DE3200478C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-PS 30 30 444 bekannt. Diese bekannte Schaltungsanord­ nung bietet den Vorteil, daß die während der Rücklaufzeit an der Ablenkspule vorhandene hohe Spannung über zwei Schalter verteilt wird. In Fernsehempfängern, für die die bekannte Schaltungsanordnung vorgesehen ist, hat die Horizontal-Frequenz den Wert, der durch die Fernsehnorm vorgeschrieben ist, d. h. beispielsweise 15,75 kHz für die US-Norm. Bei Bildwiedergabeanordnungen, für die eine höhere Qualität als die der bisherigen Empfänger erwünscht ist, kann ein höherer Wert gewählt werden. Dies ist insbe­ sondere der Fall bei Bildwiedergaberöhren mit einem hohen Auflösungsvermögen, die beispielsweise zum Wiedergeben digital erzeugter Bilder benutzt werden und wobei die Horizontal-Frequenz einen Wert hat, der zwischen 15 und 64 kHz liegen kann.

Die bekannte Schaltungsanordnung ist für eine andere Horizontal-Frequenz als 15,75 kHz auch geeignet, unter der Bedingung jedoch, daß für die Speisespannung ein anderer Wert gewählt wird, so daß auch die Hinlaufspannung, die an dem Hinlaufkondensator vorhanden ist und der Speise­ spannung entspricht, einen anderen Wert erhält. Sonst würde die Amplitude des Horizontal-Ablenkstromes und daher die Breite des wiedergegebenen Bildes unrichtig sein. Wünscht man, daß die Horizontal-Ablenkschaltung für unterschiedliche Werte der Horizontal-Frequenz geeignet ist, muß der Wert der Speisespannung regelbar, wenigstens einstellbar sein. Eine derartige Einstellung führt meistens zu großen Energieverlusten. Weil außerdem die Speisespannungsschaltung, die die Horizontal-Ablenk­ schaltung mit Speiseenergie versieht, meistens andere Belastungen hat, die durch diese Einstellung unangegriffen bleiben müssen, ist eine einstellbare verlustarme Speise­ spannungsschaltung schwer verwirklichbar.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanord­ nung der oben genannten Art zu schaffen, wobei die Amplitude des erzeugten Horizontal-Ablenkstromes von dem Wert der Horizontal-Frequenz nahezu unabhängig ist und mit einfachen, wenig aufwendigen Mitteln auf den gewünschten Wert eingestellt werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Hauptanspruchs gelöst.

Vorzugsweise weist die erfindungsgemäße Schaltungsanord­ nung das Kennzeichen auf, daß die Leitungsdauer des Speiseschalters zum Einstellen der Amplitude des Ablenk­ stromes einstellbar ist. Durch diese Maßnahme ist die Amplitude des erzeugten Ablenkstromes auch von der Speise­ spannung unabhängig. Die Leitungsdauer kann auch vertikal-frequent modulierbar sein zum Korrigieren der Rasterverzerrung.

Die Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen aufweisen, daß der Verbindungspunkt der Ablenkschalter an einem Bezugspotential liegt. Ein Kennzeichen der Schaltungs­ anordnung kann sein, daß ein Rücklaufkondensator einer­ seits und die Reihenschaltung aus einer Teilwicklung und einer Speisediode andererseits zu jedem Ablenkschalter parallel liegt, wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der des zweiten dem Verhältnis der Anzahl Windungen der zweiten Teilwicklung zu der der ersten Teilwicklung entspricht und daß die Reihenschaltung aus einem Hinlaufkondensator und einer Horizontal-Ablenkspulenhälfte zu jedem Ablenkschalter parallel liegt.

An dieser Stelle sei erwähnt, daß aus der DE-OS 29 12 063 eine Schaltungsanordnung zur Steuerung eines Stromflusses im Prinzip bekannt ist, die einen ersten und einen dazu in Reihe geschalteten zweiten Wandler enthält. Die Wandler bestehen aus Transistoren, die als Schaltelemente dienen, und aus Parallel-Resonanzkreisen, die je eine Spule und einen Kondensator umfassen. Die Resonanzkreise sind außerdem mit Lade- und Entladekondensatoren verbunden, deren Ladungsmenge gesteuert werden kann. Die beiden Wandler sind über eine Spule an einer Speisespannungs­ quelle angeschlossen.

Jedoch ist dieser Druckschrift ein steuerbarer Speise­ schalter gemäß der vorliegenden Erfindung nicht entnehmbar.

Ein Ausbau der Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen aufweisen, daß ein dritter Ablenkschalter mit den zwei Ablenkschaltern in Reihe liegt, wobei ein dritter Rück­ laufkondensator einerseits und die Reihenschaltung aus einer dritten Teilwicklung der Speisewicklung und einer dritten Speisediode andererseits zu dem dritten Ablenk­ schalter parallel liegt.

In einer Abwandlung weist die Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß der erste Ablenkschalter die Reihen­ schaltung aus dem in einer Richtung leitfähigen Speise­ schalter und einer Diode mit derselben Leitungsrichtung aufweist, während eine weitere Diode mit der entgegen­ gesetzten Leitungsrichtung in einem Parallelzweig liegt, wobei der Verbindungspunkt der Ablenkschalter auf einem Bezugspotential liegt und wobei der Speiseschalter und der zweite Ablenkschalter zu dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt werden.

Die Schaltungsanordnung kann mit Vorteil das Kennzeichen aufweisen, daß die Teilwicklungen Sekundärwicklungen eines Transformators sind, dessen Primärwicklung mit dem Speise­ schalter in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihen­ schaltung an die Speisespannungsquelle angeschlossen ist.

Eine Schaltungsanordnung, bei der die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, kann das Kennzeichen aufweisen, daß eine Spannungsquelle mit den genannten Dioden in Reihe liegt zum wenigstens zu dem Einschaltzeitpunkt der genannten steuerbaren Schalter in dem leitenden Zustand Halten der Dioden.

In einer Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, da die Steuerelektrode eines Ablenk­ schalters mit einer Sekundärwicklung eines Treibertrans­ formators verbunden ist, dessen Primärwicklung mit einer Stromquelle verbunden ist, wobei die beiden Wicklungen gleichzeitig Strom führen zum in den leitenden Zustand Bringen und in diesem Zustand Halten des Ablenkschalters und daß die Steuerelektrode zugleich mit einem Transistor verbunden ist zum Sperren des Ablenkschalters.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann gekennzeich­ net sein durch eine Rückkopplung eines Signals der Rück­ laufspannung zu den Steuermitteln des Speiseschalters zum Beeinflussen der Leitungsdauer desselben oder das Kenn­ zeichen aufweisen, daß die Steuermittel des Speise­ schalters einen Sägezahnspannungsgenerator und eine Vergleichsstufe zum Erzeugen eines impulsförmigen Steuersignals enthalten, wobei eine Flanke des erzeugten Steuersignals abhängig von einer Gleichspannung und von einem vertikal-frequenten Signal einstellbar ist, während die Neigung der Sägezahnspannung unter dem Einfluß der Speisespannung veränderlich ist.

Eine Schaltungsanordnung, bei der die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in nur einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegen­ gesetzt ist, enthalten, kann das Kennzeichen aufweisen, daß die beiden steuerbaren Schalter torgesteuerte Schalter sind, d. h., daß sie über eine Steuerelektrode angesteuert werden.

Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 Wellenformen, die darin auftreten,

Fig. 3, 4, 5 und 6 Abwandlungen der Schaltungs­ anordnung nach der Erfindung,

Fig. 7 einen detaillierten Schaltplan der Schal­ tungsanordnung.

In Fig. 1 ist L eine Horizontal-Ablenkspule zum elektromagnetischen Ablenken in der horizontalen Richtung eines oder mehrerer in einer nicht dargestellten Bildwieder­ gaberöhre erzeugten Elektronenstrahles (bzw. -strahlen). In Reihe damit liegt ein Hinlaufkondensator C. Parallel zu dem gebildeten Netzwerk liegen die Reihenschaltungen aus zwei npn-Schalttransistoren T₁ und T₂, zwei Dioden D₁ und D₂ und zwei Rücklaufkondensatoren C₁ und C₂. Der Emitter des Transistors T₁ ist mit dem Kollektor des Transistors T₂ und die Anode der Diode D₁ ist mit der Kathode der Diode D₂ verbunden. Die Kondensatoren C₁ und C₂ haben nahezu die­ selbe Kapazität.

Die Primärwicklung L₁ eines Transformators T ist einerseits mit der positiven Klemme einer Speisespannungs­ quelle V _B und andererseits mit dem Kollektor eines weiteren npn-Schalttransistors T₃ verbunden. Der Emitter des Transis­ tors T₃ ist mit der negativen Klemme der Quelle V _B ver­ bunden, welche Klemme an Masse liegt. Mit einem Ende einer Sekundärwicklung L₂ des Transformators T ist die Anode einer weiteren Diode D₃ verbunden. Die Kathode derselben ist mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C und C₁, mit der Kathode der Diode D₁ und mit dem Kollektor des Transis­ tors T₁ verbunden. Auf ähnliche Weise ist ein Ende einer zweiten Sekundärwicklung L₃ des Transformators T mit der Kathode einer Diode D₄ verbunden, deren Anode mit dem Verbindungspunkt der Spule L, des Kondensators C₂, der Anode der Diode D₂ und des Emitters des Transistors T₂ verbunden ist.

Die Wicklungen L₂ und L₃ haben dieselbe Windungs­ zahl und sind andererseits miteinander und mit dem Ver­ bindungspunkt der Transistoren T₁ und T₂, der Dioden D₁ und D₂ und der Kondensatoren C₁ und C₂ verbunden. Dieser Punkt liegt an einem Bezugspotential, beispielsweise an dem der genannten Masse. Der Wickelsinn der Wicklungen L₁, L₂ und L₃ ist in Fig. 1 durch Punkte bezeichnet. Einfachheitshalber sind in Fig. 1 die Steuermittel, die sich in den Basis­ leitungen der Transistoren T₁ und T₂ befinden, nicht dar­ gestellt.

Wird die Kapazität des Kondensa­ tors C als unendlich groß vorausgesetzt, so wird vorausge­ setzt, daß die Spannung am Kondensator C, die Hinlauf­ spannung v, konstant bleibt. Während eines Teils, während der Hinlaufzeit, der Horizontal-Periode sind die durch den Transistor T₁ und die Diode D₁ bzw. durch den Transistor T₂ und die Diode D₂ gebildeten Schalter, wobei entweder der Transistor oder die Diode leitend ist und wobei die Diode fortfallen kann, wenn der Transistor invers leitend sein kann, leitend. Unter diesen Umständen ist während der ganzen Hinlaufzeit die Spannung v an der Spule L vorhanden. Der durch die Spule L fließende Horizontal-Ablenkstrom i hat daher einen linearen Verlauf und kehrt zu dem Mittel­ punkt der Hinlaufzeit seine Richtung um. Vor diesem Zeit­ punkt fließt er durch die Diode D₁ und D₂, und nach diesem Zeitpunkt fließt er durch die Transistoren T₁ und T₂. Dies gilt für eine Schaltungsanordnung ohne Verluste. Die Basiselektroden der Transistoren T₁ und T₂ bekommen rechtzeitig vor dem genannten Mittenzeitpunkt positive Steuersignale zugeführt.

Der Rücklauf wird zu dem Zeitpunkt, wo die Transis­ toren T₁ und T₂ unter dem Einfluß eines rechtzeitig zuge­ führten negativen Steuersignals nahezu gleichzeitig ge­ sperrt werden, eingeleitet. Während der Rücklaufzeit bilden die Induktivitäten und die Kapazitäten der Schaltungs­ anordnung nach Fig. 1 ein Resonanznetzwerk. Die Änderung des Stromes i wird nun durch das Netzwerk bestimmt und ist nahezu sinusförmig. Am Verbindungspunkt der Elemente T₁, D₁, D₃, C und C₁ steigt die Spannung entsprechend einer nahezu Kosinus-Funktion über Massepotential, während die Spannung an dem unten dargestellten Ende der Spule L entsprechend derselben Funktion negativ wird. Zu dem Mittenzeitpunkt der Rücklaufzeit kehrt der Strom i seine Richtung um, während die erstgenannte Spannung ein Maximum und die zweite ein Minimum erreicht. An jedem Schalter T₁, D₁ bzw. T₂, D₂ ist eine maximale Spannung vorhanden, die die Hälfte der Spannung ist, die an einem einzigen Schalter vorhanden wäre. Die Rücklaufzeit wird zu dem Zeitpunkt beendet, wo die beiden Spannungen wieder negativ werden, wodurch die Dioden D₁ und D₂ leitend werden.

Während eines Teils der Hinlaufzeit ist der Transis­ tor T₃ unter dem Einfluß eines horizontal-frequenten Steuersignals leitend, das der Basis mittels einer Treiber­ stufe DR zugeführt wird. Der dann durch die Wicklung L₁ fließende Kollektorstrom des Transistors T₃ hat einen linearen Verlauf mit einer konstanten Neigung, wenn die Spannung V _B der Spannungsquelle konstant ist. Während der Hinlaufzeit sind die Spannung an der Kathode der Diode D₃ und die Spannung an der Anode der Diode D₄ Null. Der Wickel­ sinn der Wicklungen L₁, L₂ und L₃ sowie die Leitungsrichtung der Dioden D₃ und D₄ sind derart gewählt worden, daß die Dioden gesperrt sind, solange durch die Wicklung L₁ Strom fließt.

Zu dem Zeitpunkt, wo das Leitungsintervall τ des Transistors T₃ beendet wird, wird die Spannung an dem Kollektor desselben, die nahezu Null war, positiv. Die Spannung an der Anode der Diode D₃ wird auch positiv, während die Spannung an der Kathode der Diode D₄ negativ wird. Die beiden Dioden sind leitend und die Wicklungen L₂ und L₃ werden dadurch und durch entweder die Transistoren T₁ und T₂ oder die Dioden D₁ und D₂ nahezu kurzgeschlossen. Durch diese Wicklungen und durch die Dioden D₃ und D₄ fließt daher ein konstanter Strom. An der Wicklung L₁ ist die Spannung auch Null, so daß die Spannung am Kollektor des Transistors T₃ der Spannung V _B entspricht. Während der Rücklaufzeit verursacht die während des Intervalls durch den Kollektorstrom des Transistors T₃ in dem Transforma­ tor T gespeicherte Energie nach wie vor einen Strom durch die Dioden D₃ und D₄. Dieser Strom nimmt entsprechend der­ selben sinusförmigen Funktion wie der Strom i ab, während der positive Rücklaufimpuls, der an dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C und C₁ vorhanden ist, auch an der Anode der Diode D₃ und daher auch, jedoch um einen Faktor gleich dem Transformationsverhältnis der Anzahl Windungen der Wicklung L₁ zu der der Wicklung L₂, an dem Kollektor des Transistors T₃ vorhanden ist. An der Kathode der Diode D₄ ist derselbe negative Rücklaufimpuls vorhanden wie an dem unten dargestellten Ende der Spule L. An dem Ende der Rücklaufzeit herrschen dieselben Spannungen wie vorher, während der Strom durch die Dioden D₃ und D₄ einen kon­ stanten Wert annimmt, der niedriger, jedoch nicht Null ist. Diese Situation wird beibehalten, bis der Transistor T₃ abermals leitend wird.

Aus dem Obenstehenden geht hervor, daß durch die Dioden D₃ und D₄ außerhalb der Zeit τ ein Strom zu dem Ablenkteil der Schaltungsanordnung fließt. Während der Rücklaufzeit ist die Spannung an diesem Teil nicht Null, und dieser Strom liefert dann Speiseenergie zum Ausgleichen der Verluste. Eine bessere Einsicht in die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird an Hand der Zeit­ diagramme, die in Fig. 2 für zwei Werte der Horizontal- Frequenz aufgetragen sind, erhalten und zwar links für einen bestimmten Wert f₁ = 1/H₁ und rechts für einen niedri­ geren Wert f₂ = 1/H₂. Dabei ist H₁ bzw. H₂ die Horizontal- Periode.

In Fig. 2a wird der Verlauf des Stromes i darge­ stellt. Die Amplitude I desselben muß in beiden Fällen gleich sein, wenn man will, daß die Breite des wiederge­ gebenen Bildes bei veränderlicher Horizontal-Frequenz nicht variiert. Fig. 2b zeigt den Verlauf der Spannung am Kollek­ tor des Transistors T₁. Weil die Dauer der Rücklaufzeit nicht durch die Horizontal-Frequenz sondern durch die Elemente der Schaltungsanordnung bestimmt wird, kann mit Hilfe der Formel V = L eingesehen werden, daß die Rücklaufimpulse, insbesondere ihre Amplitude, nahezu unge­ ändert bleiben, wenn die Frequenz geändert wird. Die Ände­ rung Δ i des Stromes i während der Rücklaufzeit Δ t ist in beiden Fällen ja gleich I.

Aus derselben Fig. 2b geht auch hervor, daß die Hinlaufspannung einen niedrigeren Wert hat, als wenn die Horizontal-Frequenz niedriger ist. Diese Spannung, die dem mittleren Wert der Spannung nach Fig. 2b entspricht, ist in dieser Figur angegeben und zwar links als V₁ und rechts als V₂.

Fig. 2c zeigt den Verlauf der Spannung am Kollek­ tor des Transistors T₃. Die Spannung an der Wicklung L₂ erfährt eine gleichförmige Änderung, wobei der mittlere Wert Null ist. Die Spannung an der Wicklung L₃ ist der­ selben entgegengesetzt. Weil der Wert der Spannung an der Wicklung L₂ während der Hinlaufzeit außerhalb der Zeit τ nahezu Null ist, bedeutet dies, daß das Zeitintergral des Rücklaufimpulses in Fig. 2c dem des Rechtecks in der Zeit τ entspricht. Daraus geht hervor, daß das Produkt V _B × τ nahezu konstant ist. Weil die Spannung V _B oben­ stehend als konstant vorausgesetzt ist, ist also die Zeit τ auch nahezu konstant, d. h. nicht von der Frequenz abhängig. In Fig. 2d zum Schluß ist die Änderung dargestellt des Stromes durch den Transformator T. In der Zeit τ fließt dieser Strom durch die Wicklung L₁, in der restlichen Zeit der Periode fließt er durch die Wicklungen L₂ und L₃, was in Fig. 1 nach der Primärseite transformiert dargestellt wird.

Aus dem obenstehenden geht nicht nur hervor, daß die Leitungszeit τ des Transistors T₃ bei konstanter Speise­ spannung V _B nahezu konstant ist, sondern auch, daß die Lage derselben in der Hinlaufzeit nicht von Bedeutung ist, so daß diese Lage beliebig gewählt werden kann. In der Praxis wird die Dauer des Steuerimpulses des Transistors T₃ einstellbar sein. Durch diese Einstellung kann die Ampli­ tude des Rücklaufimpulses und daher die Amplitude I sowie die Breite des wiedergegebenen Bildes auf einen gewünschten Wert eingestellt werden. Dieser Wert hängt von der Horizon­ talfrequenz nicht ab. Gleichspannungen, die durch Gleich­ richtung von Spannungen, die an weiteren Sekundärwicklungen des Transformators T vorhanden sind, erhalten werden, werden dadurch auf konstante Werte eingestellt. In Fig. 1 ist L₄ eine derartige Sekundärwicklung.

Die Spannung V _B ist konstant, wenn die Quelle der­ selben eine stabilisierte Speisespannungsschaltung ist. Ändert sich nun die Spannung V _B , beispielsweise weil diese Spannung durch Gleichrichtung von dem elektrischen Ver­ sorgungsnetz abgeleitet ist, so kann die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 jedoch dafür sorgen, daß die Amplitude I des Horizontal-Ablenkstromes sowie der Wert der sekundären Gleichspannungen konstant bleiben. Dazu wird die Zeit τ abhängig von einer dieser Spannungen, beispielsweise abhängig von der Spannung, die von der Wicklung L₄ mit Hilfe einer Diode D₅ und eines Kondensators C₃ abgeleitet wird, geregelt. Die Treiberstufe DR enthält eine Vergleichs­ stufe, in der die Spannung des Kondensators C₃ mit einer Bezugsspannung V _ref verglichen wird, um auf bekannte Weise die Leitungszeit des Transistors T₃ zu beeinflussen. Dabei ist die längst mögliche Dauer der Zeit τ gleich der Hinlaufzeit.

Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann die Ost-West-Korrektur zum Korrigieren der Rasterverzeichnung auf einfache Weise dadurch ausgebildet werden, daß die Zeit τ eine vertikal-frequente Dauermodulation erfährt. Dazu wird ein vertikal-frequentes, meistens parabelförmiges Signal V _par der Treiberstufe DR zugeführt. Die Bezugs­ spannung ist nun gleichsam vertikal-frequent geworden. Die Parabelform muß derart sein, daß die Zeit τ maximal ist für die mittlere horizontale Linie des wiedergegebenen Bildes, d. h. in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit, wo­ durch die Amplitude I auch maximal ist und minimal ist für die oberste und unterste horizontale Linie am Wieder­ gabeschirm, d. h. am Anfang und am Ende der Vertikal-Hin­ laufzeit, wodurch die Amplitude I auch minimal ist. Durch die erhaltene Ost-West-Modulation wird der Gleichspannung des Kondensators C₃ eine vertikal-frequente Spannung über­ lagert, woraus hervorgeht, daß der Transformator T zum Erzeugen der Hochspannung für die Endanode der Bildwieder­ gaberöhre nicht geeignet ist.

Es dürfte einleuchten, daß ein anderer Punkt, beispielsweise der Emitter des Transistors T₂, des Ablenk­ teils mit Masse verbunden sein kann. Der Vorteil, was dies anbelangt aus Fig. 1, liegt in der Tatsache, daß die Wechselspannungen an den Enden der Ablenkspule in ihrem Absolutwert gleich sind und entgegengesetzte Vorzeichen aufweisen, so daß die Mitte der Spule das Potential von Masse hat. Dadurch ist die kapazitive Strahlung der Spule nach anderen Teilen der Bildwiedergabeanordnung, von der die beschriebene Schaltungsanordnung einen Teil bildet, gering.

Weil Hochleistungstransistoren meistens eine relativ lange Ausschaltverzögerungszeit aufweisen, kann für Transistoren T₁ und T₂, die gleichzeitig ausgeschaltet werden müssen, torgesteuerte Schalter benutzt werden, wofür die genannte Zeit viel kürzer ist. Auch können ein oder mehrere Transistoren durch Transistoren vom pnp-Typ ersetzt werden: so kann beispielsweise der Transistor T₂ vom pnp-Typ sein, wobei der Emitter und der Kollektor gegenüber Fig. 1 vertauscht sind. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann einigermaßen geändert werden, ohne daß die Wirkung derselben dadurch wesentlich beeinflußt wird. Die Kondensatoren C₁ und C₂ können beispielsweise durch einen Kondensator ersetzt werden, der entweder zu dem Netzwerk L, C oder zu der Spule L parallel liegt. Mit den Kondensatoren nach Fig. 1 wird der Rücklaufimpuls an der Spule L besser über die Schalter T₁, D₁ und T₂, D₂ verteilt. Auch ist es nicht notwendig, daß die Kondensatoren C₁ und C₂ dieselbe Kapazität haben, insofern das Verhältnis der Kapazitäten C₁ und C₂ dem Verhältnis der Windungszahl der Wicklungen L₃ und L₂ ent­ spricht. Auf entsprechende Weise wie die Kondensatoren C₁ und C₂ können die Dioden D₁ und D₂ durch nur eine Diode ersetzt werden, unter der Bedingung jedoch, daß diese Diode den Gesamtrücklaufimpuls aushalten kann.

Die Schaltungsanordnung kann auch bekannte Elemente, beispielsweise eine Zentrierschaltung oder eine Linearitäts­ korrektureinrichtung, enthalten. Auch kann die Ablenkspule an die Sekundärseite eines Transformators angeschlossen werden.

Durch den Transformator T kann zwischen dem Speise- und dem Ablenkteil der Schaltungsanordnung eine galvanische Trennung vorgesehen werden. Ist diese Trennung nicht er­ wünscht, so kann auf den Transformator verzichtet werden und kann der Transistor T₃ unmittelbar mit dem Verbindungs­ punkt der Wicklung L₃ und der Diode D₄ einerseits und mit der positiven Klemme der Quelle V _B andererseits verbunden werden. Auf ähnliche Weise kann der Transistor T₃ mit dem Verbindungspunkt der Wicklung L₂ und der Diode D₃ einer­ seits und mit einer negativen Speisespannung andererseits verbunden werden. In den beiden Fällen sind an der Anode der Diode D₃ und an der Kathode der Diode D₄ dieselben Spannungsformen vorhanden wie in Fig. 1.

Eine andere Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist diejenige nach Fig. 3, wobei gegenüber Fig. 1 die Reihenschaltung L, C durch zwei Reihennetzwerke L′, C′ und L″, C″ ersetzt ist. Der Verbindungspunkt der beiden Reihennetzwerke kann an Masse gelegt werden. Dabei können die Induktivitäten L′ und L″ fast identische Horizontal- Ablenkspulenhälften sein, während die Kondensatoren C′ und C″ nahezu gleiche Kapazitäten aufweisen.

In der Ausführungsform nach Fig. 4 ist eine dritte Ablenkschaltung vorgesehen, wobei ein Transistor T₄, eine zu demselben anti-parallel liegende Diode D₇, eine Speise­ wicklung L₅, eine Speisediode D₆ und ein Rücklaufkondensator C₄ auf dieselbe Art und Weise vorhanden sind wie die ent­ sprechenden Elemente aus Fig. 1. In Fig. 3 und 4 sind nur die Ablenkschaltungen dargestellt. Die dritte dieser Schaltungsanordnungen ist mit der zweiten auf dieselbe Art und Weise verbunden wie die zweite mit dem ersten, und das Reihennetzwerk L, C liegt zwischen dem Kollektor des Transistors T₁ und dem Emitter des Transistors T₄, der an Masse liegt. Es dürfte einleuchten, daß die Beschreibung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ohne Änderung auch für die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 gilt. Der Vorteil der Fig. 4 gegenüber Fig. 1 ist, daß die hohe Rücklaufspannung, die zu einer kurzen Rücklauf­ zeit gehört, nun über drei Schalter statt über zwei ver­ teilt wird. Selbstverständlich kann die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 beliebig um eine oder mehrere Ablenkschaltungen vergrößert und/oder auf die obenstehend beschriebene Art und Weise geändert werden.

In den bisher beschriebenen Schaltungsanordnungen bekommen die Transistoren in dem Ablenkteil Steuersignale mit einer nahezu konstanten Dauer zugeführt, wodurch sie während der zweiten Hälfte der Hinlaufzeit leitend sind, während der Speisetransistor T₃ während einer Zeit τ in der Hinlaufzeit leitend ist, welche Zeit als Funktion der Speisespannung einstellbar bzw. regelbar ist. In der Aus­ führungsform nach Fig. 5 ist gegenüber Fig. 1 die Änderung vorgesehen, daß der Transistor T₁ die Funktionen der Transistoren T₁ und T₃ aus Fig. 1 kombiniert. Dabei ist die Wicklung L₁ mit dem Kollektor des Transistors T₁ ver­ bunden, während eine Diode D₈ zwischen diesem Kollektor und dem Verbindungspunkt der Elemente D₁, C₁, C und D₃ liegt, und zwar mit derselben Leitungsrichtung wie die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T₁. Der Transis­ tor T₂ bekommt dasselbe Steuersignal zugeführt wie die Transistoren T₁ und T₂ in den vorhergehenden Figuren. Das Steuersignal des Transistors T₁ in Fig. 5 dagegen hat eine veränderliche oder einstellbare Dauer, wodurch die Ampli­ tude des Ablenkstromes bei Änderungen der Horizontal- Frequenz oder der Speisespannung sich nicht ändert. Dies be­ deutet, daß der Regelbereich im Falle von Fig. 5 etwas beschränkter sein wird als für die vorhergehenden Figuren.

Der Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 mit den Elementen T₁, D₁, D₃ und D₈ arbeitet auf ähnliche Weise wie die kombinierte Speisespannungs- und Horizontal-Ablenk­ schaltung, die in der Veröffentlichung "IEEE Transactions on Broadcasting Television Receivers", August 1972, Heft BTR-18, Nr. 3, Seiten 177-182, beschrieben worden ist. Während der ersten Hälfte der Hinlaufzeit fließt der Ablenkstrom durch die Dioden D₁ und D₂. Der Transistor T₂ ist gesperrt, während der Transistor T₁ zu einem von der Speisespannung abhängigen Zeitpunkt in den leitenden Zustand gebracht wird. Weil die Kathode der leitenden Diode D₁ einen niedrigen negativen Wert hat, während der Kollektor des Transistors T₁ einen niedrigen positiven Wert hat, ist die Diode D₈ nicht leitend. Während der zweiten Hälfte der Hinlaufzeit fließt der Ablenkstrom durch die Diode D₈ und die Transistoren T₁ und T₂. Weil der Emitter des Tran­ sistors T₃ in Fig. 1 an Masse liegt, muß auch der Emitter des Transistors T₁ in Fig. 5 an Masse liegen. Die Wellen­ formen, die für Fig. 5 gelten, sind dieselben wie in der genannten Veröffentlichung, d. h., daß der Unterschied zu denen aus Fig. 2c und 2d in der Tatsache liegt, daß der Anfangszeitpunkt der Zeit τ in der ersten Hälfte der Hinlaufzeit liegen muß und daß der Endzeitpunkt der­ selben mit dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit zusammenfallen muß.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann ver­ schiedenartig geändert werden. So kann auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 4 die Anzahl der Ablenkschaltungen ver­ größert werden, während nur ein Transistor die kombinierten Funktionen hat. Auch kann die Kathode einer Speisediode, beispielsweise Diode D₄, in dem Fall, wo der Transistor T₂ die kombinierten Funktionen hat, nicht mit einem Rücklauf­ kondensator, sondern mit dem Hinlaufkondensator C ver­ bunden werden. Die in Fig. 6 dargestellte Schaltungs­ anordnung wird dann erhalten. Dabei sind die Spannungen an den Wicklungen des Transformators T rechteckförmig. Bei bestimmten Transformationsverhältnissen desselben kann es notwendig sein, zwischen der Wicklung L₁ und dem Kollektor des Transistors T₁ auf bekannte Weise eine Trenndiode D₉ vorzusehen, was auch für die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 gilt. In einer anderen Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 liegt das Reihennetzwerk aus einer Induktivität und einem Kondensator parallel zu der Diode D₁ und dem Kondensator C₁, und die Kathode der Diode D₃ ist mit einem Abgriff der Induktivität verbunden.

Fig. 7 zeigt einen detaillierten Schaltplan einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, die großenteils entsprechend dem Prinzip nach Fig. 1 ausge­ bildet ist. Darin sind T₁ und T₂ torgesteuerte Schalter, während T₃ durch ein Darlington-Paar gebildet ist. Das Transformationsverhältnis der Wicklung L₂ zu der Wicklung L₁ sowie das der Wicklung L₃ zu der Wicklung L₂ ist gleich 2 : 1. Während die Speisespannung V _B an der Primärseite des Transformators T im Durchschnitt 150 V beträgt, hat die Speisespannung an den übrigen Tiefleistungsstufen einen stabilisierten Wert von 20 V. Mittels einer Sekundär­ wicklung L₆ des Transformators T, einer Diode D₁₀ und eines Begrenzungswiderstandes wird an einem Kondensator C₅ eine positive Spannung von etwa 3 V und an einem Kondensa­ tor C₆ eine negative Spannung von ebenfalls etwa 3 V er­ zeugt. Der Kondensator C₅ ist in die Anodenleitung der Diode D₁ und der Kondensator C₆ in die Kathodenleitung der Diode D₂ aufgenommen. Durch diese Maßnahme wird ge­ währleistet, daß während der Hinlaufzeit ein kleiner Strom durch die Dioden D₁ und D₂ fließt, was eine Verzerrung des Ablenkstromes in der Mitte der Hinlaufzeit bei der Übernahme derselben durch die Schalter T₁ und T₂ nahezu ausgleicht. In Reihe mit der Ablenkspule L und dem Konden­ sator C ist eine Linearitätskorrekturanordnung LIN aufge­ nommen.

Ein spannungsgesteuerter Oszillator OSC erzeugt eine horizontal-frequente, nahezu symmetrische rechteck­ förmige Spannung, die nach Verstärkung den Basiselektroden zweier als Stromquellen wirksamer Treibertransistoren T₅ und T₆ zugeführt wird. Der Kollektor des Transistors T₅ ist mit der Primärwicklung eines Treibertransformators T′ verbunden, dessen Sekundärwicklung über eine Diode D₁₁ und ein RC-Parallelnetzwerk R₁, C₇ mit der Steuerelektrode A des Schalters T₁ verbunden ist, während das andere Ende der Sekundärwicklung mit der Kathode des Schalters T₁ und damit mit Masse verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist der Kollektor des Transistors T₆ mit der Primärwicklung eines Treibertransformators T″ verbunden, dessen Sekundär­ wicklung über eine Diode D₁₂ und ein RC-Parallelnetzwerk R₂, C₈ mit der Steuerelektrode B des Schalters T₂ verbunden ist, während das andere Ende der Sekundärwicklung mit der Kathode E des Schalters T₂ verbunden ist. Der Wickelsinn der Wick­ lungen des Transformators T′ bzw. T″ ist derart gewählt worden, daß ein sekundärer Strom über die Diode D₁₁ bzw. D₁₂ zu der Elektrode A bzw. B fließt. Während der Zeit­ intervalle, in denen der Kollektorstrom des Transistors T₅ bzw. T₆ fließt und den Schalter T₁ bzw. T₂ in den leitenden Zustand bringt und in diesem Zustand hält, wird der Konden­ sator C₇ bzw. C₈ aufgeladen.

Der Emitter eines PNP-Transistors T₇ ist mit der Kathode der Diode D₁₁ verbunden, während der Kollektor desselben mit der Kathode des Schalters T₁ und die Basis über einen Widerstand R₃ mit der Anode der Diode D₁₁ ver­ bunden ist. Auf ähnliche Weise ist der Emitter eines PNP-Transistors T₈ mit der Kathode der Diode D₁₂ verbunden, während der Kollektor desselben mit dem Punkt E und die Basis über einen Widerstand R₄ mit der Anode der Diode D₁₂ verbunden ist. Während des leitenden Zustandes des Transis­ tors T₅ verursacht der sekundäre Strom des Transformators T′ an der Diode D₁₁ einen positiven Spannungsabfall, der den Transistor T₇ gesperrt hält.

Wird der Transistor T₅ durch das Signal des Oszillators OSC gesperrt, so kehrt die Spannung an der Primärwicklung des Transformators T′ und daher auch an der Sekundärwicklung ihre Polarität um. Dadurch nimmt der Strom durch die Sekundärwicklung schnell ab und kehrt daraufhin seine Richtung um, während der Transistor T₇ wegen der Spannung des Kondensators C₇ leitend wird. Der Basisstrom desselben fließt durch den Widerstand R₃, während die Diode D₁₁ gesperrt wird. Der Emitterstrom entfernt die in der Steuerelektrode A vorhandenen Ladungsträger, was den Schalter T₁ in den Sperrzustand bringt. Mit Hilfe des Transformators T″ und des Transistors T₈ erfolgt für den Schalter T₂ ein ähnlicher Verlauf. Die beiden Schalter werden nahezu gleichzeitig schnell ein- und ausgeschaltet.

Mit Hilfe eines Differenzierkondensators C₉ und eines Transistors T₉ wird ein Impuls, dessen Vorderflanke mit der abfallenden Flanke des Signals des Oszillators OSC zusammenfällt, der Basis des Transistors T₁₀ zugeführt. Der Kollektorwiderstand R₅ liegt nicht an der niedrigen Speisespannung, sondern an der Spannung V _B . Parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T₁₀ liegt ein durch einen kleinen Widerstand R₆ und einen Kondensator C₁₀ gebildetes Reihennetzwerk. An dem Kollektor des Transis­ tors T₁₀ ist eine sägezahnförmige Spannung vorhanden, deren Neigung mit den Schwankungen der Spannung V _B variiert. Die sägezahnförmige Spannung wird der nicht invertierenden Eingangsklemme einer ersten Vergleichsstufe COMP₁ und der invertierenden Eingangsklemme einer zweiten Vergleichsstufe COMP₂ zugeführt. Die invertierende Eingangsklemme der Stufe COMP₁ liegt an einer konstanten Gleichspannung. Die nicht invertierende Eingangsklemme der Stufe COMP₂ ist über eine Umkehrstufe mit der Ausgangsklemme eines Verstärkers AMP₁ verbunden, mit deren Hilfe drei durch drei Einstellpotentio­ meter R₇, R₈ und R₉ einstellbare Spannungen der genannten Eingangsklemme zugeführt werden und zwar eine Gleichspannung, eine vertikal-frequente parabelförmige Spannung und eine vertikal-frequente sägezahnförmige Spannung. Von der letzt­ genannten ist auch das Vorzeichen der Neigung einstellbar. Dadurch werden eine parabelförmige Spannung Y², eine säge­ zahnförmige Spannung Y mit positiver Neigung und eine sägezahnförmige Spannung -Y mit negativer Neigung, die alle von einem Vertikal-Ablenkgenerator herrühren, dem Ver­ stärker AMP₁ zugeführt. Die Ausgangsspannung desselben ist also vertikal-frequent parabelförmig, wobei die Parabel abhängig von der Lage des Schleifers des Potentiometers R₉ gekippt sein kann.

Die Ausgangsklemmen der Stufen COMP₁ und COMP₂ sind mit den Eingangsklemmen eines UND-Tores verbunden, dessen Ausgangsklemme mit den Basiselektroden zweier Tran­ sistoren T₁₁ und T₁₂ verbunden ist. Die Emitterelektroden der Transistoren T₁₁ und T₁₂ sind miteinander und über eine Spule L₇ mit der Steuerelektrode des Darlington-Paares T₃ verbunden. Das Steuersignal desselben ist folglich eine Rechteckspannung, deren Vorderflanke eine Lage hat, die von der Spannung an der invertierenden Eingangsklemme der Stufe COMP₁ abhängig ist und folglich eine konstante Zeit nach dem Anfang der Horizontal-Hinlaufzeit auftritt. Der Zeitpunkt, wo die Rückflanke der genannten Rechteck­ spannung auftritt, ist von der Spannung an der nicht invertierenden Eingangsklemme der Stufe COMP₂ abhängig. Mittels des Potentiometers R₇ kann die Breite des wiedergegebenen Bildes eingestellt werden, während das Potentiometer R₈ zur Einstellung der Korrektur der Ost-West-Rasterkissen­ verzeichnung und das Potentiometer R₉ zur Einstellung der Korrektur der Trapezverzerrung sorgt. Dadurch, daß der Widerstand R₅ mit der Speisespannungsquelle V _B verbunden ist, ist der Zeitpunkt, in dem die Rückflanke der Steuerspannung des Darlington-Paares T₃ auftritt, von der Spannung V _B abhängig. Damit wird eine Vorwärtsregelung erhalten der Leitungsdauer τ des Darlington-Paares T₃ als Funktion der Spannung V _B . Durch die Wahl des Wertes des Widerstandes R₅ kann erhalten werden, daß die Amplitude des Ablenkstromes von den Schwankungen der Spannung V _B einigermaßen unab­ hängig ist, so daß die Rückwärtsregelung mit Hilfe der Wicklung L₄ und der Diode D₅ (siehe Fig. 1) fortfallen kann.

Der an einem Abgriff der Wicklung L₂ vorhandene Rücklaufimpuls wird einem Verstärker AMP₂ zugeführt, in dem eine Verstärkung sowie eine Formung stattfindet. Das er­ haltene Signal wird einem Phasendiskriminator ϕ zugeführt, der zugleich ein Horizontal-Synchronsignal S zugeführt bekommt. Das Ausgangssignal des Diskriminators ϕ wird durch ein Tiefpaßfilter F, das dem Oszillator OSC eine Steuer­ spannung zuführt, geglättet. Durch die auf diese Weise gebildete Phasenregelschleife wird erhalten, daß das Signal des Oszillators OSC und daher der durch die Ablenk­ spule L fließende Horizontal-Ablenkstrom die richtige Frequenz und die richtige Phase gegenüber dem Signal S hat.

Claims (15)

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes für eine Horizontal-Ablenkspule, die einen Hinlauf und einen Rücklauf eines Elektronenstrahls in einer Bildwieder­ gabeanordnung steuert, wobei die Ablenkspule während der Hinlaufzeit durch wenigstens zwei reihenge­ schaltete, steuerbare, horizontal-frequent schaltende Ablenk­ schalter an einen Hinlaufkondensator angeschlossen ist, welche während der Rücklaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt sind, in der die Ablenkspule, der Hinlaufkondensator und Schaltungselemente, die zusammen eine Rücklaufkapazität bilden, einen Teil eines Resonanznetzwerkes bilden, dessen Elemente die Dauer der Rücklaufzeit bestimmen, wobei die Schaltungsanordnung auch eine mit einer Speise­ spannungsquelle gekoppelte Speisewicklung zum Zuführen von Speiseenergie zu dem Resonanznetzwerk während der Rücklaufzeit aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Speise­ wicklung in wenigstens zwei Teilwicklungen (L₂, L₃) aufge­ teilt ist, die jeweils einerseits mittels einer Speisediode (D₃, D₄) mit dem Resonanznetzwerk und andererseits mit einem Ablenkschalter (T₁, D₁; T₂, D₂) und über einen steuerbaren, ebenfalls horizontal-frequent schaltenden Speiseschalter (T₃) mit der Speisespannungsquelle (V _B ) gekoppelt sind, welcher während wenigstens eines Teils (τ) der Hinlaufzeit zum Speichern von Speiseenergie in der Speisewicklung leitend ist, während die Speisedioden gesperrt sind, und während des restlichen Teils der Horizontal- Periode gesperrt ist, während die Speisedioden leitend sind, wobei der während der Rücklaufzeit durch die Speisedioden fließende Strom Energieverluste ausgleicht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitungsdauer (τ) des Speise­ schalters (T₃) zum Einstellen der Amplitude (I) des Ablenk­ stromes (i) einstellbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitungsdauer (τ) des Speise­ schalters (T₃) abhängig von der Speisespannung (V _B ) ein­ stellbar ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitungsdauer (t) des Speise­ schalters (T₃) vertikal-frequent modulierbar ist zum Korrigieren der Rasterverzerrung.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt der Ablenkschalter (T₁, D₁; T₂, D₂) an einem Bezugspotential liegt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Rücklaufkondensator (C₁, C₂) einerseits und die Reihenschaltung aus einer Teilwicklung (L₂, L₃) und einer Speisediode (D₃, D₄) andererseits zu jedem Ablenkschalter (T₁, D₁; T₂, D₂) parallel liegt, wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkonden­ sators zu der des zweiten dem Verhältnis der Windungszahl der zweiten Teilwicklung zu der der ersten Teilwicklung entspricht.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung aus einem Hinlauf­ kondensator (C ′, C″) und einer Horizontal-Ablenkspulen­ hälfte (L′, L″) zu jedem Ablenkschalter (T₁, D₁; T₂, D₂) parallel liegt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter Ablenkschalter (T₄, D₇) mit den zwei Ablenkschaltern (T₁, D₁; D₂, D₂) in Reihe liegt, wobei ein dritter Rücklaufkondensator (C₄) einer­ seits und die Reihenschaltung aus einer dritten Teil­ wicklung der Speisewicklung (L₅) und einer dritten Speise­ diode (D₆) andererseits zu dem dritten Ablenkschalter parallel liegt.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Ablenk­ schalter der Reihenschaltung aus dem in einer Richtung leitfähigen Speiseschalter (T₁) und einer Diode (D₈) mit derselben Leitungsrichtung besteht, während eine weitere Diode (D₁) mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung in einem Parallelzweig liegt, wobei der Verbindungspunkt der Ablenkschalter auf einem Bezugspotential liegt und wobei der Speiseschalter und der zweite Ablenkschalter (T₂, D₂) zu dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt werden.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilwicklungen (L₂, L₃) sekundäre Wicklungen eines Transformators (T) sind, dessen Primärwicklung (L₁) mit dem Speiseschalter (T₃) in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung an die Speisespannungsquelle (V _B ) angeschlossen ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel liegende Diode, deren Leitungs­ richtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, und daß eine Spannungsquelle (C₅, C₆) mit den genannten Dioden (D₁, D₂) in Reihe liegt zum Halten der Dioden in dem Leitungszustand wenigstens zu dem Einschaltzeitpunkt der genannten steuerbaren Schalter (T₁, T₂).

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektrode (A, B) eines Ablenkschalters (T₁, D₁; T₂, D₂) mit einer Sekundärwicklung eines Treibertransformators (T′, T″) verbunden ist, dessen Primärwicklung mit einer Stromquelle (T₅, T₆) verbunden ist, wobei die beiden Wicklungen gleichzeitig Strom führen, um den Ablenkschalter in den leitenden Zustand zu bringen und in diesem Zustand zu halten, und daß die Steuerelektrode zugleich mit einem Transistor (T₇, T₈) verbunden ist zum Sperren des Ablenkschalters.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Rückkopplung eines Signals der Rücklaufspannung zu den Steuermitteln (DR) des Speiseschalters (T₃) zum Beeinflussen der Leitungsdauer (τ) desselben.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel des Speise­ schalters (T₃) einen Sägezahnspannungsgenerator (T₁₀, C₁₀) und eine Vergleichsstufe (COMP₁) zum Erzeugen eines impuls­ förmigen Steuersignal enthalten, wobei eine Flanke des erzeugten Steuersignals abhängig von einer Gleichspannung und von einem vertikal-frequenten Signal einstellbar ist, während die Neigung der Sägezahnspannung unter dem Einfluß der Speisespannung (V _B ) veränderlich ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in nur einer Richtung leiten kann, und eine zu demselben parallel stehende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, und daß die beiden steuerbaren Schalter (T₁, T₂) über eine Steuerelektrode angesteuert werden.