DE2912063C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanrodnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine Schaltungsanordnung der vorstehend bezeichneten Art ist bereits vorgeschlagen worden (ältere Anmeldung EE-OS 28 31 033).

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungs­ anordnung der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß mit insgesamt relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand und unter Erzielung eines relativ geringen Leistungsverlutsts ein stabiler Betrieb bei der Steuerung des die vorhandenen beiden Spulen durchfließenden Stromes sichergestellt ist.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Maßnahme.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß mit insgesamt relativ geringem schaltungstechnischem Aufwand ein besonders geringer Leistungsverlust bei stabilem Betrieb der Schaltungsanordnung erreicht ist.

Zweckmäßige Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an Ausführungsbeispielen näher erläutert, in denen entsprechende Bezugszeichen jeweils einander entsprechende Elemente bezeichnen.

Fig. 1 zeigt in einem Schaltplan ein grundsätzliches Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 2, 3 und 5 zeigen den Verlauf von Signalen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung herangezogen werden.

Fig. 4A, 4B, 4C, 4D und 4E zeigen Ersatzschaltungen der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung zu den einzelnen Betriebszeitpunkten.

Fig. 6 bis 9 zeigen Schaltpläne weiterer Ausführungs­ formen der Erfindung.

In Fig. 1 ist eine grundsätzliche bzw. fundamentale Ausführungsform der Stromsteuerschaltung gemäß der Erfindung dargestellt. Die betreffende Stromsteuerschaltung enthält einen ersten Wandler 10 und einen dazu in Reihe geschalteten zweiten Wandler 20. Die Wandler bestehen aus Transistoren Q 1 bzw. Q 2, die als Schaltelemente dienen, und aus Parallel-Resonanzkreisen 15 bzw. 25, die eine Spule L 1, einen Kondensator C 1 bzw. eine Spule L 2 und einen Kondensator C 2 umfassen. Die Resonanzkreise 15 und 25 sind mit Lade- und Entlade­ kondensatoren Ca bzw. Cb verbunden, deren Ladungsmenge gesteuert werden kann. Mit D 1 und D 2 sind in den Resonanzkreisen 15 und 25 Dämpfer- bzw. Zeilendioden bezeichnet.

Die beiden Wandler 10 und 20 sind über eine Spule L 0 an einer Speisespannungsquelle E 0 angeschlossen. Die Schalttransistoren Q 1 und Q 2 werden beide durch rechteckförmige Schaltsignale S 1 bzw. S 2 gesteuert, auf die weiter unten noch eingegangen werden wird. Die Ladungsmengen der Kondensatoren Ca und Cb werden durch Steuern der relativen Phase der Schaltsignale S 1 und S 2 gesteuert. Die die Spulen L 1 und L 2 durchfließenden Ströme werden entsprechend den an den Kondensatoren Ca, Cb liegenden Ladespannungen Ea bzw. Eb geändert.

Wenn demgemäß die Spule L 1 oder die Spule L 2 als Belastung verwendet wird, beispielsweise als Horizontal- Ablenkspule eines Fernsehempfängers, und wenn die relative Phase der Schaltsignale S 1 und S 2 geeignet gesteuert wird, dann kann die betreffende Last gesteuert werden. Wenn eine Last, wie beispielsweise eine Vertikal- Ablenkspule, ein Lautsprecher oder dgl., an dem Verbindungspunkt zwischen der Spule L 1 und dem Kondensator Ca oder an dem Verbindungspunkt zwischen der Spule L 2 und dem Kondensator Cb angeschlossen wird, und wenn die relative Phase der Schaltsignale S 1 und S 2 wie im obigen Fall geeignet gesteuert wird, dann kann die Last ebenfalls gespeist werden.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 1 wird das Schaltsignal S 1 als Bezugssignal herangezogen, und das andere Schaltsignal S 2 wird in der Phase gesteuert. Zu diesem Zweck wird das mit einer bestimmten Frequenz auftretende Schaltsignal S 1 von einem Oszillator 1 erzeugt - bei dem es sich um einen Horizontal-Oszillator in dem Fall handelt, daß die Stromsteuerschaltung gemäß Fig. 1 in einem Fernsehempfänger verwendet wird - und das Schaltsignal S 1 wird sodann einer Phasensteuerschaltung 2 zugeführt, der über einen Anschluß 2 a ein Phasen­ steuersignal Sc zugeführt wird. Demgemäß bewirkt die Phasensteuerschaltung 2 eine Phasensteuerung des Schaltsignals S 1 mit Hilfe des Phasensteuersignals Sc unter Erzeugung des Schaltsignals S 2.

Im folgenden wird die Veränderung der Ladespannungen Ea und Eb der Kondensatoren Ca bzw. Cb auf die Steuerung der relativen Phase der Schaltsignale S 1 und S 2 hin beschrieben. In diesem Fall wird zum Zwecke der Vereinfachung der Erläuterung der Horizontal-Oszillator als Oszillator 1 benutzt. Die Konstanten der Spulen L 0, L 1, L 2 und der Kondensatoren Ca, Cb, C 1, C 2 sind als den folgenden Gleichungen (1) und (2) genügend angenommen.

L 1 = L 2
Ca = Cb (1)
C 1 = C 2
L 1 < L 0 (2)
Ca = Cb

Wenn die Schaltsignale S 1 und S 2 mit derselben Phase auftreten, wie dies in Fig. 2A und 2B veranschaulicht ist, dann arbeiten beide Wandler 10 und 20 ohne irgendeine gegenseitige Beeinflussung. Die betreffenden Wandler arbeiten damit so, als würden sie unabhängig voneinander betrieben werden. In diesem Fall sind entsprechend der Gleichung (1) die Ladespannungen Ea und Eb an den Kondensatoren Ca und Cb gleich und damit ½ E 0 (E 0 ist die Spannung der Speisespannungsquelle E 0). Deshalb werden die die Spulen L 1 und L 2 durchfließenden Ströme iL 1 bzw. iL 2 gleich sein, wie dies in Fig. 2C veranschaulicht ist, und die an den Spulen L 1 und L 2 auftretenden Impuls­ spannungen vL 1 bzw. vL 2 werden ebenfalls gleich sein, wie dies in Fig. 2D veranschaulicht ist.

Im folgenden sei die Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf Fig. 3 und 4 für den Fall erläutert, daß die Phase des Schalt­ signals S 2 relativ zur Phase des Schaltsignals S 1 um R L verzögert ist. Die Signalverläufe der Schaltsignale S 1 und S 2 sind für diesen Fall in Fig. 3A bzw. 3B veranschaulicht. Während der Hinlaufperiode und nach Leitendwerden der Dämpferdiode D 2 sind ein Element des den Transistor Q 1 und die Dämpferdiode D 1 umfassenden ersten Schaltkreisen und ein Element des den Transistor Q 2 und die Dämpferdiode D 2 umfassenden zweiten Schaltkreises im leitenden Zustand, so daß die beiden Enden der Reihenschaltung der Spule L 0 und der Speisespannungsquelle E 0 durch diese leitenden Einrichtungen kurzgeschlossen sind. Damit fließt von der Spule L 0 kein Strom zu dem ersten Resonanzkreis 15 bzw. zu dem zweiten Resonanzkreis 25 oder von den betreffenden Resonanzkreisen zu der Spule L 0 hin. Während der letzten Hälfte der Hinlaufperiode, währenddessen die Transistoren Q 1 und Q 2 im leitenden Zustand sind, wird die Energie in den Spulen L 1, L 2 und L 0 durch die die Transistoren Q 1 und Q 2 durchfließenden zunehmenden Ströme gespeichert. Wenn der Transistor Q 1 in den nichtleitenden Zustand gelangt und der Resonanzstrom iR 1 durch die Spule L 1 zu fließen beginnt, verbleibt der Transistor Q 2 noch im leitenden Zustand, wie dies aus der Beziehung zwischen den beiden Schaltsignalen S 1 und S 2 gemäß Fig. 3A und 3B ersichtlich ist. Die Ersatzschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 kann zu diesem Zeitpunkt in der aus Fig. 4A ersichtlichen Weise angegeben werden. Gemäß Fig. 4A wird die bei leitendem Transistor Q 1 in der Spule L 1 gespeicherte Energie zu dem Resonanzkondensator C 1 in Form des Resonanzstromes iR 1 übertragen, da der Transistor Q 1 plötzlich in den nichtleitenden Zustand überführt wird. Außerdem wird die in der Spule L 0 gespeicherte Energie zu dem Resonanzkondensator C 1 in Form des Stromes iL 0 übertragen. Bei diesem Strom handelt es sich um eine Art des Resonanzstromes, der auftritt, während einer der Transistoren Q 1 und Q 2 sich im nichtleitenden Zustand befindet. Wie oben unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert, werden bei mit gleichen Phasen auftretenden Schaltsignalen S 1 und S 2 die Transistoren Q 1 und Q 2 zum gleichen Zeitpunkt in den nichtleitenden Zustand überführt, so daß die in der Spule L 0 gespeicherte Energie in gleicher Weise zu den Resonanzkondensatoren C 1 und C 2 übertragen wird. Da in diesem Fall jedoch der Transistor Q 2 zu einem späteren Zeitpunkt in den nichtleitenden Zustand überführt wird als der Transistor Q 1, und zwar um eine Zeitspanne T 1 - wie dies in Fig. 3A und 3B veranschaulicht ist - wird während dieser Zeitspanne T 1 die Energie in der Spule L 0 lediglich zu dem Kondensator C 1 hin übertragen. Damit erreicht die Spannung an dem Kondensator C 1 - die durch den diesen Kondensator C 1 durchfließenden Ladestrom auftritt - einen höheren Wert als in dem Fall, daß die Schaltsignale S 1 und S 2 mit gleicher Energie auftreten. Der Betrag, um den die betreffende Kondensatorspannung höher ist als bei gleicher Phasenlage der Schaltsignale S 1 und S 2 ist dieser der von der Spule L 0 während der Zeitspanne T 1 übertragenen Energie proportional. Nachdem der Transistor Q 2 in den nichtleitenden Zustand überführt ist, tritt eine Energieübertragung oder ein Stromfluß von der Spule L 0 in gleicher Größe zu den beiden Kondensatoren C 1 und C 2 hin auf. Die zu diesem Zeitpunkt maßgenbende Ersatzschaltung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist in Fig. 4B veranschaulicht. Wenn die Spannung an dem Kondensator C 1 die Spitzenspannung erreicht, ändert der Resonanzstrom iR 1 seine Richtung, und der Strom beginnt von dem Kondensator C 1 zu der Spule L 1 hin zu fließen. Dies bedeutet, daß die in dem Kondensator C 1 gespeicherte Energie zu der Spule L 1 zurückübertragen wird. Die für diesen Fall maßgebende Ersatzschaltung ist in Fig. 4C dargestellt. Wie aus Fig. 3G hervorgeht, stellt die Spannung Ea an dem Ladekondensator Ca den integrierten Wert der an dem Kondensator C 1 auftretenden Impulsspannung dar. Diese Spannung Ea ist dadurch bestimmt, daß ein Flächenbereich A 1 und ein Flächenbereich A 2 gemäß Fig. 3G gleich sind. Demgemäß wird diese Spannung Ea an dem Ladekondensator Ca ebenfalls höher werden als in dem Fall, daß die Phasen der Schaltsignale S 1 und S 2 gleich sind, also höher als . Der Betrag, um den die erwähnte Spannung höher ist als bei Phasengleichheit der Signale S 1 und S 2, ist der erhöhten Spannung des an dem Kondensator C 1 vorhandenen Spannungsimpuls proportional, d. h. Δ E. Die an den Kondensatoren Ca und Cb liegende Gesamtladespannung ist durch die Speisespannung E 0 festgelegt. Wenn sich die Spannung an dem Ladekondensator Ca in der zuvor erläuterten Weise um Δ E 0 erhöht, dann vermindert sich die Spannung an dem Ladekondensator Cb um denselben Betrag Δ E 0, was demgemäß bedeutet, daß an diesem Ladekondensator eine Spannung liegt, die -Δ E 0 ist. Wenn die Spannung an dem Kondensator C 2 die Spitzenspannung erreicht, die niedriger ist als an dem Kondensator C 1, dann ändert auch der Resonanzstrom iR 2 seine Richtung. Die zu diesem Zeitpunkt maßgebende Ersatzschaltung ist in Fig. 4D veranschaulicht. Nachdem die in dem Kondensator C 1 gespeicherte Energie vollständig zu der Spule L 1 hin übertragen worden ist, ändert die Spannung an dem Kondensator C 1 ihre Polarität. Sobald die Spannung an dem Kondensator C 1 ihre Polarität ändert, wird die Dämpferdiode D 1 leitend, und der Resonanzstron iR hört auf zu fließen. Die für diesen Zeitpunkt maßgebende Ersatzschaltung ist in Fig. 4E veranschaulicht.

Wenn die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 durch die Schaltsignale S 1 und S 2 angesteuert wird, dann werden - wie oben erläutert - bei Vorhandensein der in Fig. 3A und 3B angedeuteten Phasendifferenz R L die Spannungen Ea und Eb an den Ladekondensatoren Ca bzw. Cb folgende Größen besitzen:

Ea = ½E 0 + Δ E 0
Eb = ½E 0 - Δ E 0.

Wie aus vorstehendem hervorgeht, werden diese Spannungen unsymmetrisch sein. Ferner können die Spannungen an den Ladekondensatoren Ca und Cb als imaginäre Speisespannungsquellen für den ersten Resonanzkreis 15 bzw. für den zweiten Resonanzkreis 25 betrachtet werden. Demgemäß sind die die Spulen L 1 und L 2 durchfließenden Ströme iL 1 bzw. iL 2 - wie dies in Fig. 3C und 3D veranschaulicht ist - und die Impulsspannungen vL 1 und vL 2 an den Spulen L 1 bzw. L 2 - wie dies in Fig. 3E und 3F veranschaulicht ist - ebenfalls unsymmetrisch; die betreffenden Größen stehen im Verhältnis zu den Spannungen Ea bzw. Eb.

Wenn die Phasendifferenz R L zwischen den beiden Schaltsignalen S 1 und S 2 größer wird, wird außerdem die Spannungsdifferenz 2 Δ E 0 zwischen den Spannungen Ea und Eb an den Ladekondensatoren Ca und Cb groß, da die Zeitspanne T 1 gemäß Fig. 3A und 3B - während welcher lediglich der Kondensator C 1 durch die in der Spule L 0 gespeicherte Energie geladen wird - länger wird. Die maximale Spannungsdifferenz Δ E beträgt klar .

Wenn die Phasen der Schaltsignale S 1 und S 2 um R L in entgegengesetzter Richtung zu der oben beschriebenen Richtung verschoben werden, wird der zweite Transistor Q 2 schneller als der Transistor Q 1 in den nichtleitenden Zustand gelangen. Demgemäß ist während der der Zeitspanne T 1 entsprechenden Zeitspanne die Stromschleife durch den ersten Transistor Q 2 und den zweiten Kondensator C 2 gebildet, so daß der zweite Kondensator C 2 um +E 0 geladen wird. Infolgedessen lassen sich die Ladespannungen Ea und Eb der Kondensatoren Ca bzw. Cb durch folgende Gleichung (4) angeben:

Ea = ½E 0 - Δ E 0
Eb = ½E 0 + Δ E 0 (4)

In diesem Fall wird die Ladung jedoch nicht über Δ E 0 = ½E 0 hinaus ausgeführt.

Die Beziehung zwischen der Phase R der Schaltsignale und der Ladespannungen Ea und Eb ist in Fig. 5 veranschaulicht. Die Phase R wird bei ein und derselben Phase als Mitte nicht geändert; die Ladespannungen Ea und Eb können jedoch von gänzlich verschiedenen Phasen­ zuständen aus entsprechend gesteuert werden.

Bei Vorliegen eines Aufbaus gemäß der Erfindung in der oben beschriebenen Weise wird die Last mittels des Schaltsystems derart gesteuert, daß der Leistungsverlust gering ist. Sogar dann, wenn die Schaltsteuerung mittels der rechteckförmigen Schaltsignale S 1 und S 2 ausgeführt wird, wird das Ausgangssignal nicht ein rechteckförmiger Strom oder eine rechteckförmige Spannung sein, und zwar aufgrund des Vorhandenseins der Resonanzkreise 15 und 25, womit keine unerwünschte Strahlung hervorgerufen wird. Sogar dann, wenn die Schaltsignale S 1 und S 2 herangezogen werden, existiert damit kein Rückfluß auf die übrigen Schaltungen.

In Fig. 6 ist ein Schaltplan einer praktischen Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Diese Ausführungsform der Erfindung wird bei einer Links- und -Rechts- Kissenkorrekturschaltung verwendet. Demgemäß dient bei dieser Ausführungsform der Transistor Q 1 als Horizontal- Ausgangstransistor, und eine Horizontal-Ablenkspule H · DY eines Fernsehempfängers wird als erste Spule L 1 verwendet. In Fig. 6 ist mit 5 ein Generator bezeichnet, der das parabolisch verlaufende Signal Sc erzeugt. Wenn dieses Signal Sc zur Steuerung des ersten Schalttransistors S 1 herangezogen wird, dann wird die Ladespannung Ea entsprechend einer parabolisch verlaufenden Signalform moduliert. Somit wird auch der die Horizontal-Ablenkspule H · DY durchfließende Horizontal-Ablenkstrom parabolisch moduliert, und damit wird die Kissenverzerrung korrigiert. In Fig. 5 ist mit dem Bezugszeichen 6 ein Zeilentransformator bezeichnet, dessen Primärwicklung als Spule L 0 ausgenutzt ist.

Bezüglich der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform sein angemerkt, daß sogar dann, wenn der die Horizontal- Ablenkspule H · DY durchfließende Strom parabolisch moduliert ist, die an die Primärwicklung L 0 des Transformators 6 angelegte Spannung nicht moduliert und damit konstant ist. Demgemäß kann die von der Sekundärwicklung des Transformators 6 abnehmbare Ausgangs­ spannung als Ausgangshochspannung HV verwendet werden.

In Fig. 7 ist in einem Schaltplan eine weitere Ausführungs­ form gemäß der Erfindung dargestellt. Diese Ausführungsform der Erfindung wird in Verbindung mit einer Vertikal-Ablenkspule benutzt. Gemäß dieser Aus­ führungsform ist eine Vertikal-Ablenkspule V · DY an einem Anschlußpunkt 1 b angeschlossen, der sich zwischen der zweiten Spule L 2 und dem zweiten Kondensator Cb befindet. In Fig. 7 ist mit dem Bezugszeichen 8 ein Vertikal-Oszillator bezeichnet, dessen Ausgangssignal einem Sägezahnsignalgenerator 9 zugeführt wird, der ein Sägezahnsignal in der Vertikal-Periode erzeugt. Das Ausgangssignal des Generators 9 wird der Phasen­ steuerschaltung 2 zugeführt, um das zweite Schaltsignal S 2 entsprechend einem Sägezahnsignalverlauf zu modulieren. Demgemäß wird die Ladespannung Eb des Kondensators Cb entsprechend einem Sägezahnsignalverlauf moduliert, so daß ein gewünschter Vertikal-Ablenkstrom durch die Vertikal- Ablenkspule V · DY fließt.

Wenn bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 ein Lautsprecher an dem Anschlußpunkt 1 b anstelle der Vertikal- Ablenkspule V · DY angeschlossen wird, um die Phasensteuerung mittels eines Ton- bzw. Niederfrequenzsignals durchzuführen, dann kann diese Schaltung als Nieder­ frequenz- bzw. Tonausgangsschaltung verwendet werden.

In Fig. 8 ist ein Schaltplan eines noch weiteren Ausführungs­ beispiels der Erfindung dargestellt. Die in Fig. 8 dargestellte Schaltungsanordnung wird bei einer Horizontal- und Vertikal-Ablenkschaltung angewandt. In diesem Fall ist die Horizontal-Ablenkspule H · DY von der ersten Spule L 1 gesondert vorgesehen, und eine Tertiärspule 6 c ist mit einer Spannungsdetektorschaltung 12 verbunden, um Schwankungen der Ausgangshochspannung HV zu ermitteln. Diese ermittelte Ausgangsspannung wird der Schaltung 2 zugeführt, um das Sägezahnsignal in der Phase zu modulieren und um damit die Größe eines Bildschirms einzustellen.

In Fig. 9 ist ein Schaltplan eines noch weiteren Aus­ führungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Bei dieser Ausführungsform sind drei Wandler 10, 20 und 30 vorgesehen. Der dritte Wandler 30 wird in Verbindung mit einem Resonanzkreis 35 dazu benutzt, die Spannungs­ stabilisierung vorzunehmen. Dies bedeutet, daß das von der Spannungsdetektorschaltung 12 abgegebene ermittelte Ausgangssignal dazu herangezogen wird, die Phasensteuerung einer Phasensteuerschaltung 40 zu bewirken und damit an einem Kondensator Cx eine solche Klemmspannung Ex hervorzurufen, daß die Ausgangshochspannung VH stabilisiert ist. In Fig. 9 ist mit 41 eine Glättungs- oder Gleichrichterschaltung bezeichnet, die als Speisespannungsschaltung dient.

Claims (8)

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung des mindestens zwei in Reihe miteinander verbundene Spulen (L 1, L 2) durchfließenden Stromes, von denen jede zusammen mit einem zu ihr parallel liegenden Schwingkreis­ kondensator (C 1, C 2) einen Parallelschwingkreis (15, 25) bildet, wobei parallel zu jedem Parallelschwingkreis (15, 25) die Schaltstrecke einer Schalteinrichtung (Q 1, D 1; Q 2, D 2) liegt, der an Steueranschlüssen Schaltsignale zugeführt werden, die sich für die verschiedenen Schalteinrichtungen nur durch die Phasenlage unterscheiden, und wobei die Reihenschaltung der Parallelschwingkreise (15, 25) mit einer Spannungsversorgungsquelle (E 0, Erde) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem Parallelschwingkreis (15, 25) ein gesonderter Kondensator (Ca, Cb) vorgesehen ist, der in Reihe mit der Spule (L 1, L 2) liegt, wobei diese Reihenschaltung aus Spule und Kondensator parallel zum Schwingkreiskondensator liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jede Schalteinrichtung (Q 1, D 1; Q 2, D 2) einen Schalttransistor (Q 1, Q 2) und eine zu dessen Schaltstrecke parallelgeschaltete Diode (D 1; D 2) enthält.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Steueranschluß des der einen Schalteinrichtung (Q 1, Q 2) zugehörigen Schalttransistors (Q 1) als Schaltsignal das Ausgangssignal (S 1) eines Oszillators (1) zugeführt ist und daß dem Steueranschluß des der anderen Schalteinrichtung (Q 2, D 2) zugehörigen Schalttransistors (Q 2) als Schaltsignal (S 1) das über eine Phasensteuereinrichtung (2) abgegebene Ausgangssignal des Oszillators (1) zugeführt ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltstrecken die Kollektor-Emitter-Strecken der beiden Schalttransistoren (Q 1, Q 2) miteinander in Reihe liegen und daß den Basen der Schalttransistoren (Q 1, Q 2) die Schaltsignale (S 1, S 2) zugeführt sind.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Spule (L 1) der beiden in Reihe miteinander verbundenen Spulen (L 1, L 2) eine Horizontal-Ablenkspule (H.DY) eines Fernsehempfängers ist, daß die Frequenz der Schaltsignale (S 1, S 2) die Horizontal- Frequenz eines Bildsignales ist und daß die Phasenbeziehung des ersten Schaltsignals (S 1) und des zweiten Schaltsignals (S 2) derart parabolisch mit der Vertikal-Frequenz des Bildsignals änderbar ist, daß eine Seitenkissenverzerrung des Rasters des Fernseh­ empfängers korrigierbar ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Zeilentransformator (6) mit einenr Primärwicklung (L 0) mit den beiden in Reihe miteinander verbundenen Spulen (L 1, L 2) derart verbunden ist, daß die die beiden Spulen (L 1, L 2) durch­ fließenden Ströme an der Primärwicklung (L 0) des Zeilen­ transformators (6) entsprechende Spannungsimpulse hervorrufen, und daß von einer Sekundärwicklung (HV) des Zeilen­ transformators (6) einer Gleichrichtereinrichtung zuführbare hochtransformierte Spannungsimpulse abnehmbar sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenbeziehung zwischen den Schaltsignalen (S 1, S 2) mittels eines Sägezahnsignals änderbar ist, welches mit einer Wiederholungsfrequenz auftritt, die gleich der Vertikal-Frequenz eines Bildsignals ist, derart, daß die Spannung an einem der genannten gesonderten Kondensatoren (Ca, Cb) einen sägezahnförmigen Verlauf mit einer Wiederholungsfrequenz besitzt, die gleich der Vertikal-Frequenz ist, und daß eine Verbindungseinrichtung (lb) eine Vertikal- Ablenkspule (V.DY) mit einem der genannten gesonderten Kondensatoren (Ca, Cb) verbindet.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenbeziehung zwischen den genannten Schaltsignalen (S 1, S 2) durch ein Tonsignal derart änderbar ist, daß die an einem der genannten gesonderten Kondensatoren (Ca, Cb) abnehmbare Spannung eine Tonsignalspannung ist, und daß eine Verbindungseinrichtung einen Lautsprecher mit einem der gesonderten Kondesatoren (Ca, Cb) verbindet.