DE1462924C3

DE1462924C3 - Vertikalablenkschaltung

Info

Publication number: DE1462924C3
Application number: DE1462924A
Authority: DE
Inventors: John Brewer Indianapolis Ind. Beck
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1965-05-14
Filing date: 1966-05-13
Publication date: 1981-06-11
Also published as: AT277333B; DE1462926A1; BR6679447D0; FR1479847A; AT280372B; SE323985B; NL6606619A; DE1462924A1; SE323709B; BE681031A; NL157168B; NL6606618A; US3428855A; SE323986B; JPS4943814B1; FI44138B; BE681033A; DE1462926B2; DK143679C; SE325604B

Description

Die Erfindung betrifft eine Vertikalablenkschaltung für Fernsehempfänger mit einem Endtransistor, dessen Basis mit dem Emitter eines Vorstufentransistors einer Vorverstärkerstufe und dessen Kollektor mit den Vertikalablenkspulen gekoppelt und über einen die Reihenschaltung eines Widerstandes mit einem Integrationskondensator enthaltenden Rückführungskreis auf den Basiseingang der Vorverstärkerstufe geführt ist, deren Basiseingang außerdem über einen Widerstand von wesentlich größerem Wert als der Rückführungswiderstand an einem Bezugspotential liegt und dem als Eingangssignal Schaltimpulse zur Steuerung der von der Ablenkschaltung erzeugten Kippschwingungen zugeführt werden.

Es ist bisher nicht möglich gewesen, transistorbestückte Ablenkschaltungen für Fernsehempfänger mit größeren Bildröhren zu bauen, die sowohl billig als auch stabil sind. Die Vertikalablenkspule benötigt nämlich eine verhältnismäßig große Leistung bei niedriger Frequenz (50 oder 60 Hz), was in Verbindung mit der relativ kleinen Eingangsimpedanz der üblichen Transistoren bisher die Verwendung eines Elektrolytkondensators großen Kapazitätswertes als Lade- oder Sägezahnkondensator in der Vertikalablenkeinheit erforderlich machte.

Eine derartige Schaltung ist aus der DE-AS 11 57 648 bekannt. Sie enthält einen Vorstufentransistor, der an seiner Basis von einem Sperrschwinger über eine als Schalter wirkende Diode angesteuert wird und mit dem an seinem Emitterwiderstand abfallenden Spannungsabfall einen Endtransistor an dessen Basis ansteuert. Im Kollektorkreis des Endtransistors liegt ein Ausgangstransformator, von dessen Verbindungspunkt mit dem Kollektor ein Rückführungszweig mit der Reihenschaltung eines Widerstandes mit einem Kondensator auf die Basis des Eingangstransistors geführt ist. Von dieser Basis führt ferner ein weiterer Gegenkopplungszweig zum Ausgangstransformator, über welchen vom Ausgangstransformator her linearisierende Spannungsanteile auf die Basis des Eingangstransistors zurückgekoppelt werden. Außer der Linearität läßt sich mit · diesem zweiten Gegenkopplungszweig auch die Amplitude der Ablenkschwingung einstellen. Der Kollektor des Eingangstransistors ist zur Herabsetzung der Verlustleistung an eine Anzapfung der Primärwicklung des Ausgangstransformators angeschlossen.

Obwohl nach den Ausführungen dieser Auslegeschrift durch den ersten Rückführungszweig vom Kollektor des Endtransistors auf die Basis des Eingangstransistors (Miller-Integrator) der Ladekondensator an Stelle einer Kapazität von 10 000 nur 25 μΡ zu haben braucht, ist dies ein Kapazitätswert, der sich praktisch nur mit Elektrolytkondensatoren in vernünftigen Abmessungen realisieren läßt. Elektrolytkondensatoren sind jedoch nicht sehr stabil, und bei ihrer Verwendung besteht die Gefahr, daß sich die Form der Ablenksägezähne verändert und damit die Wiedergabe verschlechtert. Diese Schwierigkeiten lassen sich zwar durch Verwendung hochwertiger Tantalkondensatoren vermeiden, jedoch sind diese unverhältnismäßig teuer. Die bekannte Schaltung enthält außerdem zwei Transformatoren, nämlich einen Sperrschwingertransformator und einen Ausgangstransformator, was zu den Kosten nicht unerheblich beiträgt.

Aus der Zeitschrift »radio und fernsehen«, 13 (1964), H. 14, S. 443, 444, ist ein Transistorverstärker mit hohem Eingangswiderstand bekannt, der aus einer als Emitterverstärker geschalteten Darlington-Schaltung besteht. Bei einer Darlington-Schaltung, wie sie auch aus der deutschen Patentanmeldung W 11 003 VIII a/2 Ia2 bekannt ist, ist bekanntlich die Emitter-Kollektor-Strecke eines ersten Transistors der Basis-Emitter-Strecke eines zweiten Transistors direkt in Reihe geschaltet. Nachteilig an Darlington-Schaltungen ist, daß der Kollektor-Ruhestrom des

ersten Transistors durch den Basis-Ruhestrom des nachgeschalteten Transistors bestimmt wird und daher im allgemeinen sehr klein sein muß, was zur Folge hat, daß auch der Stromverstärkungsfaktor des ersten Transistors verhältnismäßig gering ist. Wenn es sowohl auf einen hohen Eingangswiderstand als auch auf eine hohe Stromverstärkung ankommt, stellt die Darlington-Schaltung also nicht die optimale Lösung dar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vertikalablenkschaltung anzugeben, welche die Verwendung eines relativ billigen und sehr stabilen Kondensators kleinen Kapazitätswertes als Sägezahnkondensator ermöglicht und ohne Sperrschwingertransformator auskommt.

Diese Aufgabe wird bei einer Vertikalablenkschaltung der eingangs erwähnten Art erfmdungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. ι ο

Die erfindungsgemäße Schaltung macht von einem weiterentwickelten Miller-Integrator Gebrauch, indem sie als Vorstufe für den Endtransistor zwei hintcreinandergeschaltete Emitterfolger verwendet, so daß sich nicht nur der Eingangswiderstand erhöht, sondern auch der Integrationskondensator ganz wesentlich verkleinern läßt. So genügt beispielsweise ein billiger Papierkondensator von nur 0,1 μΡ, der in seinen Eigenschaften (Kapazitätswert und Ableitwiderstand) wesentlich stabiler als übliche Elektrolytkondensatoren ist. Bereits hierdurch lassen sich nicht nur die Betriebseigenschaften der erfindungsgemäßen Ablenkschaltung verbessern, sondern auch kostenmäßige Einsparungen erzielen. Ferner erlaubt die Ausbildung der Schaltung als selbstschwingender astabiler Multivibrator gegenüber der bekannten Schaltung einen Verzicht auf den Sperrschwingertransformator. Die erfindungsgemäße Schaltung wird dadurch nicht nur einfacher und wesentlich preiswerter als die bekannte Schaltung, sondem sie ist auch zuverlässiger und betriebssicherer.

Die Erfindung wird an Hand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung näher erläutert; es zeigt

Fig. 1 ein stark vereinfachtes Schaltbild eines Fernsehempfängers mit einer transistorbestückten Ablenkschaltung, anhand dessen das Prinzip eines bei der erfindungsgemäßen Ablenkschaltung verwendeten Miller-Integrators erläutert wird, und

F i g. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung.

Die Integration einer Eingangsschwingung durch einen hochverstärkenden Verstärker mit einem Gegenkopplungszweig, der einen Kondensator enthält, ist ziemlich ausführlich in dem Buch »Waveforms«, Band 23 der M.I.T. Radiation Laboratories Series, 1949, Verlag McGraw Hill Book Co., Inc., S. 31 bis 37, beschrieben. Röhrenschaltungen, bei denen das Prinzip des Miller-Integrators zur Erzeugung linearer sägezahnförmiger Spannungen angewendet wird, sind in den S. 37, 196, 197 und 284 dieses Buches erläutert.

Bei der vorliegenden Erfindung finden die Prinzipien des Miller-Integrators bei der Lösung des obenerwähnten Problems, eine sowohl stabile als auch preiswerte Vertikalablenkschaltung zu schaffen, Anwendung.

F i g. 1 zeigt stark vereinfacht das Schaltbild eines Fernsehempfängers, dessen Schaltung mit Ausnahme der Ablenkeinheiten durch einen Block 12 mit einer Ausgangsklemme L für ein Leuchtdichtesignal und Ausgangsklemmen P₁, P₂ für Horizontal- und Vertikalsynchronimpulse dargestellt ist. Der Empfänger enthält außerdem eine Bildröhre 10 mit Horizontalablenkspulen H, H', die durch eine Horizontalablenkeinheit 14 gespeist werden, welche mit Impulsen von der Klemme P₁ synchronisiert ist. Die Röhre ist außerdem mit Vertikalablenkspulen V, V versehen, die von einer Vertikalablenkschaltung 16 gespeist werden, auf die sich die Erfindung bezieht.

Die genauer dargestellte Vertikalablenkschaltung erzeugt in den Vertikalablenkspulen V, V einen sägezahnförmigen Strom. Die Spulen V, V sind in Reihe zwischen eine Klemme B + einer Gleichspannungsquelle und eine Ablenkspuleneingangsklemme Y geschaltet. Der gewünschte sägezahnförmige Strom wird in den Wicklungen, die einen im wesentlichen reellen Widerstand darstellen, mittels einer sägezahnförmigen Spannung an der Klemme Y erzeugt. Diese sägezahnförmige Spannung stammt von einer Transistorschaltung, die vom Prinzip des Miller-Integrators Gebrauch macht.

Die Vertikalablenkschaltung 16 enthält Transistoren 20, 40, 60, die hintereinandergeschaltet sind und einen Verstärker mit hoher Stromverstärkung bilden. Der Ausgang des Verstärkers ist mit dem Eingang des Verstärkers über einen Gegenkopplungspfad verbunden, der einen Kondensator 80 enthält. Der Kondensator 80 wird durch die Schaltwirkung einer synchronisierten Vertikaloszillatorstufe 90 abwechselnd geladen und entladen. Die Ausgangsspannung des Verstärkers an der Klemme Y hat die Form eines im wesentlichen linearen Sägezahnes.

Die Vertikaloszillatorstufe 90 ist nur schematisch dargestellt. Sie arbeitet wie ein Schalter S, der im geschlossenen Zustand eine Ausgangsklemme 0 der Oszillatorstufe 90 mit der Klemme B+ der Gleichspannungsquelle verbindet, während die Klemme 0 bei offenem Schalter S von der Oszillatorstufe 90 abgetrennt ist und diese als unendlichen Widerstand sieht. Für die Beschreibung des übrigen Teiles der Vertikalablenkschaltung genügt es, die Stufe 90 bezüglich der Klemme 0 als Schalter anzusehen. Das periodische öffnen und Schließen des Schalters 5 wird durch die Vertikalsynchronimpulse von der Klemme P₂ synchronisiert. Die Stufe 90 bildet zusammen mit der Endstufe, die den Transistor 60 enthält, einen durch die Vertikalsynchronimpulse synchronisierten astabilen Multivibrator, wie an Hand von F i g. 2 noch näher erläutert wird.

Die Ausgangsklemme 0 der Vertikaloszillatorstufe ist mit einer Basiselektrode 23 des Transistors 20 direkt verbunden. Der Transistor 20 ist als Emitterverstärker geschaltet, d. h. er arbeitet in Kollektorschaltung, und seine Emitterelektrode 21 ist über einen Emitterwiderstand 26 mit der Klemme B + der Empfängerstromversorgung verbunden. Der Transistor 40 bildet eine zweite Emitterverstärkerstufe, die als Emitterbelastung des Emitterverstärkertransistors 20 wirkt. Der Transistor 40 ist hierzu mit seiner Basiselektrode 43 direkt mit der Emitterelektrode 21 des Transistors 20 verbunden. Der Transistor 40 ist mit seiner Emitterelektrode 41 über einen Emitterwiderstand 46 an B + angeschlossen. Die Kollektorelektroden 25, 45 der beiden Emitterverstärkertransistoren sind zusammen an einen Abgriff eines Spannungsteilers niedriger Impedanz angeschlossen, der zwischen B+ und Masse geschaltet ist. Der Spannungsteiler besteht aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen 32, 34, mit deren Verbindungspunkt die beiden Kollektorelektroden 25, 45 verbunden sind.

Das Ausgangssignal der hintereinandergeschalteten Emitterverstärkerstufen wird einer Basiselektrode 63 des Ausgangstransistors 60 zugeführt, die hierzu

direkt mit dem Emitter 41 verbunden ist. Der Transistor 60 ist mit seinem Emitter 61 direkt an ß + angeschlossen. Zwischen der Kollektorelektrode 65 des Transistors 60 und Masse besteht ein Gleichstromweg, der über eine Drossel 66 hoher Wechselstromimpedanz führt. Zwischen dem Kollektor 65 und dem Emitter 61 ist außerdem ein Wechselstromweg vorgesehen, der einen Blockkondensator 68 in Reihe mit den Vertikalablenkspulen V, V enthält. Die erwähnte Eingangsklemme Y der Ablenkspulen wird durch den Verbindungspunkt des Blockkondensators 68 mit der Ablenkspule V gebildet.

Zwischen der Klemme Y und dem durch die Basis gebildeten Eingang des Transistors 20 ist ein Rückführungsweg vorgesehen, der eine Reihenschaltung aus dem Kondensator 80 und einem einstellbaren Widerstand 82 enthält. Zwischen die Basis 23 des Transistors 20 und Masse ist außerdem ein weiterer einstellbarer Widerstand 84 geschaltet.

Die Rückführung über den Kondensator 80 ist eine Gegenkopplung, da die Emitterverstärkerstufen 20, 40 keine Phasenumkehr bewirken, so daß in der Rückkopplungsschleife nur eine einzige Phasenumkehr, nämlich im Transistor 60, stattfindet.

Zur Erläuterung der beschriebenen Schaltung sollen zuerst die Emitterverstärkerstufen 20, 40 weggedacht werden, man denke sich also die Klemme 0 direkt mit der Basis 63 des Ausgangstransistors 60 verbunden. Bei offenem Schalter S ist der Transistor 60 in Flußrichtung vorgespannt, und es besteht ein Ladekreis für den Kondensator 80 zwischen B+ und Masse, der eine Reihenschaltung aus dem Widerstand 84, dem Widerstand 82, dem Kondensator 80, dem Blockkondensator 68 und dem leitenden Ausgangstransistor 60 enthält.

Wenn der Widerstand 84 einen Widerstandswert hat, der groß im Vergleich zum Widerstandswert der Widerstände 82 und 84 ist, wird die Aufladungsgeschwindigkeit in erster Linie durch ihn bestimmt. Die Gegenkopplung wirkt Potentialänderungen an der Klemme 0 während der Ladeperiode entgegen, so daß sich die Spannung am Widerstand 84 nur wenig ändert und der diesen Widerstand durchfließende Strom dementsprechend ziemlich konstant ist. Durch diesen relativ konstanten Ladestrom für den Kondensator 80 wird eine hochgradig lineare Sägezahnspannung gewährleistet. Die Ladezeitkonstante ist erheblich größer als es den Werten des Kondensators 80 und des Widerstandes 84 entspricht, da die dynamische Wirkung des Verstärkers die wirksame Kapazität um einen Faktor vervielfacht, der vom Verstärkungsgrad des Verstärkers abhängt.

Wenn der Schalter S geschlossen wird, sperrt der Transistor 60, und es wird ein Entladekreis für den Kondensator 80 gebildet, der eine Reihenschaltung aus dem geschlossenen Schalter S, dem Widerstand 82, dem Kondensator 80 und den Ablenkspulen V, V enthält. Die Entladegeschwindigkeit wird in erster Linie durch den Widerstand 82 bestimmt. Da der Widerstand 82 wie oben erwähnt einen kleineren Wert als der Widerstand 84 haben soll, ist die Entladezeitkonstante wesentlich kürzer als die Ladezeitkonstante.

Aus der vorstehenden, vereinfachten Beschreibung ist ersichtlich, daß durch das periodische öffnen und Schließen des Schalters 5 am Kondensator 80 und damit an der Klemme Y bezüglich Masse eine Spannung in Form eines ziemlich linearen Sägezahnes erzeugt wird. Diese Spannung läßt in den Ablenkspulen V, V, die einen im wesentlichen reellen Widerstand darbieten, den gewünschten sägezahnförmigen Strom fließen.

Für die oben beschriebene Arbeitsweise ist es jedoch erforderlich, daß die Eingangsimpedanz des Transistorverstärkers an der Klemme 0 sehr hoch ist. Wenn man von speziellen Transistortypen, z. B. MOS-Feldeffekttransistoren, absieht, haben jedoch

ίο gewöhnliche Transistoren von Natur aus einen relativ niedrigen Eingangswiderstand. Wenn man also als Transistor 60 einen konventionellen Flächentransistor verwendet und dieser Transistor das einzige aktive Bauelement in der Rückkopplungsschleife wäre, würde die gewünschte lineare Aufladung des Kondensators durch die relativ niedrige Eingangsimpedanz gestört.

Diese Schwierigkeit wird hier durch die Einschaltung der beiden Emitterverstärkerstufen zwischen die Klemme 0 und die als Eingangsklemme arbeitende Basis des Transistors 60 vermieden. Die Klemme 0 sieht also nun eine sehr hohe Eingangsimpedanz, nämlich die Eingangsimpedanz eines Emitterverstärkers, der in seiner Emitterbelastung einen weiteren Emitterverstärker enthält, der seinerseits als Emitterbelastung die Eingangsimpedanz des Transistors 60 hat. Die durch diese Kombination dargebotene Eingahgsimpedanz ist so hoch, daß die Ladung des Kondensators in der gewünschten Weise stattfindet.

Die Emitterverstärkerstufen 20, 40 dienen außerdem dem Zweck, zur Stromverstärkung in der Gegenkopplungsschleife beizutragen, es ist also ein Verstärker mit hoher Stromverstärkung vorhanden. Hierdurch wird die effektive Vervielfachung der Kapazität vergrößert. Durch diesen Kapazitätsvervielfachungseffekt wird das obenerwähnte Dilemma, Stabilität durch hohe Kosten des Sägezahnkondensator erkaufen zu müssen, vermieden. Man erhält die gleiche Wirkung wie bei einem Kondensator großer Kapazität, während der Kondensator 80 in Wirklichkeit einen relativ kleinen Kapazitätswert haben kann und aus einem stabilen und billigen Papierkondensator von beispielsweise 0,1 μΡ bestehen kann.

Die Widerstände 82, 84 sind vorzugsweise veränderlich. Der Widerstand 84, der die Aufladung des Kondensators während der langen Flanke des Sägezahns bestimmt, kann zur Einstellung der Rasterhöhe von Hand dienen. Der Widerstand 82, der die Entladung des Kondensators während des Rasterrücklaufes bestimmt, kann als Linearitätsregler verwendet werden.

F i g. 2 zeigt eine Vertikalablenkschaltung, bei der auch Einzelheiten der Vertikaloszillatorstufe dargestellt sind. Soweit wie möglich sind in beiden Figuren für funktions- und wirkungsgleiche Bauteile dieselben Bezugszeichen verwendet worden. Fig. 2 enthält auch Merkmale, die nicht Gegenstand dieser Erfindung sind, sondern an anderer Stelle gleichzeitig vorgeschlagen werden.

Im grundlegenden Aufbau entspricht die in F i g. 2 dargestellte Miller-Integratorschaltung der der Fig. 1, an die Klemme 0 sind nämlich zwei hintereinandergeschaltete Emitterverstärkerstufen mit den Transistören 20, 40 angeschlossen, auf die eine Endstufe mit dem Ausgangstransistor 60 folgt. Die Ablenk spulen V, V sind wie bei F i g. 1 in Reihe mit einem gleichstromsperrenden Kondensator 68 zwischen B+

und einen Punkt im Kollektorkreis des Ausgangstransistors 60 geschaltet. Die Eingangsklemme Y der Ablenkspulen, die durch den Verbindungspunkt des Kondensators 68 und der Spule V gebildet werden, ist über einen Gegenkopplungspfad, der den Sägezahnkondensator 80 enthält, mit der Basis 23 des Transistors 20 verbunden. Zwischen der Klemme 0 und Masse liegen Widerstände, die den veränderlichen Widerstand 84 enthalten.

Bei der Erläuterung der Vertikalablenkschaltung Ό gemäß Fig. 2 soll von der Vertikaloszillatorstufe ausgegangen werden, für die die Klemme 0 die Ausgangsklemme darstellt. Bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltung enthält die Oszillatorstufe einen Transistor 90', dessen Emitter direkt mit B + verbunden ist, während sein Kollektor 95 direkt an die Klemme 0 und seine Basis 93 über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 94 und einem Widerstand 92 an die Klemme P.„ an der die Synchronimpulse auftreten, angeschlossen sind.

Bei der Erzeugung der Schwingungen arbeitet der Transistor 90' mit dem Ausgangstransistor 60 zusammen, mit dem er einen astabilen Multivibrator bildet, in dem die ins Negative gerichteten Rücklaufimpulse an der Klemme Y auf den Eingang an der Basis des Transistors 90' rückgekoppelt werden. Der Rückkopplungspfad für die Rücklaufimpulse verläuft über einen Widerstand 100 und den mit ihm 'in Reihe liegenden Kondensator 94; der Widerstand 100 ist dabei direkt zwischen die Klemme Y und den Verbindungspunkt des Widerstandes 92 mit dem Kondensator 94 geschaltet.

Zwischen dem letzterwähnten Verbindungspunkt und B + ist ein .RC-Glied aus einem Widerstand 101, dem ein Kondensator 103 parallel liegt, geschaltet, das zur Impulsformung dient, die Rücklaufimpulse teilweise integriert und eine unerwünschte Rückkopplung von Impulsen der Zeilenfrequenz verhindert, die gegebenenfalls von den nicht dargestellten Horizontalablenkspulen in den Vertikalablenkspulen induziert werden. Außer der Kopplung vom Kollektor des Transistors 60 zur Basis des Transistors 90 über den Widerstand 100 besteht noch die Kopplung vom Kollektor des Transistors 90' zur Basis des Transistors 60 über die hintereinandergeschalteten Emitterver- *5 Stärkertransistoren 20, 40, so daß ein schwingungsfähiger Multivibrator gebildet wird.

Die Multivibratorschwingungen werden durch die Vertikalsynchronimpulse, die von der Klemme P, der Basis des Transistors 90 zugeführt werden, synchro- so nisiert. Um die Synchronisationsschärfe der Vertikalablenkung zu verbessern, wird auf die Basis 93 des Transistors 90' eine weitere Schwingung zurückgekoppelt. Diese Schwingung stammt von einer Sekundärwicklung 69 5 eines Transformators 69, dessen Primärwicklung 69 P an Stelle der in F i g. 1 verwendeten Drossel 66 in den Kollektorkreis des Transistors 60 geschaltet ist.

Der Kondensator 68, der den Kollektor 65 mit der Eingangsklemme Y für die Vertikalablenkwicklungen verbindet, ist an einen Abgriff T der Primärwicklung 69 P angeschlossen und nicht wie bei F i g. 1 direkt an den Kollektor 65. Diese Maßnahme dient zur Impedanzanpassung, die für die praktischen Werte von Ablenkspulen und Transistorparametern erforderlich sein kann. Wenn die Parameter der Ablenkspulen und des Ausgangstransistors keine Impedanzanpassung erforderlich machen, kann der Abgriff entfallen, und die Wicklung 69 P kann wie die Drossel 66 in F i g. 1 geschaltet sein.

Die in der Sekundärwicklung 69 S induzierte Schwingung ist ungefähr parabelförmig und hat in der Nähe des Einschaltzeitpunktes des Transistors 90 eine scharfe Spitze. Diese Schwingung wird der Basis 93 des Transistors 90 über einen veränderlichen Widerstand 110, dem ein Festwiderstand 111 in Reihe geschaltet ist, zugeführt. Der Widerstand 110 gestattet, die Krümmung der Spitze einzustellen, und kann damit zweckmäßigerweise als Raster-Einfangregler verwendet werden, da er den Umschaltzeitpunkt der Multivibiatortransistoren zu beeinflussen gestattet. Dieser Teil der vorliegenden Schaltung ist an anderer Stelle näher erläutert. Dort ist auch die Funktion einer weiteren Rückkopplungsanordnung näher beschrieben, die bei der in Fi g. 2 dargestellten Schaltung die Klemme Y mit der Basis 23 des Emitterverstärkertransistors 20 verbindet. Dieser zusätzliche Rückkopplungspfad enthält drei Widerstände 120, 121, 122, die in der angegebenen Reihenfolge zwischen die Klemme Y und die Basis 23 geschaltet sind. Zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 120, 121 und B+ ist ein Kondensator 123 geschaltet. Ein weiterer Kondensator 124 liegt zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände 121, 122 und BA-. Dieses Netzwerk dient dazu, dem Eingang des Rückkopplungsverstärkers mit den Transistoren 20, 40, 60 eine doppelt integrierte Version der Rücklaufimpulse zuzuführen. Dies dient dazu, den Verlauf des durch die Vertikalablenkspulen fließenden Stroms S-förmig zu machen, was für Bildröhren mit einem relativ schwach gekrümmten Bildschirm zweckmäßig ist, da ein genau linearer Sägezahnstrom nur dann ein lineares Raster ergibt, wenn der Bildschirm eine Kugelfläche ist, dessen Krümmungsmittelpunkt mit dem Strahlablenkzentrum zusammenfällt.

Bei F i g. 2 ist in dem zum Miller-Integrator gehörigen Rückkopplungspfad, der den Sägezahnkondensator 80 enthält, kein von Hand einstellbarer Reihenwiderstand vorhanden, der bei F i g. 1 zur Linearitätseinstellung verwendet werden konnte. Bei F i g. 2 enthält dieser Rückkopplungspfad jedoch in Reihe mit dem Kondensator 80 ein Widerstandsnetzwerk aus einem Festwiderstand 130, der mit einem Thermistor 131, also einem temperaturempfindlichen Widerstand, überbrückt ist. Dieses Netzwerk bildet im Entladungskreis des Kondensators eine Impedanz, deren Wert sich mit der Temperatur ändert, wodurch störende Temperatureinflüsse auf die Ablenklinearität ausgeschaltet werden. Dieses Merkmal ist an anderer Stelle genauer beschrieben, wo auch auf die Verbindung von Emitterwiderständen 26, 46 mit einer Klemme B + +, an der eine größere Spannung als an der Klemme B+ liegt, eingegangen wird. Auch diese Schaltungsmaßnahme dient zur thermischen Stabilisierung der Schaltung und gewährleistet auch unter den ungünstigsten Temperaturverhältnissen, daß der Transistor 60 sperrt, wenn der Transistor 90' leitet.

Bei F i g. 2 ist dem zur Einstellung der Rasterhöhe dienenden veränderlichen Widerstand 84 ein Festwiderstand 85 in Reihe geschaltet, der zur Begrenzung des Einstellbereiches dient. Die Reihenschaltung aus den Widerständen 84, 85 führt von der Klemme 0 außerdem nicht nach Masse, sondern zu einem Abgriff eines Spannungsteilers, der aus einem

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spannungsabhängigen Widerstand 140 und einem Festwiderstand 141 besteht. Diese Schaltungsanordnung dient zur Stabilisierung der Rasterhöhe gegen Netzspannungsschwankungen u. dgl. Die Basis 93 des Transistors 90 ist außerdem über einen Widerstand 142 mit dem Abgriff dieses Spannungsteilers verbunden, um die Vorspannung zu stabilisieren. Weitere Einzelheiten dieser Merkmale sind an anderer Stelle vorgeschlagen.

An den Verbindungspunkt des Sägezahnkondensators 80 mit dem Entladewiderstand 130 ist die Kathode einer Diode 150 angeschlossen, deren Anode über ein i?C-Netzwerk mit B+ verbunden ist. Das .RC-Netzwerk enthält einen Kondensator 151 mit großem Kapazitätswert, der durch eine Reihenschaltung aus einem veränderlichen Widerstand 152 und einem Festwiderstand 153 überbrückt ist. Die Diode 150 arbeitet als Klemmdiode und verhindert dadurch ein Zittern des Rasters, das durch Schwingungen des Verstärkers mit den Transistoren 20, 40, 60 bei einer Unterharmonischen der Vertikalablenkfrequenz entstehen könnte. Bei diesem Klemmkreis kann der veränderliche Widerstand 152 als Linearitätsregler dienen. Nähere Einzelheiten sind an anderer Stelle vorgeschlagen. Dort wird auch näher auf einen Kondensator 160 eingegangen, der zwischen Kollektor 25 und Basis 23 des Transistors 20 geschaltet- ist und das Auftreten hochfrequenter Störschwingungen verhindert. Auch auf die Verwendung eines Widerstandes 62 sehr kleinen Widerstandswertes in der Emitterleitung des Transistors 60 wird dort eingegangen. Im normalen Betrieb hat der Widerstand 62 wegen seines sehr kleinen Wertes, der beispielsweise kleiner als 1 Ohm ist, keinen nennenswerten Einfluß. Dieser Widerstand verhindert jedoch beim Einschalten des Empfängers, daß der Transistor 60 beim Einschalten des Empfängers in einem stark leitenden, sich der Sättigung nähernden Zustand blockiert wird, da dann vorher am Widerstand 12 genügend Spannung abfällt, die über die Rückkopplungswicklung 69 S und die mit dieser in Reihe liegenden Widerstände 110, 111 auf die Basis des Transistors 90 rückgekoppelt wird und die gewünschten Multivibratorschwingungen einleitet.

ίο Bei Fig.2 enthält die Ablenkspulenanordnung im Vergleich zur F i g. 1 noch zusätzlich Widerstände 170, 171, die jeweils eine der Vertikalablenkspulen V, V überbrücken und in bekannter Weise zur Dämpfung dienen, außerdem einen Thermistor 172, der zwischen die Spulen V, V geschaltet ist und die Amplitude des Ablenkstromes, von dem er durchflossen wird, gegen Temperatureinflüsse stabilisiert, die den Widerstand der Ablenkspulenwicklungen verändern, wie beispielsweise in der USA.-Patentschrift 29 00 564 beschrieben ist.

Die Kollektor-Emitter-Strecke 61-65 des Ausgangstransistors 60 ist zu dessen Schutz mit einem spannungsabhängigen Widerstand 64 überbrückt. Der spannnungsabhängige Widerstand 64 dient zur Begrenzung der Amplitude der Rücklaufimpulse zwischen Kollektor 61 und Emitter 65, wenn der Transistor 60 gesperrt wird. Beim Spannungsmaximum des Rücklauf impulses hat der spannungsabhängige Widerstand 64 einen niedrigen Widerstandswert und leitet den Spitzenstrom zum großen Teil ab, so daß das Fließen eines starken Sperrstroms durch den Transistor bzw. eine hohe Sperrspannung am Transistor und damit die. Gefahr einer Beschädigung vermieden werden.

In der folgenden Tabelle sind beispielsweise Parameter für die verschiedenen Bauelemente der in F i g. 2 dargestellten Schaltung angegeben, die sich bei einem praktischen Ausführungsbeispiel bewährt haben.

Kondensator 68 250 μΡ (Elektrolyt)

Kondensator 80 0,1 μΡ

Kondensator 94 0,22 μΡ

Kondensator 103 0,1 μΡ

Kondensator 123 0,18 μΡ

Kondensator 124 0,18 μΡ

Kondensator 151 1 μΡ (Elektrolyt)

Kondensator 160 0,01 μΡ

Widerstand 26 220 kOhm

Widerstand 32 330 Ohm

Widerstand 34 820 0hm

Widerstand 46 8,2kOhm

Widerstand 62 0,47 Ohm

Widerstand 84 65 kOhm

Widerstand 85 56 kOhm

Widerstand 92 8,2 kOhm

Widerstand 100 8,2 kOhm

Widerstand 101 3,3 kOhm

Widerstand 110 25 kOhm

Widerstand 111 6,8 kOhm

Widerstand 120 22 kOhm

Widerstand 121 33 kOhm

Widerstand 122 47 kOhm

Widerstand 130 3,9 kOhm

Widerstand 141 7,5 kOhm

Widerstand 142 470 kOhm

Widerstand 152 100 kOhm

Widerstand 153 27 kOhm

Widerstand 170 820 0hm

Widerstand 171 390 0hm

Thermistor 131 200 Ohm bei 25° C

Thermistor 172 10 Ohm bei 25° C

VDR 64 30 mA bei 72 V

VDR 140 2 mA bei 15 V

Diode 150 Type FD 333

Transistor 20 Type 2501

Transistor 40 Type 2482

Transistor 60 Type 2500

Transistor 90 Type 2502

B+ 30 V

B++ 140 V

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Vertikalablenkschaltung für Fernsehempfänger mit einem Endtransistor, dessen Basis mit dem Emitter eines Vorstufentransistors einer Vorverstärkerstufe und dessen Kollektor mit den Vertikalablenkspulen gekoppelt und über einen die Reihenschaltung eines Widerstandes mit einem Integrationskondensator enthaltenden Rückführungskreis auf den Basiseingang der Vorverstärkerstufe geführt ist, deren Basiseingang außerdem über einen Widerstand von wesentlich größerem Wert als der Rückführungswiderstand an einem Bezugspotential liegt und dem als Eingangssignal Schaltimpulse zur Steuerung der von der Ablenkschaltung erzeugten Kippschwingungen zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverstärkerstufe zwei als Emitterfolger hintereinandergeschaltete Transistoren (20, 40) enthält, deren Kollektoren unmittelbar an einem Gleichspannungspunkt liegen, daß der Rückführungskreis (80, 82) auf die Basis des ersten, einen hohen Eingangswiderstand aufweisenden Vorstufentransistors (20) geführt ist und den Integrationskondensator (80) in Form eines nichtelektrolytischen Kondensators niedrigen Kap'äzitätswertes enthält, und daß die beiden Emitterfolgertransistoren (20, 40) in einem ersten Koppelzweig (0, 20, 40, 63) eines astabilen Multivibrators liegen, welchen der Endtransistor (60) mit einem den Emitterfolgertransistoren vorgeschalteten Eingangstransistor (90') bildet, dessen Emitter (91) an einem Bezugspotential (B +) liegt, dessen die Schaltimpulse liefernder Kollektor mit der Basis des ersten Emitterfolgertransistors (20) verbunden ist, und dessen Basis (93) über einen zweiten Koppelzweig (94, 100) mit der Ausgangsklemme (Y) des Endtransistors (60) verbunden ist.

2. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückführungskreis einen als Linearitätseinsteller ausgebildeten veränderbaren Widerstand (82) enthält.