verwendet man jedoch einen Blockkondensator 148 zwischen dem Korrekturverstärker und dem Transformator 150, dann läßt sich über den Korrekturverstärker nicht mehr ein Anwachsen oder Abfallen des Mittelwertes von

L -^- während der Ablenkung erreichen, und er kann sich damit nicht mehr in der Mitte seines Ausgangsspannungsbereiches selbst dynamisch zentrieren. Demzufolge muß der Korrekturverstärker 40 entweder wechselspannungsgekoppelt sein oder einen getrennten Gleichspannungsrückkopplungsweg aufweisen, der die Gleichspannungsstabilität sicherstellt.

Wird der Blockkondensator 148 in Reihe mit dem an Masse liegenden Ende des Autotransformators geschaltet, so wird die Gleichspannungsübertragung zur Ablenkwicklung 10 wiederhergestellt; aber bei der Frequenz, bei der der Reihenkondensator 148 mit der Induktivität der unteren Hälfte der Autotransformatorwicklung zuzüglich der Koppelinduktivität zwischen ihren beiden Hälften schwingt, findet keine Übertragung statt. Dann sind geeignete Dämpfungsmaßnahmen zur Unterdrückung einer Nyquistinstabilität erforderlich.

Claims

Patentansprüche:

1. Ablenkschaltung, insbesondere für Fernsehgeräte, zur Erzeugung eines periodischen Stromes in einer Spule, die in Reihe mit einer Signalquelle und einem durch einen Schalter überbrückbaren Kondensator liegt, wobei der Strom während eines ersten Zeitabschnittes seiner Periode durch einen ersten, den Schalter enthaltenden Strompfad fließt und sich in einer vorbestimmten Weise ändert, während eines zweiten Abschnittes seiner Periode dagegen durch einen zweiten, den Kondensator enthaltenden Strompfad fließt und in einer Halbwelle entsprechend der Resonanzfrequenz des aus der Spule und den Kondensator gebildeten Schwingkreises auf seinen Anfangswert zurückkehrt, dadurch gekennzeichnet, daß mit den ersten Strompfad (8, 14, 10) ein die zeitliche Änderung des im ersten Strompfad während des ersten Zeitabschnittes fließenden Stromes erfassendes Differenzierglied (Hilfsspule 36) gekoppelt ist, welches ein durch diese Änderung bestimmtes Kontrollsignal erzeugt, daß ferner eine Bezugsspannungsquelle (8) vorgesehen ist, die ein Bezugssignal liefert, dem das Kontrollsignal proportional ist, solange sich der Strom im ersten Strompfad in der vorbestimmten Weise ändert, und daß zwischen das Differenzierglied und das dem Schalter (14) abgewandte Ende der Spule (10) eine Korrekturschaltung (Verstärker 40) eingefügt ist, der das Kontrollsignal und das Bezugssignal zugeführt werden und die bei nicht vorhandener Proportionalität zwischen diesen beiden Signalen den zeitlichen Verlauf des Stromes im ersten Strompfad auf den vorbestimmten Verlauf korrigiert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied ein mit dem ersten Strompfad gekoppeltes induktives Schaltelement (Hilfsspule 36) enthält.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Schaltelement eine mit der Spule (10) induktiv gekoppelte Hilfsspule (36) ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die in den ersten Strompfad geschaltete Signalquelle eine Spannungsquelle (37) ist, welcher das Bezugssignal in Form einer Bezugsspannung entnommen wird.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle (37) für alle wesentlichen Wechselkomponenten des mit der gewünschten Kurvenform durch die Spule (10) fließenden Stromes eine kapazitive Impedanz aufweist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle

(37) eine Impedanz mit einem ohmschen und einem induktiven Anteil oder beiden enthält und daß diese Impedanz mit einem Ende an einer Referenzspannungsquelle (84) und mit dem anderen Ende an dem Schalter (14) liegt und daß die Spannungsquelle einen weiteren Kondensator (126) aufweist, der zwischen das andere Ende der Impedanz und die Referenzspannungsquelle geschaltet ist.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz der Spannungsquelle (37) durch die Ausgangsimpedanz einer als Emitterfolger geschalteten Transistorstufe (120) bestimmt wird, deren Ausgangsanschluß mit dem Schalter (14) verbunden ist, daß der Emitter der Transistorfolgerstufe über ein Schaltungselement (124) und die Basis dieser Stufe über einen weiteren Kondensator (128) mit dem Ausgangsanschluß der Spannungsquelle (27) verbunden sind und daß die Basis der Stufe ferner über Schaltungselemente (132, 130, 134) ein Gleichspannungspotential erhält.

8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung einen Verstärker (40) aufweist, dessen Eingang das mit dem Hilfssignal zusammengefaßte Bezugssignal zugeführt wird und der an seinem Ausgang ein Korrektursignal (e_fl) liefert, wenn das Hilfssignal nicht proportional zum Bezugssignal verläuft, daß das Korrektursignal oder ein von ihm abgeleitetes Signal dem ersten Strompfad am anderen Ende der Spule (10) so zugeführt wird, daß der Spulenstrom sich während des ersten Zeitabschnittes der Stromperiode zeitlich in der gewünschten Weise verändert.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrektursignal (e_a) dem Spulenende von der Korrekturschaltung über einen Autotransformator (ISO) und einen Blockkondensator (148) zugeführt wird, die in Reihenschaltung zwischen dem Ausgang des Verstärkers (40) und einer weiteren Referenzspannung (Masse) liegen, und daß der Autotransformator eine Anzapfung hat, welche zur Verbindung mit dem ersten Strompfad an das andere Ende der Spule (10) geführt ist (Fig. 15).

10. Schaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Schalter (44) zur elektrischen Trennung des Differenziergliedes (36) vom Eingang des Verstärkers (40) während des zweiten Zeitabschnittes der Stromperiode.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu dem zusätzlichen Schalter (44) ein weiterer Kondensator (112) geschaltet ist, der eine plötzliche Veränderung (Punkt 46) des vom Verstärker (40) gelieferten Korrektursignals nahe der Mitte des zweiten Zeitabschnittes der Stromperiode hervorruft.

12. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker mehrere transistorisierte Emitterfolgerstufen (72, 74, 76, 78) aufweist, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers in Kaskade geschaltet sind und bis auf die letzte Stufe sämtlich so vorgespannt sind, daß sie einen Ruhestrom führen, daß der Verstärker (40) weitere Schaltungselemente (104, 106) enthält, welche eine Signalübertragung vom Ausgang der letzten Stufe (76, 78)

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zum Verstärkerausgang bei Signalgrößen in der Nähe des Arbeitspunktes der leitenden Stufen ermöglicht, selbst wenn die letzte Stufe innerhalb dieses Signalbereiches gesperrt ist.
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13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (40) eine Anzahl von in Reihe über den Eingang der ersten Stufe (72, 74) geschalteter Dioden (96, 98, 100) aufweist, welche bis auf die letzte Stufe (76, 78) sämtliche Stufen so vorspannen, daß sie einen Ruhestrom führen, daß die Zahl der Dioden (96, 98, 100) kleiner als die Zahl der Transistoren (72, 74, 76, 78) dieser Stufen ist, und daß die zusätzlichen Schaltungselemente zwei gleiche Widerstände (104, 106) enthalten, die über den Ausgang der letzten Stufe (76, 78) geschaltet sind und deren Verbindungspunkt mit dem Ausgang der letzten Stufe und dem Ausgang des Verstärkers (40) zusammengeschaltet sind.

14. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiteres induktives Schaltungselement (114), dessen Induktivität wesentlich größer als die Induktivität der Spule (10) ist, in Reihe zwischen ein Ende der Spule (10) und. ein Bezugspotential geschaltet ist, und daß ein Einstellelement (62) zur Einstellung des mittleren Ausgangspotentials des Verstärkers (40) derart vorgesehen ist, daß eine praktisch konstante Stromkomponente, welche proportional zur Differenz zwischen dem mittleren Ausgangspotential des Verstärkers (40) und dem Potential der Spannungsquelle (37) ist, in der Spule (10) fließt.

15. Schaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsquelle (37) so einstellbar ist, daß die durch die Spule (10) fließende praktisch konstante Stromkomponente ohne Veränderung des mittleren Ausgangssignals des Verstärkers verändert werden kann.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen 009 582/174