DE1462926A1

DE1462926A1 - Vertikalablenkschaltung

Info

Publication number: DE1462926A1
Application number: DE1966R0043276
Authority: DE
Inventors: Mcdonald James Alexander
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1965-05-14
Filing date: 1966-05-13
Publication date: 1968-11-21
Also published as: GB1157723A; GB1157721A; SE323985B; US3502935A; BE681033A; NL6606619A; FI44138B; US3428854A; AT277333B; NL6606614A; SE323986B; SE323709B; BR6679447D0; SE325604B; DE1462924B2; JPS5123845B1; NL6606612A; DE1462926C3; DE1462928A1; DE1462924A1

Description

RCA 55563

Piled May l4, 1965

Radio Corporation of America New York N.Y,, V.St.A.

Vertikalablenkschaltung

Die Erfindung betrifft eine Vertikala'olenkschaltung für einen Pernsehernpffinger mit einem Transistorverstärker, dessen Ausgangsklemme mit seiner Eingangsklemme über einen Gegenkopplungspfad gekoppelt ist, der einen Kondensator enthält, und einem an die Eingangsklemme angeschlossenen Transistor, der periodisch zwischen einem leitenden und einem gesperrten Zustand umschaltet und ein abwechselndes Aufladen und Entladen des Kondensators bewirkt.

Für die Vertikalablenkung von transistorbestückten Fernsehempfängern haben sich Ablenkschaltungen,die auf dem Prinzip des Miller-Integrators arbeiten, sehr gut bewährt. Bei einer solchen Schaltung wird der gewünschte sägezahnförmige Ablenkstrom in den Ablenkspulen durch eine Säge-

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zahnspannung an einem Kondensator In einem Gegenkopplungszweig eines Transistorverstärkers mit hohem Stromverstärkungsfaktor erzeugt. Der Kondensator wird mit der Rasterfrequenz, also 60 oder 50 Hz, abwechselnd aufgeladen und entladen.

Bei Verwendung solcher Ablenkschaltungen in Fernsehempfängern können wegen der häufig großen Temperaturschwankungen Schwierigkeiten auftreten, was insbesondere auf die bekannte Temperaturempfindlicnkeit von Transistoren zurückzuführen ist. Temperaturbedingte Schwankungen der Eigenschaften des gegengekoppelten Verstärkers können die Linearität der Ablenkung beeinträchtigen, insbesondere im oberen Teil des Bildes, der dem Beginn der langen Flanke des sägezahnförmigen Ablenkstromes entspricht, bei dem die volle Miller-Integratorwirkung einsetzt. Bei einer Ausführungsform der Erfindung werden diese störenden Einflüsse von Temperaturänderungen auf die Linearität durch eine automatische Einstellung der Spannung am Gegenkopplungskondensator zu Beginn des Ablenkintervalles kompensiert. Bei einem speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird diese automatische Temperaturkompensation durch einen Thermistor im Entladekreis des Kondensators bewirkt, der die Entladezeitkonstante entsprechend den Temperaturverhältnissen geeignet ändert.

Bei hohen Umgebungstemperaturen können durch den Leckstrom im Ausgangstransistor des rückgekoppelten Ver-

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O3TO*-Wi MViOiPO

OWGINALfNSPECTED

stärkers Abweichungen von den gewünschten Betriebsbedingungen auftreten. Für eine einwandfreie Punktion des Kreises ist es wichtig, daß der Ausgangstransistor während des Rücklaufintervalles, während dessen sich der Kondensator entlädt, einwandfrei sperrt. Ein anderes Merkmal der vorliegenden Erfindung betrifft eine Anordnung, durch die der Ausgangstransistor so gesteuert wird, daß er während des Rücklaufes auch bei den ungünstigsten Temperaturverhältnissen und höchsten Leckströmen sicher sperrt. Gemäß einem speziellen Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Ansteuerung des Ausgangstransistors durch einen Eraitterverstärker erfolgt, wird das gewünschte Ergebnis dadurch erreicht, daß der Emitter der Treiberstufe an eine Spannungsquelle angeschlossen ist, die eine wesentlich höhere Gleichspannung liefert; als die Spannungsquelle, an die der Emitter des Ausgangstransistors angeschlossen ist. Wenn der rückgekoppelte Verstärker eine zusätzliche Stufe vor der Treiberstufe in Form eines Emitterverstärkers enthält, wird der Emitter dieser Vorverstärkerstufe in entsprechender Weise geschaltet.

Der Erfindung liegt also die Aufgabe zugrunde, eine transistorbestückte Vertikalablenkschaltung für einen Fernsehempfänger anzugeben, die weitestgehend unempfindlich gegen Temperaturechwankungen ist.

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OWGtHAt INSPECTED

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert, es zeigen:

Fig. 1 ein stark vereinfachtes Schaltbild eines Fernsehempfängers, der eine Vertikalablenkschaltung gemäß der Erfindung enthält und

Fig. 2 eine gegenüber Fig. 1 abgewandelte Ausführungsform einer Vertikalablenkschaltung gemäß der Erfindung.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Fernsehempfänger sind die üblichen Stufen zur Speisung einer Bildröhre 10, mit Ausnahme einer Horizontalablenkschaltung 14 und einer Vertikalablenkschaltung 16 durch einen Block 12 dargestellt. Diese Stufen liefern an einer Klemme L ein Leuchtdichtesignal und an Klemmen P , Pp Horizontal- bzw. Vertikalsynchronimpulse für die Ablenkschaltungen. Die Ablenkschaltungen 14, speisen Horizontalablenkspulen H, H¹ bzw. Vertikalablenkspulen V, V¹, die zu einem Ablenkspulensatz gehören.

Die näher dargestellte Vertikalablenkschaltung Io erzeugt einen sägezahnförmigen Strom in den Vertikalablenkspulen V, V^f, die in Reihe zwischen eine Klemme B+ einer Gleichspannungsquelle und eine Eingangsklemme Y geschaltet sind. Der gewünschte sägezahnförmige Strom wird in den VeP-tikalablenkspulen, die einen .im wesentlichen reellen Widerstand darstellen, mittels einer sägezahnförmigen Spannung an der Klemme Y erzeugt. Diese sägezahnförmige Spannung wird von einer Transistorschaltung geliefert/ die auf dem Prinzip des Miller-Integrators arbeitet.

8098Q9/0923 ORfGWAL INSPECTED

Die Vertikalablenkschaltung 1β enthält Transintoren 20, KO, Go,. die hintereinander geschaltet sind und einen Verstärker mit hohem Stromvei'stärkungsfaktoi' bilden. Zwischen dem Ausgang des Verstärkers und seinem Eingang ist ein Gegenkopplungspfad vorgesehen, der einen Kondensator 8θ enthält. Der Kondensator 80 wird unter Steuerung durch eine als Schalter arbeitende, synchronisierte Vert.".kalosnillatorstufe 90 abwechselnd aufgeladen und entladen. Die Ausgangsspannung des Verstärkern an der Klemme Y hat bei einer solchen Schaltung die Form eines im wesentlichen linearen Sägezahns.

Die Vertikaloszillatorstufe 90 ist nur als Block dargestellt. Sie enthält einen Schalttransistoj.¹ QO¹ , der im leitenden Zustand die Ausgangsklemme 0 der Oszillatorstufe mit B+ verbindet, während die Stufe 90 für die Klemme 0 bei gesperrtem Transistor 90^! einen praktisch unendlichen Widerstand darstellt.

Für die Beschreibung der Arbeitsweise des übrigen Teiles der Vertikalablenkschaltung l6 genügen diese kurzen Ausführungen über die Arbeitsweise der Stufe 90. In der Praxis leitet und sperrt der durch den Transistor 90¹ gebildete Schalter periodisch, er wird dabei durch Synchronimpulse von der Klemme Pp synchronisiert. Die Oszillatorstufe 90 kann einen getrennten Oszillator enthalten, z.B. einen Sperrschwinger, vorzugsweise bildet die Stufe 90 jedoch mit der die Ablenkspulen speisenden Endstufe, die den Transistor 60 enthält, einen astabilen Multivibrator. Hierauf

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wird in Verbindung mit Fig. 2 noch näher eingegangen.

Die Ausgangsklemme 0 der Oszillatorstufe ist direkt mit einer Basis 23 des Transistors 20 verbunden. Der Transistor 20 ist als Emitterverstärker geschaltet, sein Emitter 21 ist über einen Emitterwiderstand 26 mit einer Klemme B++ einer Gleichspannungscjuelle verbunden, die eine wesentlich höhere Spannung liefert als an der Klemme 3+ liegt. Der Transistor 40 bildet eine zweite Emitterverstärkerstufe, die als Emitterbelastung des Emitterverstärlcertransistors 20 wirkt. Die Basis 43 des Transistors 40 ist direkt mit dem Emitter 21 verbunden. Der Emitter 4l des Transistors 40 ist über einen Emitterwiderstand 46 mit B++ verbunden. Die Kollektoren 25, 45 der beiden Emitterverstärkerstufen sind beide zusammen an einen Abgriff eines niederohmigen Spannungsteilers angeschlossen, der zwischen B+ und Masse geschaltet ist. Der Spannungsteiler besteht aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen 32, 34, mit deren Verbindungspunkt die beidenKollektoren verbunden sind. Das Ausgangssignal der hintereinander geschalteten Emitterverstärkerstufe wird vom Emitter 4l direkt der Basis 63 des Ausgangstransistors 60 zugeführt. Der Emitter 6l des Transistors 60 ist mit B+ verbunden. Zx^ischen dem Kollektor 65 des Transistors 60 und Masse besteht ein Gleichstromweg über eine Drossel 60, die eine hohe Wechselstromimpedanz hat. Zwischen dem Kollektor 65 und dem Emitter 61

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besteht außerdem ein Wechselspannungsweg, der einen gleichstromsperrenden Blockkondensator 68 in Reihe mit den Vertikalablenkspulen V, V¹ enthält. Die Eingangsklemme Y befindet sieh am Verbindungspunkt des Blockkondensators 68 mit der Ablenkspule V¹.

Zwischen der Klemme Y und dem Eingang an der Basis 23 des Transistors 20 besteht eine Rückkopplung, die den Kondensator 80 in Reihe mit einer Parallelschaltung aus einem Pestwiderstand I30 und einem Thermistor IJl enthält. Zwischen die Basis 23 des Transistors 20 und Masse ist ein veränderlicher Widerstand 84 geschaltet.

Die Rückkopplung über den Kondensator 80 ist eine Gegenkopplung, da in den Emitterverstärkerstufen 20, 40 keine Phasenumkehr stattfindet, so daß in der Rückkopplungsschleife nur in'der Stufe 60 eine Phasenumkehr stattfindet.

Zur Beschreibung der Arbeitsweise der beschriebenen Schaltung sollen zuerst die Emitterverstärkerstufen 20, 40 außer acht gelassen werden, man denke sich also die Klemme 0 direkt mit der Basis 6j5 des Ausgangs trans is tors 60 verbunden. Wenn der Schalttransistor 90^f sperrt und der Transistor 6o in den leitenden Zustand vorgespannt ist, wird zwischen B+ und Masse ein Ladekreis für den Kondensator 80 gebildet, der in Reihe den Widerstand 84, die Parallelschaltung 130-131, den Kondensator 80, den Blockkondensator 68 und den leitenden AusgangstransÄor 60 enthält. Nimmt man an, daß der Widerstand 84 einen großen Widerstandswert im'

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-o-

Vergleich zum Widerstandwert der Parallelschaltung 15O-I31 hat, so bestimmt der Widerstand 84 in erster Linie die Ladegeschwindigkeit. Die Gegenkopplung wirkt während der Ladeperiode Potentialänderungen an der Klemme 0 entgegen, so daß sich die Spannung am Widerstand 84 nur geringfügig ändert. Der den V/iderstand 84 durchfließende Strom ist daher ziemlich konstant. Wegen des konstanten Ladestromes für den Kondensator entsteht eine hochgradig lineare Sägezahnspannung, Die Ladezeitkonstante ist wegen der dynamischen Wirkung des Verstärkers, durch die die tatsächliche Kapazität um einen vom Verstärkungsgrad abhängigen Paktor multipliziert wird, erheblich größer als es den wirklichen Werten des Kondensators 80 und des Widerstandes 84 entspricht.

Wenn der Schalttransistor 90¹ leitet und der Transistor 60 gesperrt wird, wird ein Entladekreis für den Kondensator 80 gebildet, der in Reihe den leitenden Transistor 90¹, den Kondensator 80, die Parallelschaltung Γ3Ο-Γ31 und die Ablenkspulen V, V¹ enthält. Die Entladegeschwindigkeit wird in erster Linie durch die Parallelschaltung 130J3I bestimmt; da der effektive Widerstandswert der Parallelschaltung, wie vorausgesetzt, entsprechend kleiner ist als der Widerstand 84, ist die Entladezeitkonstante wesentlich kürzer als die Ladezeitkonstante.

Aus der vorstehenden vereinfachten Beschreibung ist ersichtlich, daß .das periodische Leiten und Sperren des

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Schalttransistors 90' am Kondensator 80 und damit an der Klemme Y in Bezug auf Masse eine im wesentlichen lineare sägezahnförmige Spannung entstehen läßt. Diese Spannung läßt in den Ablenkspulen V, V¹ den gewünschten sägezahnförmigen Strom fließen.

Pur die oben beschriebene Arbeitsweise der Schaltung ist es jedoch wesentlich, daß der Transistorverstärker für die Klemme 0 eine sehr hohe Eingangsimpedanz darstellt. Es gibt zwar spezielle Transistoren, z.B. MOS-Feldeffekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode, die von Natur aus eine hohe Eingangsimpedanz haben, der Eingangswiderstand der üblichen Flächentransistoren ist jedoch von Natur aus relativ niedrig. Wenn man also für den Transistor 60 einen konventionellen Transistor benutzen und ihn als einziges aktives Bauelement in der Rückkopplungsschleife verwenden würde, könnte die gewünschte lineare Aufladung des Kondensators nicht eintreten. V/erden jedoch, v/ie erwähnt, zwischen die Klemme 0 und den Eingang an der Basis des Transistors 60 zwei Emitterverstärkerstufen geschaltot, so werden diese Schwierigkeiten vermieden. Die Eingangsimpedanz des Verstärkers an der Klemme 0 ist dann nämlich sehr hoch entsprechend der Eingangsimpedanz eines Emitterverstärkers, der als Emitterbelastung einen weiteren Emitterverstärker hat, dessen Emitterbelastung erst durch die Eingangsimpedanz des Transistors 60 gebildet wird. Die resultierende Eingangsimpedanz dieser Kombination ist genügend groß, um

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die Aufladung des Kondensators in der gewünschten Weise zu gewährleisten.

Die Emitterverstärkerstufen mit den Transistoren 20, 40 tragen außerdem zur Stromverstärkung in der Gegenkopplungsschleife bei, so da", ein Verstärker mit hohem Stromverstärkungsfaktor vorhanden ist. Hierdurch wird der Kapazitätsvervielfachungseffekt der Schaltung erhöht. Durch diesen Vervielfachungseffekt erhält man die Wirlcung eines Kondensators großen Wertes, obgleich für den Kondensator in Wirklichkeit ein relativ kleiner, stabiler und billiger Papierkondensator, z.B. mit einer Kapazität von 0,1 /uF> verwendet werden kann.

Bei der vorstehenden allgemeinen Beschreibung der Vertikalablenkschaltung 16 war auf die möglichen Störungen durch Temperatureinflüsse, deren Beseitigung Ziel der vorliegenden Erfindung ist, nicht eingegangen worden. Die Temperaturabhängigkeit der Betriebswerte von Transistoren ist ein allgemein bekanntes Problem bei Transistorschaltungen. Bei der hier interessierenden Ablenkschaltung können solche temperaturbedingten Schwankungen der Transistoreigenschaften zu Linearitätsfehlern führen. Dies wird bei der vorliegenden Schaltung durch die Widerstandskombination Γ3Ο-Γ51 vermieden.

Das Problem der Temperaturabhängigkeit der Linearität kann etwas vereinfacht wie folgt erläutert werden:

STC -; -v? jAJkMfi 0 9/0929 OWOINAt INSPECTED

Ein Temperaturanstieg beeinflußt als erstes den Transistor im Rückkopplungsverstärker derart, daß die für einen bestimmten Kollektorstrom erforderliche Flußspannung zwischen Basis und Emitter herabgesetzt wird. Die hier in erster Linie interessierende Folge davon ist eine Knderung der effektiven Einschaltzeit des Transistors 60, dieser Transistor neigt dann nämlich dazu, bezogen auf das Ende des Rücklaufes früher leitend zu werden.

Um zu verstehen, wie eine solche '"nderung die Linearität beeinflussen kann, beachte man als erstes, daß während des anfänglichen Teiles des Hinlaufintervalles, ungefähr im ersten Viertel, in der Praxis ein Übergang zur vollen Miller-Arbeitsweise stattfindet. Am Ende des Rück-r laufes bewirkt das öffnen des Transistors 90^! zur Beendigung der Entladung des Sägezahnkondensators nicht sofort ein Einschalten des Ausgangstransistors 60. Die Aufladung des Kondensators beginnt jedoch, indem Strom aus den verschiedenen Blindwiderständen der Schaltung als ganzes aufgenommen wird. Wenn der Ausgangstransistor 60 Strom zu führen beginnt, muß sich sein Beitrag mit dem abnehmenden Beitrag der Blindwiderstände mischen. Die Größe der Ladung im Sägezahnkondensator 80 bei Beginn des Hinlaufes, d.h. die Ladung die auf ihm bei Beendigung der Entladeperiode zurückgeblieben ist, wird die Art der während der Übergangsperiode gleichzeitig wirksamen Beiträge notwendiger-

809809/0923 JAttlOWO OAtQtMAt tNSPECTID

xveise beeinflussen; anschließend wird ihr Einfluß nicht merklich sein, da der Miller-Betrieb die Linearität während des Restes des HinlaufIntervalls vollständig bestimmt.

Mit ansteigender Temperatur neigt der Ausgangstransistor 60 dazu, früher leitend zu werden, was eine einwandfreie Mischung der oben erwähnten Beiträge stört. Wenn jedoch die Entladezeitkonstante des Kondensators geeignet geändert werden kann, so daß am Ende des Rücklaufes eine kompensierende Ladung in der Restladung des Kondensators verbleibt, kann sich die Vereinigung der Strombeiträge entsprechend ändern und insgesamt die gewünschte Linearität erhalten bleiben. Dies wird durch die Parallelschaltung I3O-I3I bewirkt. Wie erwähnt, bestimmt der ivirksame Widerstand dieser Schaltung in erster Linie die Entladezeit-• konstante des Kondensators 80. Der Thermistor 13I macht diesen wirksamen Widerstand temperaturabhängig und durch geeignete Wahl der Temperaturabhängigkeit des Widerstandes •dieses Bauelementes und des Widerstandswertes des parallelgeschalteten Festwiderstandes Γ50 bezüglich der Widerstandswerte des Thermistors erhält man die gewünschte Linearitätskompensation. Es sei darauf hingewiesen, daß bei der Bemessung dieser Patallelsehaltung die Temperatureinflüsse auf die Schaltung als ganzes in Rechnung gezogen werden sollen, da die oben erwähnten Änderungen der Transistoreigenschaften -zwar denHauptbeitrag- für die Linearität sabweichungen liefern, aber auch Temperatureinflüsse auf andere Bauelemente in die Linearität eingehen.

809809/0929 owgiwal inspected

Ein zweiter störender Einfluß der Temperatur, der bei der in Pig. I dargestellten Vertikalablenkschaltung ausgeschaltet ist, beruht auf den Leck- oder Reststrom eines Transistors und dessen Anstieg bei Erhöhung der Temperatur. Dieser Effekt beeinflußt vor allem die Temperaturstabilität des Ausgangstransistors 6o. Wenn der Transistor 90¹ bei der gewünschten Betriebsweise eingeschaltet ist, leitet er den Entladungsstrom des Kondensators 80 im Sättigungsbereich und während dieses Rücklaufintervalles soll der Transistor 60 durch die Sättigung des Transistors 90¹ vollständig gesperrt werden. Wenn jedoch der Basisreststrom bei hohen Temperaturen groß ist, reicht das der Basis 63 vom Transistor 40 zugeführte Steuersignal nicht aus, um den Reststrom zu kompensieren und den Transistor in der gewünschten Weise zu sperren, so dai3 dann der Reststrom gegebenenfalls ein weiteres Fließen von Entladungsstrom zur Folge hat. Hierdurch kann der Ausgangstransistor thermisch instabil und schließlich zerstört werden.

Um die Gefahr einer solchen thermischen Instabilität auszuschalten, wird der Emitterwiderstand 46 der als Treiberstufe arbeitenden Emitterverstärkerstufe mit dem Transistor 40 an die Klemme B++ und nicht an die die übrige Schaltung speisende Klemme B+ angeschlossen. An der Klemme B++ liegt eine wesentlich höhere Spannung als an B+, z.B. 140 Volt im Vergleich zu JO Volt, so daß gewährleistet ist, daß der Emitter 41 bei gesättigtem Transistor 90¹

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genügend Strom an die Basis 6j5 des Ausgangstransistors 60 liefert, um den Basisreststrom auch bei der höchsten Temperatur, die zu erwarten ist, zu übersteuern. Auf diese V.'eise ist eine thermische Stabilität des Transistors 60 gewährleistet.

V/ie in Fig. 1 dargestellt ist, kann der Emitterwiderstand 26 des Transistors 20 der ersten Emitterverstärkerstufe ebenfalls an B++ angeschlossen werden, um ein thermisches Instabilwerden des Treibertransistors 40 mit Sicherheit zu verhindern.

Pig. 2 zeigt eine gegenüber Fig. 1 abgewandelte Vertikalablenkschaltung, bei der auch Einzelheiten der Vertikaloszillatorstufe dargestellt sind. Soweit wie möglich wurden bei Fig. 2 für wirkungsgleiche Bauelemente dieselben Bezugszeichen verwendet wie in Fig. 1.

Im Grundaufbau entspricht die Schaltung der Fig. 2 der der Fig. 1, an die Klemme 0 ist nämlich ein Emitterverstärkertransistor 20 angeschlossen, der einen Emitterverstärker ^O ansteuert, welcher seinerseits den Ausgangstransistor 60 speist. Die Vertikalablenkspulen V, V¹ sind wie bei Fig. 1 in Reihe mit einem Gleichstrom sperrenden Blockkondensator 68 zwischen B+ und einen Punkt im Kollektorkreis des Ausgangstransistors 60 geschaltet. Die Eingangsklemme Y der Ablenkspulen befindet sich am Verbindungspunkt des Kondensators 68 mit der Spule V¹ und ist über einen den Kondensator 80 enthaltenden Gegenkopplungs-

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©AD

pfad rait der Basis 23 des Transistors 20 verbunden. Zwis-chen der Klemme 0 und Masse liegt eine Widerstandsanordnung, die den veränderlichen Widerstand 84 enthält.

Bei der Erläuterung der Abweichungen von Pig. I soll mit der Vertikaloszillatorstufe begonnen werden, für die die Klemme 0 die Ausgangsklemme darstellt. Die Oszillatorstufe enthält den Transistor 90', dessen Emitter direkt mit B+ verbunden ist, während der Kollektor 95 an die Klemme O und die Basis 93 über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 94 und einem Widerstand 92 an die Klemme Pp, an der die Vertikalsynchronimpulse liegen, angeschlossen sind. Bei der Schwingungserzeugung arbeitet der Transistor 90* mit dem Ausgangstransistor 60 zusammen, mit dem er einen astabilen Multivibrator bildet. Hierzu werden ins Negative gehende Rücklaufimpulse von der Klemme Y auf den Eingang an der Basis des Transistors 90' rückgekoppelt. Der Rückkopplungspfad für diese Rücklaufimpulse verläuft über einen Widerstand 100 in Reihe mit dem Kondensator 94, dabei ist der Widerstand 100 direkt zwischen die Klemme Y und den Verbindungspunkt des Widerstandes 92 mit dem Kondensator 94 geschaltet. Zwischen diesen Verbindungspunkt und B+ ist außerdem ein RC-Glied geschaltet, das aus einem durch einen Kondensator 103 überbrückten Widerstand 101 besteht und zur Impulsformung, teilweisen Integration der Rücklauf isapul se und Ausschaltung der Wirkung von Impulsen

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der Horizontalablenkfrequenz, die unerwünscht erweise durch die Horizontalablenkspulen in den Vertikalablenkspulen induziert werdenj dient. Die beschriebene Schaltung ist in der Lage, nach Art eines Multivibrators zu schwingen, da außer der Rückkopplung vom Kollektor o5 des Transistors βθ über den Widerstand 100 auf die Basis 9J5 des Transistors 90^f ja auch noch die Kopplung vom Kollektor 95 des Transistors 90* über die hintereinandergesehalteten Emitterverstärkertransistoren 20, 40 zur Basis 63 des Transistors 60 besteht.

Zur Synchronisierung der Multivibratorschwingungen werden der Basis 93 des Transistors 90¹ Vertikalsynchronimpulse von der Klemme Pp zugeführt. Zur Verbesserung der Synchronisationsschärfe der Vertikalablenkung wird auf die Basis des Transistors 90¹ noch zusätzlich eine Hilfsschwingung rückgekoppelt. Diese Hilfsschwingung i\fird von einer Sekundärwicklung 69S eines Transformators 69 abgenommen, dessen Primärwicklung 69P anstelle der Drossel 66 in Fig. in den Kollektorkreis des Transistors βθ geschaltet ist. Der Kondensator 68, der den Kollektor 65 mit der Klemme Y verbindet, ist an einen Abgriff T der Primärwicklung 69P angeschlossen und nicht direkt an den Kollektor 65 wie bei Fig. 1. Der Abgriff dient zur Impedanzanpassung, die für praktische Werte der Ablenkspulen- und Transistorparameter erforderlich sein kann. Wenn jedoch die Parameter der Ablenk-

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. spulen und des Transistors keine Impedanzanpassung erfordern, kann der Abgriff entfallen und die Wicklung 69P kann in der gleichen Weise geschaltet sein wie die Drossel 66 jjI Pig. I.

Die in der Sekundärwicklung 69s induzierte Schwingung hat die Form einer Sägezahnrücklaufspitze. Diese Schwingung wird der Basis 93 des Transistors 90¹ über einen veränderlichen Widerstand 110, dem ein Festwiderstand 111 in Reihe geschaltet ist, zugeführt. Diese Widerstände integrieren zusammen mit der an der Basis 93 wirksamen Kapazität die induzierte Schwingung, wobei an der Basis 93 eine ungefähr paradeförmige Schwingung entsteht. Diese Schwingung hat in der Nähe des Endes des Hinlaufintervalles eine steile Planke, die das Schalten des Transistors 90¹ weitgehend unabhängig von äußeren Einflüssen wie Störungen oder Änderungen von Schaltungsparametern macht. Der veränderliche Widerstand 110 gestattet die steile Planke zu verändern und kann daher als von Hand einstellbarer Rastereinfangregler dienen, da seine Einstellung den Umschaltzeitpunkt der den Multivibrator bildenden Transistoren beeinflußt.

Pig. 2 enthält eine weitere Rückkopplung zwischen der Klemme Y und der Basis 23 des Transistors 20 der ersten Emitterverstärkerstufe. Diese zusätzliche Rückkopplung enthält drei Widerstände 120, 121, 122, die in der angegebenen Reihenfolge zwischen die Klemme Y und die 3asis 23 geschaltet sind. Zwischen den Verbindungspunkt der Wider-

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stände 120, 121 und B+ ist ein Kondensator 123 geschaltet. Ein weiterer Kondensator 124 liegt zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände 121, 122 und B+. Das Netzwerk 120 bis 123 liefert eine doppelt integrierte Version der Vertikalrücklaufimpulse an den Eingang des Verstärkers 20-40-60. Dies dient dazu, dem die Ablenkspulen V, V^f durchfließenden Strom einen etwa S-förmigen Verlauf zu verleihen. Ein etwa S-förmiger Verlauf des Ablenkstromes wird bei Verwendung von Bildröhren mit verhältnismäßig schwach gekrümmtem Bildschirm benötigt, da ein streng linearer Sägezahnstrom kein lineares Raster ergibt, wenn der Krümmungsmittelpunkt des Bildschirmes nicht mit dem Strahlablenkzentrum zusammenfällt.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltung ist dem als Rasterhöhenregler dienenden veränderlichen Widerstand 84 ein Festwiderstand 85 in Reihe geschaltet, der zur Begrenzung des Einstellbereiches dient. Die Reihenschaltung aus Widerständen 84, 85 verbindet die Klemme 0 außerdem nicht direkt mit Masse sondern mit einem Abgriff eines Spannungsteilers, der aus der Reihenschaltung eines §>annungsabhängigen Widerstandes (VDR) 140 mit einem Festwiderstand l4l besteht. Der Abgriff befindet sich am Verbindungspunkt der Bauelemente l40, l4l. Diese Anordnung dient zur Stabilisierung der Rasterablenkamplitude gegen Netzspannungsschwankungen und entsprechende Änderungen von Schaltungsparametern. Die Basis 93 des Transistors 90^! ist über einen Widerstand 142 ebenfalls an den Abgriff des Spannungsteilers l4o, l4l angeschlossen, um die Vorspannung zu stabilisieren.

'Ein weiteres Merkmal der in Fig. 2 dargestellten Schaltung hängt mit einer Diode 150 zusammen. Die Diode ist mit ihrer Kathode direkt an den Verbindungspunkt des Sägezahnkondensators 80 mit dem Entladewiderstand I50 angeschlossen. Die Anode der Diode 150 ist über ein RC-Glied mit B+ gekoppelt. Das RC-Glied enthält einen Kondensator 151 großen Kapazitätswertes, der durch eine Reihenschaltung aus einem veränderlichen Widerstand 152 und einem Pestwiderstand 153 überbrückt ist. Die die Diode 150 enthaltende Schaltung arbeitet als Klemmschaltung und verhindert ein Zittern des Rasters, das durch Störschwingungen des rückgekoppelten Verstärkers 20-40-60 bei einer Unterharmonischen der Vertikalablenkfrequenz verursacht werden könnte. Bei dieser Klemms chaltung kann der veränderliche Widerstand I52 als Linear itätsregler ,verwendet werden. Zwischen den Kollektor 25 und die Basis 2J> des Transistors 20 ist ein Kondensator 160 geschaltet, der zur Unterdrückung von hochfrequenten Störschwingungen dient. Ein weiteres Merkmal besteht in der Verwendung eines V/iderstandes 62 sehr kleinen Widerstandswertes in der Emitterleitung des Transistors 60. Der Wert des Widerstandes 62 ist so klein, z.B. kleiner als 1 Ohm, daß er bei normalem Betrieb keinen merklichen Einfluß hat. Wenn der Transistor 60 beim Einschalten des Empfängers jedoch dazu neigt, im stark leitenden, sich der Sättigung nähernden Zustand zu blockieren, fällt am Widerstand 62 eine nennenswerte Spannung ab, die über die Wicklung 69S.

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SAD ORIGtNAL

und die mit dieser in Reihe liegenden Widerstände 11Ö, 111 auf die Basis 93 des Transistors 90^f rückgekoppelt wird und das Anschwingen der Multivibratorschaltung bewirkt.

Der durch ein gestricheltes Rechteck umrahmte Ablenkspulensatz enthält bei Fig. 2 einige Bauelemente, die bei Fig. 1 nicht vorhanden sind. Die Ablenkspulen V, V¹ sind jeweils durch einen Widerstand I70 bzw. I7I überbrückt, der in üblicher Weise zur Dämpfung dient. Zwischen die Ablenkspulen V, V¹ ist ein Thermistor geschaltet, der die Amplitude des Ablenkstromes gegen Temperatureinflüsse stabilisert, die den wirksamen Widerstand der Spulenwicklungen beeinflußt.

Zum Schutz des Transistors 60 ist ein spannungsabhängiger Widerstand 64 vorgesehen, der die Kollektor-Emitter-Strecke des Ausgangstransistors 60 überbrückt. Der spannungsabhängige Widerstand 64 begrenzt die Rücklaufimpulsspitzen , die zwischen dem Kollektor §1 und dem Emitter 65 auftreten, wenn der Transistor 60 sperrt; bei der Spitzenspannung und dem niedrigsten Widerstandwert des spannungsabhängigen Widerstandes 64 leitet dieser den Spitzenstrom in erheblichem Maße ab und verhindert, daß im Transistor ein hoher Sperrstrom bei hoher Klemmenspannung fließt, wodurch der Transistor gegebenenfalls beschädigt werden könnte.

Die Temperaturkompensation erfolgt bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ähnlich wie bei Fig. 1. Die Parallelschaltung 1^0-131 bestimmt auch hier die Entladezeitkonstante des Sägezahnkondensators 80 und

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die Temperaturempflndlichkeit des Thermistors 131 bewirkt beiTemperaturSchwankungen eine automatische Anpassung dieser Zeitkonstante. Hierdurch wird die Ladung des Kondensators am Ende des Rücklaufes in einer solchen Richtung und in einem solchen Grade geändert, daß die änderungen der effektiven Einschaltzeit des Transistors 60 infolge von Änderungen der Transistoreigenschaften kompensiert werden. Der Anschluß der Emitterwiderstände 26, 46 an B++ beseitigt die Gefahr von thermischen Instabilitäten der Transistoren 40, 60, wie schon bei Fig. 1 erläutert worden ist.

■ In der folgenden Tabelle sind beispielsweise Parameter für die in Pig. 2 dargestellte Schaltung angegeben, die sieh bei einer praktischen Äusführungsform der Erfindung bewährt haben:

- * jKondensator	:6Ö	250 /UP	η
	80	0,10	π . , '
•-.'.ν ;, .= '·..,.".:,-■.■.■.·. ■■	94	0,22	It
■-·■ .■■ -.1',..^.".Ov.,:	103	0,1
Λ ; ,.Cf-:-ν" ■■, RiC	123 ··;·■	0,18	^η (Elektrolyt)
	124	0,1&	« ■ ■·■:.,;
	151 -·ί	"■ 1	kOhm
	160 ' '	*■■:■■■'* Ό,οι**	Ohm
ο! Widerstand ^!	26-	■ .·* ν 220
	32 ■ ··:.-.,	·-".·■ 330

■>·. ■ .i ·■-. ί.· ι¹:;

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0,47 "

809809/092^

OWGWAL INSPiCTS)

	1462926	65 kOhm
Widerstand 84	56 "
85	8,2 "
₉2	8,2 "
" 100	1>,Ί> "
" 101 -	25 "
" 110	6,8 "
" 111	22 "
" 120	^ "
" 121	47 "
π ₁₂₂	5,9 "
" 150	7,5 "
ι4ι	470 " ·'·'■■ - ■ . - - ■ ·> ···■>.....
" 142	100 "
" 152	27 "
155	820 Ohm
" 170	590 "
171	200 kOhm bei 25 °C
Thermistor Γ3Ι	10 Ohm bei 25 ⁰C
Thermistor I72	50 mA bei 72 V
VDR 64	2 mA bei I5 V
VDR Ι4θ	Type FD233
Diode 150	Type 25OI ■ , - ί - ■■·■'.
Transistor 20	■' ' ■ - ■ -■■;.* ;. . ,. ' Type 2482
Transistor 4θ	Type 2500
Transistor 60	Type 2502
Transistor 90	50 v
B+	140 V
B++

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OWGlNAL INSPECTED

Claims

Patentansprüche

1. j Vertikalablenkschaltung für einen Fernsehempfänger mit einem Transistorverstärker, dessen Ausgangsklemme mit seiner Eingangsklemme über einen Gegenkopplungspfad gekoppelt ist, der einen Kondensator enthält, und einem an die Eingangsklemme angeschlossenen Transistor, der periodisch zwischen einem leitenden und einem gesperrten Zustand umschaltet und ein abwechselndes Aufladen und Entladen des Kondensators bewirkt, gekennzeichnet durch eine die Entladung des Kondensators beeinflussende Temperaturkorapensationsschaltung (120, 13I; 21-26-Ή++; 41-46-B++).

2. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Entladung des Kondensators (80) beeinflussende Temperaturkompensationsschaltung eine Einrichtung (131) enthält* die die Entladezeitkonstante des Kondensators in Abhängigkeit von der Temperatur ändert.

3. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung aus einem Thermistor (131) besteht, der in Reihe mit

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dem Kondensator (80 ) in dem Gegenkopplungspfad liegt.

4. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß die die Entladung des Kondensators (80) beeinflussende Temperaturkompensationsschaltung eine Einrichtung (13I) zur-automatischen Einstellung der Entladezeitkonstante des Kondensators in Abhängigkeit der Umgebungstemperatur und außerdem den mit der Eingangsklemme 0 des Verstärkers (20-40-60) gekoppelten Transistor (90¹) enthält, durch den sich der Kondensator entlädt, wenn der Transistor leitet und der die Aufladung des Kondensators durch eine Impedanzanordnung (84), die die Eingangsklemme (0) des Verstärkers mit einem Bezugspotential verbindet, ermöglicht, wenn der Transistor sperrt.

5. Vertikalablenkschaltung nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß die die Entladung des Kondensators (80) beeinflussende Temperaturkompensationsschaltung eine Schaltungsanordnung (41-46-B++) enthält, die eine Sperrung des Ausgangstransistors (60) des Transistorverstärkers während der Entladung des Kondensators (80) sicherstellt und das Fließen eines den Kondensator entladenden übermäßigen Reststromes durch den Ausgangstransistor (60) verhindert.

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6. Vertikalablenkschsltung nach Anspruch 1, dadurch gekennz ei c h η e t, daß die die Entladung des Kondensators (8ö!j beeinflussende Temperifcurkompensationsschaltung eine Verbindung des Emitters (4l) eines dem Ausgangstransistor (j6o) vorgeschalteten Emitterverstärkertransistors (40) mit einer Klemme (B++) einer Gleichspannungsquelle enthält, die ein wesentlich höheres Potential führt als die Klenme-(B+)-der Gläichspaririungsqüelle, an die der Emitter (61) des Ausgangstransistors angeschlossen ist. <■

7... Ve^tlkalablenkschältung nach Anspruch 1, d a d u- r -C- h ge k e η π ζ e ic h η e t, daß die die Entladung des Kondensators (8o) beeinflussende Temperaturkompensationsschaltuns eine gleichstromdurchlässige Anordnung enthält, um eine Quelle (B+) für eine Gleichspannung erster Größe zwischen Emitter (Gl) und Kollektor (65) des Ausgangstransistors (δθ) zu schalten, daß der Kollektor (65) des Ausgangstransistors (60) mit der Ausgangskicmme Y gekoppelt ist, daß zwischen die Eihgangsklemme (0) des Verstärkers und die Basiselektrode (6j?) des Ausgangstransistors mindestens eine Sfliitterverstärkerstlife (4o) geschaltet ist und daß eine weitere gleidhstromdürehlässige Anordnung vorgesehen ist, um eine Gleichspannungsquelle, die eine zweite ' Spannung, die größer ist als die erste, liefert, an den Emitterverstärker anzuschließen.

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