DK143679B - Lodret afboejningskredsloeb til en fjernsynsmodtager - Google Patents

Description

1 U3I7* o

Opfindelsen angår et lodret afbøjningskredsløb til en fjernsynsmodtager af den i krav l's indledning angivne art.

Inden for den kendte teknik har det hidtil ikke ^ været muligt at tilvejebringe en transistoriseret kobling til aktivering af viklingerne for en afbøjningsspole til tilvejebringelse af lodret afbøjning i en fjernsynsmodfager med større bllledrør, som er både stabil og billig. Kravene om en spole, der er indrettet til en forholdsvis stor effekt ved lav frekvens, f.eks. 60 Hz, i forbindelse med den forholdsvis lave indgangsimpedans-karakteristik for en sædvanlig transistor har indtil nu ført fil, at der som opladnings-eller "savtand"-kondensator i afbøjningsbølgegeneratorer vælges en elektrolytisk kondensator med stor kapacitet.

Et kredsløb af den indledningsvis nævnte art kendes fra det tyske fremlæggelsesskrift nr. 1.157.643. Det indeholder en forforstærker-transistor, som ved sin base udstyres af en blokeringsoscillator gennem en som afbryder virkende diode, og som ved hjælp af spændingsfaldet over 20 sin emittermodstand udstyrer en udgangetransistor ved dennes base. I udgangstransistorens kollektorkreds ligger en udgangstransformator, fra hvis fprbindelsespunkt med kollektoren er ført en tilbagekoblingsgren, der omfatter en serieforbindelse af en modstand og en kondensator, til indgangstransistorens 25 base. Fra denne base fører endvidere en yderligere modkoblingsgren til udgangstransformatoren, idet der over denne gren overføres lineariserende spændingsandele fra udgangs^ transformatoren tilbage til indgangstransistorens base. Ved hjælp af denne yderligere modkoblingsgren kan ikke alene 30 lineariteten, men også amplituden af afbøjningssvingningerne indstilles. For at reducere tabsydelaen er indgangstransi-. storens kollektor forbundet med et udtag på udgangstransformatorens primærvikling.

Selv om det ifølge forklaringerne i det nævnte 35 fremlæggelsesskrift ved hjælp af den første tilbagekoblings-gren fra udgangstransistorens kollektor til den scan Millarr· o 2 143S79 integrator virkende indgangstransistors base opnås, at det kun er nødvendigt at anvende en kondensator på 25 mikrofarad i stedet for en på 10.000 mikrofarad, er dette alligevel en kapacitetsværdi, som inden for rimelige di-5 mensioner kun lader sig realisere ved hjælp af elektrolytkondensatorer. Sædvanlige elektrolytiske kondensatorer udviser imidlertid instabilitet, og deres anvendelse medfører en risiko for forvrængning af afbøjnings-savtandformen og dermed en forringelse af gengivelsen. Det har været forsøgt 10 at anvende tantalkondensatorer af høj kvalitet med henblik på at forøge stabiliteten, men disse komponenter er meget kostbare.

Formålet med opfindelsen er at tilvejebringe en lodret afbøjningskreds af den indledningsvis omtalte art, hvori 15 det er muligt at anvende en stabil og økonomisk kondensator som savtandkondensator uden at det er nødvendigt at anvende transformatorer, såsom udgangstransformatorer eller blokeringsoscillator-transformatorer.

Dette opnås ved en lodret afbøjningskreds af den 20 indledningsvis omtalte art, der ifølge opfindelsen er ejendommelig ved den i krav 1's kendetegnende del angivne udformning.

Kredsløbet ifølge opfindelsen er baseret på anvendelsen af en videreudviklet Mille'r-integrator, idet der som 25 forforstærkertrin for udgangstransistoren anvendes to kaskadeforbundne emitterfølgere, så at ikke alene indgangsmodstanden forhøjes, men også integrationskondensatoren kan gøres væsentligt mindre. Det er således tilstrækkeligt med en billig papirkondensator på kun 0,1 mikrofarad, hvis 30 egenskaber med hensyn til kapacitetsværdi og afledningsmodstand er væsentligt mere stabile end,hvad der gælder for sædvanlige elektrolytkondensatorer. Allerede herved er der ikke alene opnået en mulighed for at forbedre driftsegenskaberne for afbøjningskredsløbet ifølge opfindelsen, men også 35 en mulighed for at opnå prismæssige besparelser. Ydermere opnås der ved anvendelsen af en astabil multivibrator, der 3 143678 o er selvsvingende, i stedet for den fra den omtalte teknik kendte blokeringsoscillator, at den til oscillatoren nødvendige transformator kan udelades. Kredsløbet ifølge opfindelsen er således ikke alene enklere og væsentligt billigere 5 end det kendte kredsløbs, men også mere pålideligt og driftssikkert.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et blokdiagram for en fjernsynsmodta-10 ger med et transistorafbøjningskredsløb Ifølge opfindelsen, og fig. 2 skematisk en ændret udformning af det i fig. 1 viste kredsløb.

I fig. 1 er hovedparten af de kredsløb i en fjern-15 synsmodtager, der tjener til tilvejebringelse af signaler til aktivering af et billedrør 10, illustreret ved en enkelt blok 12, der er betegnet "fjernsynssignalmodtager". Modtagerenheden 12 kan omfatte de sædvanlige elementer, der kræves til tilvejebringelse af videosignaler ved en ud-20 gangsklemme L til tilvejebringelse af en passende intensitetsmodulation af billedrørets elektronstråle. Modtagerenheden 12 tilvejebringer også passende synkroniseringsimpulsinformation ved udgangsklemmer og P2 til i henholdsvis en vandret og en lodret afbøjningskreds 14 og 16 at bevirke 25 en aktivering af de pågældende viklinger Η, H' og V, V’ på billedrørets afbøjningsåg.

Ved det i fig. 1 viste lodrettø afbøjningskredsløb bringes en savtandformet strøm til at passere gennem de lodrette afbøjningsviklinger V og V på afbøjningsåget.

30 Viklingerne V og V er serieforbundet mellem en kilde for en jævnspænding B+ og en ågindgangsklemme Y, Strømmen med den ønskede savtandform i viklingerne, der i det væsentlige optræder resistivt, opstår som følge af en savtandformet spænding ved klemmen Y. Denne savtandformede spænding frembringes 35 ved hjælp af et transistorkredsløb, der arbejder efter principperne for Miller-integratoren.

O

4 143679

De lodrette afbøjningskredse 16 indeholder transistorer 20, 40 og 60, der er kaskadekoblet til dannelse af en forstærker med høj strømforstærkning. Der er etableret en negativ tilbagekobling mellem forstærkerud-5 gangen og forstærkerindgangen ad en vej, der indeholder en kondensator 80. Kondensatoren 80 er udsat for en vekslende opladning og afladning som følge af et synkroniseret lodret oscillatortrin 90's omskiftervirkning. Forstærkerudgangsspændingens bølgeform ved klemmen Y er en i det væsentlige 10 lineær savtandspænding ifølge principperne for Miller--integratoren.

Det lodrette oscillatortrin 90, som kun er vist skematisk i form af en blok, er forsynet med et symbol for et bestemt træk ved dets virkemåde, nemlig en punkteret 15 linie, der viser en afbryder S. Afbryderen S danner, når den er lukket, kontakt mellem oscillatortrinets udgangsklemme 0 og spændingskilden B+, mens oscillatortrinet 90, når afbryderen S er åben fra udgangsklemmen 0, kan betragtes som en afbrudt kreds. Med henblik på forklaring af virke-20 måden for den resterende del af lodret-afbøjningskredsen er denne afbryderanalogi hensigtsmæssig til repræsentation af den- væsentligste virkning af trinet 90 i forhold til udgangsklemmen O. Det bemærkes, at åbningen og lukningen af afbryderen S optræder periodisk tilbagevendende under en 25 passende tidsstyring af hensyn til visningen af videosignalet gennem synkronisering af trinets operation ved hjælp af den synkroniseringsimpulsinformation, der tilføres fra klemmen P2. Mens oscillatortrinet 90 i virkeligheden kan omfatte et indbygget oscillatorarrangement, såsom en kendt 30 blokeringsoscillator, omfatter et foretrukket arrangement tilvejebringelsen af en astabil multivibratorvirkning mellem trinet 90 og udgangsågdrivtrinet 60. Det er ikke nødvendigt at omtale detaljerne ved et sådant arrangement i det foreliggende tilfælde, men disse omtales nærmere i forbin-35 delse med en i det følgende beskrevet udførelsesform.

Oscillatortrinets udgangsklemme O er direkte for- 5 143679 o bundet med basen 23 i transistoren 20. Transistoren 20 er koblet som emitterfølger, idet dens emitter 21 gennem en emittermodstand 26 er forbundet med modtagerens B+-klemme.

En transistor 40 udgør et andet emitterfølgertrin, der op-5 træder som emitterbelastning for emitterfølgertransistoren 20, idet basen 43 i transistoren 40 er direkte forbundet med emitteren 21. Transistoren 40's emitter 41 er gennem en emittermodstand 46 forbundet med B+-klemmen. Kollektorerne 25 og 45 i de to emitterfølgertrin er begge forbundet med et 10 passende udtag på en spændingsdeler med lav impedans, der er indkoblet mellem B+ og et jordforbundet stel. Spæn-dingsdeleren omfatter en serieforbindelse af modstande 32 og 34, idet kollektorerne er forbundet med forbindelsespunktet mellem disse seriemodstande.

15 Udgangssignalet fra de kaskadekoblede emitter følgertrin føres til basen 63 i en udgangstransistor 60, hvis base 63 direkte er forbundet med emitteren 41. Transistoren 60's emitter 61 er direkte forbundet med B+-klemmen.

Der er mellem transistoren 60's kollektor 65 og det jord-20 forbundne stel gennem en drosselspole 66 med stor vekselstrømimpedans tilvejebragt en ledende jævnstrømsvej. Der er desuden mellem kollektoren 65 og emitteren 61 tilvejebragt en vekselstrømsvej, og denne vej omfatter en kondensator 68 til blokering af jævnstrøm i serie med ågviklingerne V, 25 V til lodret afbøjning. Den ovenfor omtalte ågindgangsklemme Y optræder ved forbindelsespunktet mellem blokeringskondensatoren 65 og ågviklingen V.

Der er tilvejebragt en tilbagekobling mellem klemmen Y og transistoren 20's baseindgang gennem en vej 30 omfattende en kondensator 80 i serie med en variabel modstand 82. Yderligere en variabel modstand 84 er indkoblet mellem basen 23 i transistoren 20 og det jordforbundne stel.

Arten af den tilbagekobling, der er. tilvejebragt gennem kondensatoren 80, er negativ, da emitterfølgertrinene 35 20 og 40 ikke bevirker nogen fasevending for signalet, hvor ved der kun sker en enkelt fasevending, dvs. den fasevending, der frembringes af trinet 60, i tilbagekoblingssløjfen.

143679 6

O

Til forståelse af det beskrevne apparats virkemåde kan det være hensigtsmæssigt først at betragte virkemåden under antagelse af, at emitterfølgertrinene 20 og 40 er udeladt, dvs. det tilfælde, i hvilket klemmen 0 direkte 5 er forbundet med udgangstransistoren 60's base 63. Med afbryderen S åben er transistoren 60 forspændt til ledning, og der er tilvejebragt en opladningskreds for kondensatoren 80 mellem B+ og det jordforbundne stel, idet denne kreds omfatter serieforbindelsen af modstanden 84, modstanden 82, 10 kondensatoren 80, blokeringskondensatoren 68 og den ledende udgangstransistor 60.

Idet det antages, at modstanden 84 har en stor modstandsværdi i forhold til modstandsværdien for modstanden 82, vil modstanden 84 i hovedsagen bestemme opladningsha-15 stigheden. Den negative tilbagekoblingsvirkning er tilbøjelig til at modvirke ændringer af klemmen O 's potential i opladningsperioden, hvorved spændingen over modstanden 84 kun varierer svagt, så at strømmen gennem denne modstand følgelig er forholdsvis konstant. En kondensatoropladnings-20 strøm af denne forholdsvis konstante art sikrer en høj grad af linearitet i den resulterende savtandspænding. Opladnings-tidskonstanten er effektivt større, end det fremgår af de fysiske værdier af kondensatoren 80 og modstanden 84 som følge af den dynamiske virkning af forstærkeren, der 25 multiplicerer den effektive kondensator med en faktor, der er afhængig af forstærkerens forstærkningsfaktor.

Når afbryderen S er lukket, drives transistoren 60 til afskæring, og der tilvejebringes en udladningskreds for kondensatoren 80 omfattende en serieforbindelse af den luk-30 kede afbryder S, modstanden 82, kondensatoren 80, og ågviklingerne V, V. Modstanden 82 bestemmer i hovedsagen udladningshastigheden. Da det er antaget, at modstanden 82 er mindre end modstanden 84, er udladningstidskonstanten meget mindre end opladningstidskonstanten.

35 Af den i det foregående angivne forenklede beskri velse ses det, at virkningen af periodiske åbninger og lukninger af afbryderen S består i, at der over kondensatoren 7 U3079 o 80, dvs. på klemmen Y 1 forhold til det jordfprbundne stel, udvikles en i det væsentlige liniær savtandspænding. Dette bevirker den ønskede savtandformede strøm gennem de funk* tlonsmæssigt resistive ågviklinger V, V.

5 Det bemærkes imidlertid, at det, for at den qvenfor omtalte operation skal finde sted, er væsentligt, at transistorforstærkeren udviser en meget stor indgangsimpe-dans mod klemmen ο· I praksis har en sædvanlig transistor en forholdsvis lav indgangsimpedans, akønt visse særlige j^q transistorer, såsem de såkaldte MOS-transistorer ("Metal* Oxide-Semiconductor"), kan udvise store indgangsimpedanser.

Hvis transistoren 60 således udgøres af en sædvanlig tran-sistor, og hvis den udgør det eneste forstærkerorgan i tilbagekoblingssløjfen, vil dens forholdsvis lave indgangs* ^5 impedans bevirke en forringelse af den ønskede kondensator** opladningsvirkning.

Ved indskydning af transistor-emitterfølgertrigen® mellem klemmen o og baseindgangen for transistoren 60 kan dette problem imidlertid løses. Set fra klemmen o optræder 2q der nu en meget stor indgangsimpedans, dvs. indgangsimpedansen af en emitterfølger, der som emitterbelastning omfatter yderligere en emltterfølger, der igen i sin emit*' terbelastning omfatter indgangsimpedansen for transistoren 60. Den nye indgangsimpedans, der tilvejebringes ved denne 25 kombination, er tilstrækkelig stor til at muliggøre den ønskede opladningsvirkning.

Eraitterfølgertrinene 20 og 40 tjener også til at medvirke ved strømforstærkningen i den negative tilbagekoblingssløjfe, hvorved der tilvejebringes en forstærker med stor strømforstærkning. Arrangementets kapacitetsmultiplicerende virkning forøges herved. Udnyttelsen af denne kapa-citetsmultipliceringsvirkning medfører en løsning for den ovenfor omtalte konflikt mellem stabilitet og omkostninger ved valget af savtandkondensator. Herved opnås virkningen af 25 en stor kondensator, skønt den kondensator, der i virkeligheden udgør kondensatoren 80, kan være en forholdsvis lille stabil og billig kondensator, f.eks. en papirkondensator på 0,1 mikrøfarad.

o 3 143679

Modstandene 82 og 84 kan, hvis det ønskes, som antydet være variabel. En variabel modstand 84, der regulerer den kondensatoropladning, som finder sted i det tidsrum, i hvilket der trækkes et lodret spor, kan på hensigts-5 mæssig måde tjene til manuel højderegulering. Den variable modstand 82, der regulerer den kondensatorudladning, som finder sted i det tidsrum, i hvilket dep sker en tilbageføring i lodret retning, kan tjene til manuel linearitets-regulering .

10 Fig. 2 viser en ændret udførelsesform for det i fig. 1 viste kredsløb til lodret afbøjning, og i fig. 2 er det lodrette oscillatortrin vist detaljeret. I de tilfælde, hvor det har været muligt, er der anvendt samme henvisningsbetegnelser i fig. 1 og 2 til betegnelse af elementer 15 af. tilsvarende art og med tilsvarende funktion.

Det ses, at fig. 2 viser stort set samme konstruktion. som fig. 1, idet et emitterfølgertrin 20 med sin base er forbundet med en klemme o, mens emitterudgangssignalet driver et emitterfølgertrin 40, der igen driver et udgangs-20 transistortrin 60. Ågviklingerne V og V er ligesom i fig. 1 serieforbundet med en blokeringskondensator 68 for jævnstrøm mellem et B+-punkt, og et punkt i kollektorkredsen for udgangstransistoren 60. Ågindgangsklemmen Y ved forbindelsespunktet mellem kondensatoren 68 og ågviklingen V 25 er forbundet med basen 23 i transistoren 20 gennem en negativ tilbageføringsvej omfattende en savtandkondensator 80.

En resistiv vej mellem klemmen O og det jordforbundne stel omfatter den variable modstand 84.

Som udgangspunkt ved omtalen af afvigelserne og 30 -tilføjelserne til det i fig. 1 viste kredsløbsarrangement kan der hensigtsmæssigt begyndes ved det lodrette oscillatortrin, for hvilket klemmen ϋ er en udgangsklemme. I fig.

2 anvendes der i oscillatortrinet en transistor 90', hvis emitter er direkte forbundet med spændingskilden B+, mens 35 dens kollektor 95 er direkte forbundet med klemmen o, og dens base 93 gennem en serieforbindelse af en kondensator 94 og en modstand 92 er forbundet med synkroniseringsimpulsklemmen P2.

9 U3679

O

Det opnås en oscillatorvirkning, når transistoren 90' samvirker med udgangstransistortrinet 60 på samme måde som en astabil multivibrator ved tilbagekoblingsvirkningen for de negative tilbageløbsimpulser, der frembringes 5 ved klemmen Y til baseindgangen på transistoren 90', Vejen for sådanne tilbageløbsimpulsers tilførsel går gennem en modstand 100 i serie med kondensatoren 94, idet modstanden 100 er indkoblet direkte mellem ågindgangsklemmen Y og forbindelsespunktet mellem modstanden 92 og kondensatoren 94.

10 Et parallelt RC-netværk omfattende en modstand 101, der shuntes af en kondensator 103, er indkoblet mellem det ovenfor nævnte forbindelsespunkt og B+-kilden, og dette netværk tjener til impulsformning, delvis integration af tilbageløbsimpulsen og forskelsbehandling over for 15 uønsket tilbagekobling af impulser med vandret frekvens, der på uønsket måde kunne indføres i de lodrette ågviklinger gennem kobling fra de vandrette ågviklinger. For at opnå en forståelse af den multivibratorlignende oscillatorvirkning bør man bemærke, at koblingen fra transistoren 60's 20 kollektor til transistoren 90' 's base gennem modstanden 100 fuldendes ved koblingen fra transistoren 90' 's kollektor til transistoren 60's base gennem de kaskadekoblede emitter-følgertrin 20 og 40.

En synkronisering af den multivibratoragtige virk-25 ning med henblik på at sikre en korrekt fase tilvejebringes ved hjælp af tilførsel af lodrette synkroniseringsimpulser fra klemmen P2 til basen i transistoren 90'. For at forøge nøjagtigheden af synkroniseringen og tidsstyringen af frembringelsen af de lodrette afbøjningsbølger kobles der 30 yderligere en bølgeform tilbage til basen i transistoren 90'. Kilden for denne bølgeform er sekundærviklingen 69S i transformatoren 69, hvis primærvikling 69P er indkoblet i transistoren 60's kollektorkreds i stedet for drosselspolen 66 i fig. 1.

35 Kondensatoren 68, der forbinder kollektoren 65 med ågindgangsklemmen Y, er forbundet med et udtag T på o 10 143679 primærviklingen 69P i stedet for direkte at være forbundet med kollektoren 65, således som det er tilfældet i fig. 1. Forbindelsen gennem udtag er tilvejebragt af hensyn til impedanstilpasning, der kan være nødvendig ved de i praksis 5 anvendte værdier for åg- og transistorparametrene. I de tilfælde, i hvilke åg- og transistorparametrene har sådanne værdier, at der ikke kræves særlige midler til impedanstilpasning, kan udtaget undgås, og sammenkoblingen med viklingen 69P kan ske på samme måde som sammenkoblingen med 10 drosselspolen 66 i fig. 1.

Den bølgeform, der induceres i sekundærviklingen 69S, er stort set parabolsk og udviser en stærk krummet spids i nærheden af afskæringstidspunktet for transistoren 90'. Denne bølgeform føres til basen 93 i transistoren 90' 15 gennem en vej, der indeholder en variabel modstand 110 i serie med en fast modstand 111. En regulering af modstandsværdien for modstanden 110 bevirker en regulering af spidskrumningen og dermed en hensigtsmæssig regulering af lodret hold, da den udgør et middel ved bestemmelse af 20 tidsstyringen for tilstandsændringen af multivibratortran-sistorerne.

Der kan desuden findes et tilbagekoblingsarrangement, der er vist i fig. 2, til forbindelse af ågindgangsklemmen Y med basen 23 i emitterfølgertrinet 20. Denne yderligere 25 tilbagekoblingsvej indeholder tre modstande 120, 121 og 122, der er serieforbundet i den nævnte rækkefølge mellem klemmen Y og basen 23. Mellem forbindelsespunktet mellem seriemodstandene 120 og 121 og B+-spændingskiIden er der indkoblet en kondensator 123. Yderligere en kondensator 124 er 30 indkoblet mellem forbindelsespunktet mellem seriemodstandene 121 og 122 og B+-spændingskilden. Virkningen af dette netværk er, at der føres en dobbelt integreret form for den lodrette tilbageløbsimpuls til indgangen for den tilbagekoblede forstærker 20-40-60. Med tilvejebringelsen af denne 35 bølgeform tilsigtes det at bevirke en såkaldt "S-formning" af strømmen gennem de lodrette ågviklinger γ/ ν'. En sådan o u 143879 formning er hensigtsmæssig i de tilfælde, i hvilke der anvendes forholdsvis flade skærmbilledrør, da en fuldstændig lineær savtandstrøm ikke vil bevirke et lineært mønster, når skærmkrumningen ikke svarer til en kugleformet over-5 flade i forhold til stråleafbøjningscentret.

I modsætning til, hvad der var tilfældet ved fig. 1, hvor Miller-tilbagekoblingsvejen Indeholder en manuelt indstillelig modstand i serie med savtandkondensatoren, idet den indstillelige modstand tjener til manuel linea-ritetsregulering, findes der i fig. 2 ikke en sådan reguleringsmulighed i tilbagekoblingsvejen. I fig. 2 er der imidlertid i tilbagekoblingsvejen i serie med kondensatoren 80 indkoblet et resistivt netværk omfattende en fast modstand 130, der shuntes af en termistor 131. En termistor 15 er en temperaturafhængig modstand. Dette netværk bevirker for kondensatorudladningskredsen en impedans, der automatisk indstiller værdien ved temperaturændringer til undgåelse af uheldige virkninger af temperaturvariationer på afbøjningslineariteten.

20 I fig. 2 er emittermodstandene 26 og 46 forbundet med en jævnspændingskilde B++, der har en større værdi end spændingskilden B+. Problemerne vedrørende termisk stabilitet løses ved disse forbindelser, hvorved det sikres, at transistoren 60 afskæres, når transistoren 90' er ledende, 2 5 selv under de mest ugunstige temperaturbetingelser.

Ved det i fig. 2 viste kredsløb er den variable højdereguleringsmodstand 84 serieforbundet med en fast modstand 85, der tjener til områdebegrænsning. Desuden er serieforbindelsen af modstandene 84 og 85 forbundet med klemmen O , ^ dvs. ikke til det jordforbundne stel, men i stedet til et mellempunkt på en spændingsdeler, der udgøres af serieforbindelsen af en spændingsafhængig modstand 140 og en fast modstand 141, idet det mellempunkt, hvormed den nævnte serieforbindelse er forbundet, udgøres af forbindelses- 3 3 punktet mellem modstandene 140 og 141. Formålet med dette arrangement er at stabilisere den lodrette afbøjningsara-plitude overfor sådanne parametervariationer som net- 12 143679

O

spændingsændringer. Basen 93 i transistoren 90' er også forbundet med dette mellempunkt ved hjælp af en modstand 142 til forspændingsstabilisering.

Yderligere et træk ved den i fig. 2 viste kreds 5 består i virkemåden for dioden 150. Dioden 150's katode er direkte forbundet med forbindelsespunktet mellem savtandkondensatoren 80 og udladningsmodstanden 130. Dioden 150's anode er ved hjælp af et RC-netværk forbundet med B+-spændingskilden. RC-netværket indeholder en kondensa-10 tor 151 med stor kapacitet, der shuntes af seriekoblingen af en variabel modstand 152 og en fast modstand 153.

Netværket med dioden 150 tjener til hindring af "dirren", idet det hindrer enhver tendens for den tilbagekoblede forstærker 20-40-60 til at svinge ved en sub-15 harmonisk for den lodrette afbøjningsfrekvens. Arten af virkemåden for dette fikseringskredsløb bevirker, at modstanden 152 hensigtsmæssigt kan tjene som linearitetsregulering for afbøjningskredsen.

En kondensator 160 er indkoblet mellem kollekto-20 ren 25 og basen 23 for transistoren 20 med henblik på undertrykkelse af falske højfrekvenssvingninger. Desuden kan der anvendes en modstand 62 med meget lille værdi som emittermodstand for transistoren 60. Under normal drift er værdien af modstanden 62 så lav, f.eks. mindre end én ohm, 25 at den i det væsentlige ikke har nogen virkning. Hvis tilstanden ved tilslutning af modtageren imidlertid er tilbøjelig til at resultere i en drift af transistoren 60 til en stærkt ledende tilstand, der nærmer sig mætning, vil der over modstanden 62 udvikles en tilstrækkelig spænding, der 30 føres tilbage til basen i transistoren 90' gennem tilbagekoblingsviklingen 69S i serie med modstandene 110 og 111, til, at den ønskede multivibratorvirkning indledes.

Det bemærkes, at detaljerne vedrørende det åg, der er vist i fig. 2, antyder yderligere elementer 170, 171 35 og 172 foruden de elementer, der er vist i fig. 1. Modstandene 170 og 171, der shunter hver sin halvdel af den lodrette ågvikling henholdsvis V og V tjener velkendte 13 143679 o dæmpningsfunktioner. Termistoren 172, der er indkoblet mellem viklingshalvdelene i ågstrømvejen, tjener til stabilisering af ågstrømamplituden over for temperaturvariationer, der kan indvirke på ågviklingernes effektive modstand.

5 En spændingsafhængig modstand 64, der er forbundet direkte parallelt med kollektor-emittervejen for udgangstransistoren 60, tjener beskyttelsesformål. Den spændingsafhængige modstand 64 begrænser amplituden af den tilbageføringsimpulsspids, der opstår mellem kollektoren 61 og emit-teren 65, når transistoren 60 gøres ikke-ledende. Den spændingsafhængige modstand 64 tilvejebringer i den tilstand, i hvilken den udviser en lav modstand, under spidsspændingstilstanden en shuntning af spidsstrømmen, som forhindrer stærke modsatrettede strømme gennem transistoren som følge af høje spærrespændinger, så at en mulig beskadigelse af transistoren undgås.

Claims (3)

143679 O Patentkrav.

1. Lodret afbøjningskredsløb til en fjernsyns-modtager, indeholdende en udgangstransistor (60) , hvis 5 base (63) er forbundet med emitteren (41) i den første transistor (40) i et forforstærkertrin (20,40), og hvis kollekter (64) er forbundet med de lodrette afbøjningsspoler og desuden ved hjælp af en tilbagekoblingssløjfe omfattende en serieforbindelse af en modstand og en integrationskon-10 densator (80) er forbundet med baseindgangen (23) på det nævnte forforstærkertrin, hvilken baseindgang yderligere ved hjælp af en modstand, hvis størrelse er væsentligt større end tilbagekoblingsmodstandens størrelse, er forbundet med et referencepunkt, hvorhos baseindgangen er 15 indrettet til at modtage omstillingsimpulser som indgangssignal til styring af de kipsvingninger, der frembringes af afbøjningskredsløbet, kendetegnet ved, a) at for-forstærkertrinet omfatter to transistorer (20 og 40), der er kaskadekoblet som emitterfølgertrin, og hvis kollektorer 20 (21,40) er direkte forbundet med et punkt med jævnspæn ding, og b) at tilbagekoblingssløjfen (80,82), hvori integrationskondensatoren (80) er en ikke-elektrolytisk kondensator med lille kapacitet, er forbundet med basen i den første forforstærkertransistor (20), som har en stor 2 5 indgangsmods tand.

2, Lodret· afbøjningskreds ifølge krav 1, kendetegnet ved, at tilbagekoblingssløjfen indeholder en variabel regulerbar modstand (82), der er indrettet som linearitetsindstillingsorgan.

3. Lodret afbøjningskreds ifølge krav 1, ken detegnet ved, at de to emitterfølgertransistorer (20 og 40) er Indkoblet i den ene koblingsgren (0, 20, 40, 63. af en astabil multivibrator, der omfatter udgangs-transistoren (60) og en foran emitterfølgertransistorerne 35 indkoblet indgangstransistor (90'), hvis emitter (91) er forbundet med en referencespænding (B+), hvis kollekter (95),